JP2017200372A - モータ駆動装置および電力貯蔵装置 - Google Patents

Abstract

【課題】装置の小型化に可能するモータ駆動装置およびそれを備える電力貯蔵装置を提供する。【解決手段】電力貯蔵装置１００において、インバータ５は、架線１から直流電圧の供給を受けて誘導発電電動機１４を制御するように構成される。制御装置１０は、誘導発電電動機１４を流れるトルク分電流および励磁分電流が各々の指令値に一致するように、インバータ５を制御する。制御装置１０は、電圧検出器１１により検出される架線電圧の検出値が基準電圧よりも低いときには、検出値が基準電圧以上であるときに比べて、励磁分電流が小さくなるように指令値を補正する。【選択図】図１

Description

本発明は、モータを駆動する駆動装置およびそれを備える電力貯蔵装置に関する。

電力貯蔵装置は、電気車のブレーキ時に発生する回生電力を地上に設置した貯蔵媒体に蓄電し、蓄電した電力を電気車が加速する際に使用することで、省エネルギーを実現する装置である。電力貯蔵装置における貯蔵媒体には、フライホイールがある。フライホイール電力貯蔵装置は、装置の内部にある大型の円盤（フライホイール）を回転させることによって回線電力を回転エネルギーとして蓄え、必要に応じて回転力を電力に変換して放出する。

フライホイール電力貯蔵装置では、フライホイールに連結された発電電動機により、回転エネルギーを電気エネルギーに変換する。発電電動機としては、高速回転が可能な交流モータが用いられる。発電電動機はインバータにより可変速制御される。このような発電電動機には、誘導モータや永久磁石同期モータを適用することができる。

永久磁石同期モータは、ロータに永久磁石を備え、その磁束を利用してトルクを出力する。一方、誘導モータは、磁束自体を電機子からの励磁電流によって作り出す。なお、永久磁石同期モータには、固定磁石および可変磁石を有し、インバータによる励磁電流によって磁石の磁束量を可変にする可変磁束モータも提案されている（たとえば、特開２０１２−９５５２９号公報（特許文献１）参照）。

特開２０１２−９５５２９号公報

上述したフライホイール電力貯蔵装置において、発電電動機にはその回転速度に比例した誘起電圧が発生する。インバータにより発電電動機を制御するためには、インバータの出力交流電圧を発電電動機に発生する誘起電圧よりも高い電圧値に保つ必要がある。

しかしながら、架線からの直流電圧が低下した場合には、インバータの出力交流電圧も低下する。これにより、インバータの出力交流電圧が誘起電圧よりも低くなり、発電電動機を制御できなくなる可能性がある。

このような事態を未然に防ぐためには、電力貯蔵装置の内部に、インバータの入力直流電圧の定電圧制御を行なうためのチョッパを搭載することが考えられる。しかしながら、チョッパを搭載することで装置が大型化するという問題がある。また、チョッパとインバータとを並行して制御するため、制御が複雑になるという問題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、装置の小型化を可能するモータ駆動装置およびそれを備える電力貯蔵装置を提供することである。

この発明のある局面に従うモータ駆動装置は、モータと、直流電源に接続される直流電力線と、直流電力線およびモータの間に接続されるインバータと、電圧検出器と、制御装置とを備える。インバータは、直流電力線から直流電圧の供給を受けてモータを制御するように構成される。電圧検出器は、直流電力線の直流電圧を検出するように構成される。制御装置は、モータを流れるトルク分電流および励磁分電流が各々の指令値に一致するように、インバータを制御するように構成される。制御装置は、電圧検出器の検出値が基準電圧よりも低いときには、検出値が基準電圧以上であるときに比べて、励磁分電流が小さくなるように指令値を補正する。

この発明によれば、装置の小型化を可能するモータ駆動装置およびそれを備える電力貯蔵装置を提供することができる。

本発明の実施の形態に係る電力貯蔵装置の回路構成を示す概略ブロック図である。 図１における制御装置の構成を説明するブロック図である。 補正部の構成を説明するブロック図である。 補正係数演算部における補正係数の演算方法を説明する図である。 第１の比較例に係る電力貯蔵装置の構成を示す概略ブロック図である。 第２の比較例に係る電力貯蔵装置の構成を示す概略ブロック図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中における同一または相当部分には同一の符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置の回路構成を示す概略ブロック図である。図１を参照して、本実施の形態に係るモータ駆動装置は、たとえば電力貯蔵装置に適用することができる。

図１を参照して、架線１は、変電所などの直流電源に接続されている。電力貯蔵装置１００は、架線１およびレール２に電気的に接続される。電力貯蔵装置１００は、電気車のブレーキ時に発生する回生電力を貯蔵媒体に蓄電し、蓄電した電力を電気車が加速する際に使用するための装置である。

電力貯蔵装置１００は、貯蔵媒体として、大型の円盤（フライホイール）１６を有している。電力貯蔵装置１００は、フライホイール１６を回転させることによって回生電力を回転エネルギーとして貯蔵し、必要に応じて回転力を再び電力に変換するように構成されている。

電力貯蔵装置１００は、リアクトルＬ１と、コンデンサＣ１と、インバータ５と、電圧検出器６と、電流検出器７，８，９，１１と、変圧器１２と、誘導発電電動機（ＩＧＭ）１４と、フライホイール（Ｆ／Ｗ）１６と、速度検出器（ＰＬＧ）１８と、制御装置１０とを備える。

直流正母線３は架線１に電気的に接続され、直流負母線４はレール２に電気的に接続されている。リアクトルＬ１およびコンデンサＣ１はＬＣフィルタを構成する。

インバータ５は、直流正母線３および直流負母線４に接続されている。インバータ５は、直流正母線３および直流負母線４の間の直流電圧（すなわち、架線１とレール２との間の直流電圧）と交流電圧とを相互に変換可能に構成される。

インバータ５は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。本実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。インバータ５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｕ，Ｑ１ｖ，Ｑ１ｗ（総称してＩＧＢＴ素子Ｑ１とも称する）、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｕ，Ｑ２ｖ，Ｑ２ｗ（総称してＩＧＢＴ素子Ｑ２とも称する）、ダイオードＤ１ｕ，Ｄ１ｖ，Ｄ１ｗ（総称してダイオードＤ１とも称する）、およびダイオードＤ２ｕ，Ｄ２ｖ，Ｄ２ｗ（総称してダイオードＤ２とも称する）を含む。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｕ，Ｑ１ｖ，Ｑ１ｗのドレインはともに直流正母線３に接続され、それらのソースはそれぞれ交流端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｕ，Ｑ２ｖ，Ｑ２ｗのドレインはそれぞれ交流端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に接続され、それらのソースはともに直流負母線４に接続される。

ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードはそれぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のソースに接続され、それらのカソードはそれぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のドレインに接続される。すなわち、ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２に逆並列に接続される。

インバータ５の出力交流電圧は、変圧器１２にて誘導発電電動機１４の駆動に適した電圧に変換された後、誘導発電電動機１４に供給される。誘導発電電動機１４は、インバータ５から供給される交流電圧を受けて駆動する。

フライホイール１６は、誘導発電電動機１４の回転軸に結合されており、当該回転軸と一体となって回転する。これにより、フライホイール１６は、電気エネルギーを回転エネルギーとして保存する。

速度検出器１８は、誘導発電電動機１４の回転軸に設けられ、誘導発電電動機１４の回転速度を検出する。速度検出器１８は、誘導発電電動機１４の機械的回転角周波数ωｍを示す信号を制御装置１０に出力する。

電圧検出器６は、架線１とレール２との間の直流電圧Ｖｄｃ（以下、架線電圧Ｖｄｃとも称する）を検出し、架線電圧Ｖｄｃを示す信号を制御装置１０に出力する。電流検出器７，８，９は、インバータ５の出力電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ）を検出し、出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを示す信号を制御装置１０に出力する。電流検出器１１は、架線１を流れる直流電流Ｉｄｃ（以下、架線電流Ｉｄｃとも称する）を検出し、架線電流Ｉｄｃを示す信号を制御装置１０に出力する。

制御装置１０は、架線電圧Ｖｄｃ、架線電流Ｉｄｃおよび、インバータ５の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗなどをモニタしながらゲート信号を供給することにより、インバータ５の動作を制御する。

本実施の形態では、半導体スイッチング素子の制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。制御装置１０は、電圧検出器５からの架線電圧Ｖｄｃを示す信号、電流検出器１１からの架線電流Ｉｄｃを示す信号、および電流検出器７，８，９からのインバータ５の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを示す信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。

（動作）
次に、本実施の形態に係る電力貯蔵装置１００の動作について説明する。

電力貯蔵装置１００では、架線電圧Ｖｄｃに基づいて、電力の貯蔵および放出が制御される。具体的には、架線電圧Ｖｄｃが基準電圧（例えば、直流１５００Ｖ）よりも上昇したときには、近隣に回生ブレーキを使用している電気車が存在し、かつ、その回生電力を消費する別の電気車がほとんど存在しない状況であると判断して、電力を貯蔵する。このとき、電力貯蔵装置１００は、電気車からの回生電力をインバータ５によって交流電力に変換して誘導発電電動機１４に供給する。フライホイール１６は、供給された交流電力を回転エネルギーとして蓄える。

一方、架線電圧Ｖｄｃが基準電圧よりも低下したときには、近隣に力行している電気車が多数存在すると判断し、架線電圧Ｖｄｃの低下具合に応じて電力を放出する。このとき、電力貯蔵装置１００は、フライホイール１６の回転エネルギーを誘導発電電動機１４によって電気エネルギーに変換する。変換された電気エネルギーは、インバータ５によって直流電力に変換されて架線１に供給される。

このように、近隣に存在する電気車の力行および回生状態の総和を反映して、架線電圧Ｖｄｃは上昇または低下する。例えば、架線電圧Ｖｄｃは、直流１５００Ｖの基準電圧に対して８００Ｖ〜１８００Ｖの範囲で変動する場合がある。電力貯蔵装置１００では、この架線電圧Ｖｄｃの変動に基づいて電力の貯蔵および放出が制御される。電力の貯蔵では、架線１から電力を吸収してフライホイール１６が加速する。一方、電力の放出では、回生動作によりフライホイール１６が減速する。そのため、誘導発電電動機１４も可変速度で運転する。

ここで、インバータを用いて誘導モータを可変速制御する方法としては、一般的に、Ｖ／ｆ制御とベクトル制御とが用いられる。Ｖ／ｆ制御は、誘導モータを開ループ速度制御するものである。ベクトル制御は、２次磁束と発生トルクとを独立に制御するものである。Ｖ／ｆ制御はベクトル制御に比べて簡便である一方で、ベクトル制御はＶ／ｆ制御に比べて速度制御性が優れている。

誘導モータのベクトル制御では、通常、誘導モータの２次磁束が一定になるように励磁分電流を一定レベルに制御するとともに、トルク分電流を制御することで誘導モータの発生トルクを制御するという方法が採られている。誘導モータには、その回転速度と２次磁束との積に比例する誘起電圧が発生する。

ここで、インバータを用いて誘導モータを制御するためには、インバータの出力交流電圧が誘導モータに発生する誘起電圧よりも高い電圧値に保つことが必要である。誘起電圧がインバータの出力交流電圧よりも高くなると、インバータから誘導モータにトルク分電流を流すことができなくなるためである。

しかしながら、図１に示す電力貯蔵装置１００においては、架線電圧Ｖｄｃが低下した場合、入力直流電圧が低下するため、インバータ５が出力できる電圧も低下する。その結果、インバータ５の出力交流電圧が誘導発電電動機１４の誘起電圧を下回ってしまい、誘導発電電動機１４を制御できなくなる可能性がある。

このような不具合を未然に回避する手法としては、例えば、図５に示す第１の比較例のように、電力貯蔵装置１０００を、ＬＣフィルタとインバータ１２００との間にチョッパ１１００を設けた構成を採ることができる。

図５を参照して、第１の比較例による電力貯蔵装置１０００では、チョッパ１１００は、インバータ１２００の入力直流電圧（コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨに相当）を一定にするための定電圧制御を実行する。インバータ１２００はすべり周波数の制御を行なう。

第１の比較例によれば、チョッパ１１００の定電圧制御によって、架線電圧Ｖｄｃの変動に拘らず、インバータ１２００に対して一定の直流電圧を供給することができる。したがって、架線電圧Ｖｄｃが低下した場合であっても、インバータ１２００の出力交流電圧を誘導発電電動機１４に発生する誘起電圧よりも高い電圧値に保つことができる。

その一方で、チョッパ１１００を設けることで電力貯蔵装置が大型化するという問題がある。また、チョッパ１１００とインバータ１２００とを並行して制御するため、制御が複雑になるという問題がある。

あるいは、図５に示す第１の比較例に代わるものとして、図６に示す第２の比較例のように、複数のインバータを、変圧器１２を介して誘導発電電動機１４に直列多重接続する構成を採用することができる。

図６を参照して、第２の比較例に係る電力貯蔵装置２０００では、２個のインバータ２１００，２２００を直列接続することで、当該２個のインバータの出力交流電圧を足し合わせることができる。したがって、架線電圧Ｖｄｃの低下によって各インバータの出力交流電圧が低下した場合であっても、２個のインバータの出力交流電圧の合計値を、誘導発電電動機１４に発生する誘起電圧よりも高い電圧値に保つことができる。

しかしながら、第２の比較例では、複数のインバータ２１００，２２００を設けるため、第１の比較例と同様に、電力貯蔵装置が大型化するという問題がある。また、複数のインバータ２１００，２２００を並行して制御するため、第１の比較例と同様に、制御が複雑になるという問題がある。

本実施の形態は、このような新たな問題を回避するため、チョッパまたは複数のインバータを不要とする装置構成（図１参照）において、インバータ５の出力交流電圧を誘導発電電動機１４の誘起電圧よりも高く保つことを可能とする誘導発電電動機の制御を提案するものである。

（制御装置の構成）
次に、制御装置１０の構成について説明する。

図２は、制御装置１０の構成を説明するブロック図である。制御装置１０において、励磁分電流およびトルク分電流はそれぞれ、ｄ軸、ｑ軸とする回転座標系（ｄｑ座標系）で制御される。制御装置１０は、ｄ軸電流Ｉｄによって２次磁束を、ｑ軸電流Ｉｑによって発生トルクをそれぞれ独立に制御する。

図２を参照して、制御装置１０は、磁束制御部２２と、トルク制御部２３と、補正部２４と、減算器２１，２５，２６と、電流制御部２７，２８と、座標変換部２９，３０と、電気的回転角周波数演算部３２と、すべり角周波数・１次角周波数演算部３３と、積分部３４とを含む。

座標変換部３０には、電流検出器７，８，９により検出されたインバータ５の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが与えられる。座標変換部３０にはさらに、積分部３４から、２次磁束ベクトルの方向（位相θ）が与えられる。座標変換部３０は、位相θを用いて出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄ軸電流（励磁分電流）Ｉｄおよびｑ軸電流（トルク分電流）に変換する。座標変換部３０は、変換した励磁分電流Ｉｄを、減算器２５に出力する。また、座標変換部３０は、変換したトルク分電流Ｉｑを減算器２６およびすべり角周波数・１次角周波数演算部３３に出力する。

電気的回転角周波数演算部３２は、速度検出器１８により検出された機械的回転角周波数ωｍを受けると、ωｒ＝Ｐｍ×ωｍ（Ｐｍ：誘導発電電動機１４の極対数）の関係を用いて、電気的回転角周波数ωｒを演算する。

すべり角周波数・１次角周波数演算部３３は、座標変換部３０により演算されたトルク分電流Ｉｑおよび２次磁束指令値φｄ＊に基づいて、すべり角周波数ωｓを演算する。次に、すべり角周波数・１次角周波数演算部３３は、すべり角周波数ωｓに電気角回転周波数ωｒを加算することにより、１次角周波数ωを演算する。すべり角周波数・１次角周波数演算部３３は、演算した１次角周波数ωを磁束制御部２２に出力する。

積分部３４は、この１次角周波数ωを積分することによって、座標変換に必要な２次磁束ベクトルの方向（位相θ）を演算する。積分部３４は、演算した位相θを座標変換部２９，３０に出力する。

磁束制御部２２は、２次磁束指令値φｄ＊および１次角周波数ωに基づいて、インバータ５に要求される励磁分電流の指令値Ｉｄ＊（以下、励磁分電流指令値とも称する）を生成する。具体的には、磁束制御部２２は、弱め磁束制御を行なうことにより、１次角周波数ωに応じて励磁分電流指令値Ｉｄ＊を生成する。

減算器２１は、架線電流指令値Ｉｄｃ＊と電流検出器１１により検出された架線電流Ｉｄｃとの偏差ΔＩｄｃを演算し、その偏差ΔＩｄｃをトルク制御部２３に与える。トルク制御部２３は、少なくとも比例要素（Ｐ：Proportional element）および積分要素（Ｉ：Integral element）を含んで構成され、偏差ΔＩｄｃを入力として比例積分演算を行なうことにより、インバータ５に要求されるトルク分電流の指令値Ｉｑ＊（以下、トルク分電流指令値とも称する）を生成する。

補正部２４は、磁束制御部２２により生成された励磁分電流指令値Ｉｄ＊を補正する。励磁分電流指令値Ｉｄ＊の補正は、電圧検出器１１により検出された架線電圧Ｖｄｃに基づいて行なわれる。補正部２４は、励磁分電流指令値Ｉｄ＊を補正することにより、インバータ５から出力すべき励磁分電流Ｉｄとして、励磁分電流指令値Ｉｄ＊＊を生成する。補正部２４の詳細な構成については後述する。

減算器２５は、補正部２４により生成された励磁分電流指令値Ｉｄ＊＊と、座標変換部３０により算出された励磁分電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを演算し、その偏差ΔＩｄを電流制御部２７に与える。電流制御部２７は、少なくとも比例積分要素を含んで構成され、偏差ΔＩｄを入力として比例積分演算を行なうことにより、インバータ５に要求されるｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＊を生成する。

減算器２６は、トルク分電流指令値Ｉｑ＊と座標変換部３０により算出されたトルク分電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを演算し、その偏差ΔＩｑを電流制御部２８に与える。電流制御部３８は、少なくとも比例積分要素を含んで構成され、偏差ΔＩｑを入力として比例積分演算を行なうことにより、インバータ５に要求されるｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＊を生成する。

座標変換部２９は、位相θを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、インバータ５から出力すべき電圧である電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。

インバータ５は、図示しないゲート制御回路を含んでいる。ゲート制御回路は、ＰＷＭ制御に従って、インバータ５が電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に相当する三相交流電圧を出力するためのゲート信号を生成する。このゲート信号により、インバータ５の出力交流電圧は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に追従するように制御される。

（補正部の構成）
次に、図２における補正部２４の構成を説明する。図３は、補正部２４の構成を説明するブロック図である。図３を参照して、補正部２４は、乗算器４０および補正係数演算部４２を含む。

補正係数演算部４２は、励磁分電流指令値Ｉｄ＊を補正するための係数（以下、補正係数とも称する）ｋを演算する。図４を参照して、補正係数演算部４２における補正係数ｋの演算方法について説明する。

図４には、補正係数ｋおよび架線電圧Ｖｄｃの関係の一例が示されている。この関係によれば、架線電圧Ｖｄｃが基準電圧Ｖｓｔｄ以上であるときには、補正係数ｋが１に設定される。なお、基準電圧Ｖｓｔｄは、例えば、直流１５００Ｖに設定されている。

一方、架線電圧Ｖｄｃが基準電圧Ｖｓｔｄよりも低いときには、補正係数ｋは１よりも小さい値に設定される。詳細には、架線電圧Ｖｄｃが低くなるほど補正係数ｋは小さい値に設定されている。

図３に戻って、補正係数演算部４２は、図４に示す関係をマップまたは関係式として、予めメモリに記憶している。補正係数演算部４２は、電圧検出器１１により検出された架線電圧Ｖｄｃを受けると、図４に示す関係を参照することにより、補正係数ｋを演算する。補正係数演算部４２は、演算された補正係数ｋを乗算器４０に出力する。

乗算器４０は、励磁分電流指令値Ｉｄ＊に補正係数ｋを掛け合わせることにより、励磁分電流指令値Ｉｄ＊＊を生成する。乗算器４０は、生成した励磁分電流指令値Ｉｄ＊＊を減算器２５（図２）に出力する。これにより、補正後の励磁分電流指令値Ｉｄ＊＊に一致するように励磁分電流Ｉｄが制御される。

図４に示す関係によれば、励磁分電流指令値Ｉｄ＊＊は、架線電圧Ｖｄｃが基準電圧Ｖｓｔｄ以上であるときには、補正係数ｋが１であるため、実質的に補正されず、励磁分電流指令値Ｉｄ＊と等しい値となる。したがって、誘導発電電動機１４の２次磁束φｄは２次磁束指令値φｄ＊に等しい大きさに制御される。

これに対して、架線電圧Ｖｄｃが基準電圧Ｖｓｔｄよりも低いときには、補正係数ｋが１よりも小さいため、励磁分電流指令値Ｉｄ＊＊は励磁分電流指令値Ｉｄ＊よりも小さい値に補正される。したがって、誘導発電電動機１４の２次磁束φｄも２次磁束指令値φｄ＊よりも小さくなる。２次磁束φｄが減少したことで、誘導発電電動機１４に発生する誘起電圧が低下する。

上記のように、架線電圧Ｖｄｃが低下した場合、インバータ５の出力交流電圧が低下する。このインバータ５の出力交流電圧よりも誘起電圧が低くなるように、誘導発電電動機１４の２次磁束φｄを減少させることで、架線電圧Ｖｄｃが低下した場合であっても、インバータ５を用いて誘導発電電動機１４を制御することが可能となる。

図４に示す関係によれば、架線電圧Ｖｄｃが低くなるほど補正係数ｋは小さくなる。よって、架線電圧Ｖｄｃが低くなるほど、励磁分電流指令値Ｉｄ＊＊も小さくなる。この結果、架線電圧Ｖｄｃが低くなるほど、誘導発電電動機１４に発生する誘起電圧も低くなる。インバータ５の出力交流電圧よりも誘起電圧が低くなるように、架線電圧Ｖｄｃごとの補正係数ｋを設定することで、インバータ５の出力交流電圧を誘起電圧よりも高い値に保つことができる。

なお、図４の例では、架線電圧Ｖｄｃが基準電圧Ｖｓｔｄよりも低いときの架線電圧Ｖｄｃと補正係数ｋとの関係を直線で近似しているが、この関係はインバータ５および誘導発電電動機１４の特性等に基づいて適宜設定することができる。

以上のように、本実施の形態に係るモータ駆動装置によれば、誘導発電電動機１４における磁束制御によって、インバータ５の出力交流電圧を誘導発電電動機１４の誘起電圧よりも高く保つことができる。これにより、チョッパ（図５参照）または複数のインバータ（図６参照）が不要となるため、モータ駆動装置の小型化が可能となる。この結果、電力貯蔵装置１００の小型化を実現することができる。

なお、本実施の形態では誘導モータ（誘導発電電動機）を例示したが、励磁電流と電機子電流とを分けて制御することが可能なモータであれば、本発明を適用することが可能である。したがって、例えば、インバータによる励磁電流によって磁石の磁束量を可変にする可変磁束モータを本発明に適用することができる。

また、本実施の形態では２レベルインバータを例示したが、インバータ５は、直流電圧と交流電圧とを相互に変換する回路であればよい。したがって、たとえば直流電圧と３つの電圧値を有する交流電圧とを相互に変換する３レベルインバータを、インバータ５に適用することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 架線、２ レール、３ 直流正母線、４ 直流負母線、５，１２００，２１００，２２００ インバータ、６ 電圧検出器、７，８，９，１１ 電流検出器、１０ 制御装置、１４ 誘導発電電動機、１６ フライホイール、１８ 速度検出器、２１，２５，２６ 減算器、２２ 磁束制御部、２４ 補正部、２７，２８ 電流制御部、２９，３０ 座標変換部、３１ 磁束演算部、３４ 積分部、４０ 補正係数演算部、４２ 乗算器、１００，１０００，２０００ 電力貯蔵装置、１１００ チョッパ。

Claims (4)

1. モータと、
   直流電源に接続される直流電力線と、
   前記直流電力線および前記モータの間に接続され、前記直流電力線から直流電圧の供給を受けて前記モータを制御するように構成されたインバータと、
   前記直流電力線の前記直流電圧を検出するように構成された電圧検出器と、
   前記モータを流れるトルク分電流および励磁分電流が各々の指令値に一致するように、前記インバータを制御するように構成された制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記電圧検出器の検出値が基準電圧よりも低いときには、前記検出値が前記基準電圧以上であるときに比べて、前記励磁分電流が小さくなるように前記指令値を補正する、モータ駆動装置。
2. 前記制御装置は、前記検出値が前記基準電圧よりも低いときには、前記検出値が低くなるほど前記励磁分電流が小さくなるように前記指令値を補正する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記制御装置は、前記励磁分電流を受けて前記モータに発生する誘起電圧が、前記直流電圧を受けて前記インバータが出力する電圧よりも低くなるように、前記検出値に基づいて前記励磁分電流の前記指令値を補正する、請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置と、
   前記モータにより回転されるフライホイールとを備える、電力貯蔵装置。
   

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