JP2017184361A - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】エイリアシングに起因した低周波折り返し雑音の発生を抑制してトルク精度を確保するとともに、角度誤差、電源電圧リプル等の環境変動に対する制御安定性を確保する。
【解決手段】インバータ（２）からモータ（１）に供給される３相交流電流の検出結果に基づいてフィードバック電流値を生成するに当たって、第１のサンプルタイミングによる第１の電流検出値と、第１のサンプルタイミングよりも短い第２のサンプルタイミングによる第２の電流検出値を生成する電流検出器（１０）と、第１の電流検出値および第２の電流検出値のそれぞれをｑｄ軸に座標変換する座標変換器（１１）と、座標変換結果からフィードバック電流値を生成する検出電流処理器（１３）とを備えて構成される。
【選択図】図５

Description

本発明は、永久磁石同期モータ、誘導モータ、リラクタンスモータなどの交流モータをインバータにより制御するモータ制御装置およびモータ制御方法に関する。

交流モータを制御する方法としては、交流モータに流れる電流値の検出結果を回転座標系上の２軸成分に変換して制御演算を行い、インバータからモータに印加する電圧を制御する従来技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。

具体的には、この従来技術は、以下のような手順で、制御を行う。
・インバータの３相交流側に設けられた電流センサにより検出した電流値を、モータ回転子位置に同期した回転座標系上の２軸成分であるｄ軸成分電流（磁束成分電流）とｑ軸成分電流（トルク成分電流）に変換する。
・変換後のｄ軸成分電流、ｑ軸成分電流が、トルク指令から演算したｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令に一致するように、インバータからモータに印加する電圧を制御する。

特開２０１１−８３０６８号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
このような制御を行う際に、３相電流は、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと称す）等を用いて、検出周期に基づいてサンプリングされ、マイコンにより離散系の演算処理が行われている。マイコンは、電流制御１周期に電流を１回検出して、電流指令値との偏差に応じて、フィードバック制御を行う。ここで、サンプリング周期は、電流を正確に検出するために、検出信号の周期に対して１／２以下にする必要がある。

マイコンによる離散系の演算処理において、サンプリング周期が１/２より長くなると、実信号には存在しない低周波の折り返し雑音が発生する場合がある。以下では、この現象をエイリアシングと称す。また、電流検出の精度を高めるために制御周期を短くすると、マイコンの処理負荷が増大することになる。そこで、電流制御周期は、マイコンが演算する処理能力が上限を超えることがない値として、モータの運転状況に応じて設定される。

モータに流れる３相電流には、基本波周波数成分と、基本波周波数の５次成分、７次成分、１１次成分、１３次成分などの高周波成分が含まれている。例えば、モータの回転速度が高い状態では、３相電流に流れる電流リプルの周期が、電流を検出する処理周期に近づく。

このような状態では、電流検出のエイリアシングによって、トルク精度（すなわち、トルク指令に対する実トルクの偏差に相当）が劣化する問題がある。

電流検出の誤差によりトルク精度が劣化する問題を解決するためには、電流の基本波成分を高精度に抽出する必要がある。このための手法としては、電流制御１周期に電流検出を数回行う電流オーバーサンプル方式、あるいは、電流制御１周期において、前回周期で検出したタイミングと異なるように電流を検出するランダムサンプル方式がある。

先に述べたように、電流制御においては、検出電流値あるいは電圧指令値を座標変換により演算する方法が用いられる。座標変換器では、検出した３相電流値（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）と基準位相とから２軸成分電流（Ｉｄ、Ｉｑ）を生成する。同様に、電圧指令値（Ｖｄ、Ｖｑ）と基準位相とから３相電圧指令（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を生成している。多くの場合、２軸成分電流および、３相電圧指令は、電流制御周期に基づいた演算周期で処理されている。

一方、電流オーバーサンプル方式、あるいはランダムサンプル方式を用いて、座標変換により演算した場合、電流検出を行うタイミングが電流制御周期に対応していない。このため、座標変換に用いる角度が、２軸成分電流の生成（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ→Ｉｄ、Ｉｑ）と３相電圧指令の生成（Ｖｄ、Ｖｑ→Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）とで異なる。

ここで、モータの回転子位置検出にレゾルバ等を用い、検出した角度が、実際の回転角からずれて、誤差が周期的に変化した場合を想定する。

これまでの電流制御周期に基づいた座標変換では、角度の誤差に対応して電流制御の比例項が角度誤差を打ち消すように動作する。その結果、周期的に変化する角度誤差に起因する積分項の変動分を補償し、制御性への影響を抑えることが可能となる。

一方、電流オーバーサンプル方式、あるいはランダムサンプル方式では、電流検出を行うタイミングが電流制御周期と異なるため、電流制御の比例項において角度誤差に起因する変動分の補償が困難となる。この影響で、モータの制御安定性が低下することがあり、結果的に、消費電流が増大してしまう等の問題があった。このような問題は、角度誤差に限らず、電源電圧リプル等の変動に対しても、同様に発生する。

また、角度誤差が重畳すると、電流センサで検出した相電流が正側や負側にオフセットする。そして、モータ回転子位置情報に同期したｄ軸成分電流およびｑ軸成分電流は、オフセット電流に起因した低次高調波成分電流を含んだ電流脈動が発生してしまう。

従来のオーバーサンプル方式では、エイリアシング対策のため、カットオフ周波数の低いローパスフィルタを通して高周波成分を除去する処理を行う。しかしながら、カットオフ周波数の低いローパスフィルタを用いると、低次高調波成分の位相ずれが大きくなり、制御性が悪化する問題がある。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、演算処理負荷の増加を抑えた上で、エイリアシングに起因した低周波折り返し雑音の発生を抑制してトルク精度を確保するとともに、角度誤差、電源電圧リプル等の環境変動に対する制御安定性を確保することのできるモータ制御装置およびモータ制御方法を得ることを目的としている。

本発明に係るモータ制御装置は、直流／交流変換するインバータと、インバータの出力側に接続され、交流電圧が印加されることで駆動されるモータと、インバータの交流電流を検出する電流センサと、電流センサの出力信号に対して、異なる２つのサンプルタイミングで電流検出を行い、電流検出結果に基づいてフィードバック電流値を生成し、フィードバック電流値が電流指令値に一致するように、インバータを制御するコントローラとを備えたモータ制御装置であって、コントローラは、異なる２つのサンプルタイミングとして、第１のサンプルタイミングと、第１のサンプルタイミングよりも短い検出周期を有する第２のサンプルタイミングとがあらかじめ設定されており、第１のサンプルタイミングによる第１の電流検出値と、第２のサンプルタイミングによる第２の電流検出値を電流検出結果として順次出力する電流検出器と、３相として検出された第１の電流検出値を、第１のｄ軸電流値と第１のｑ軸電流値に座標変換し、３相として検出された第２の電流検出値を、第２のｄ軸電流値と第２のｑ軸電流値に座標変換する座標変換器と、第１のｄ軸電流と第２のｄ軸電流を用いてｄ軸フィードバック電流値を演算し、第１のｑ軸電流と第２のｑ軸電流を用いてｑ軸フィードバック電流値を演算することで、ｄ軸およびｑ軸としてのフィードバック電流値を生成する検出電流処理器とを含んで構成されるものである。

また、本発明に係るモータ制御方法は、インバータからモータに供給される３相交流電流の検出結果に基づいて生成されるフィードバック電流値が、電流指令値に一致するように、インバータをスイッチング制御するモータ制御装置において実行されるモータ制御方法であって、３相交流電流の検出結果に対して、第１のサンプルタイミングを用いて、３相からなる第１の電流検出値を検出する第１ステップと、３相交流電流の検出結果に対して、第１のサンプルタイミングよりも短い検出周期として設定された第２のサンプルタイミングを用いて、３相からなる第２の電流検出値を検出する第２ステップと、第１ステップで検出された第１の電流検出値を、第１のｄ軸電流値および第１のｑ軸電流値に座標変換する第３ステップと、第１ステップで検出された第２の電流検出値を、第２のｄ軸電流値および第２のｑ軸電流値に座標変換する第４ステップと、第３ステップで検出された第１のｄ軸電流と、第４ステップで検出された第２のｄ軸電流を用いて、ｄ軸フィードバック電流値を演算し、ｄ軸に関するフィードバック電流値を生成する第５ステップと、第３ステップで検出された第１のｑ軸電流と、第４ステップで検出された第２のｑ軸電流を用いて、ｑ軸フィードバック電流値を演算し、ｑ軸に関するフィードバック電流値を生成する第６ステップとを有するものである。

本発明によれば、第１の演算周期により、回転子位置に同期した高調波成分を抽出するとともに、第１の演算周期よりも短い第２の演算周期により、基本波成分を抽出し、両成分からフィードバック電流値を生成できる簡易構成を備えている。この結果、演算処理負荷の増加を抑えた上で、エイリアシングに起因した低周波折り返し雑音の発生を抑制してトルク精度を確保するとともに、角度誤差、電源電圧リプル等の環境変動に対する制御安定性を確保することのできるモータ制御装置およびモータ制御方法を得ることができる。

本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置における電流検出器のサンプリング処理を模式的に示した図である。 本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置において、電流検出のタイミングを変更したときのモータに流れる電流の測定結果を示す説明図である。 本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置におけるローパスフィルタの特性を示した図である。 本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置において、３相電流検出から電圧指令出力までの、第１の演算周期で処理する範囲と、第２の演算周期で処理する範囲とを示したブロック図である。 本発明の実施の形態２に係るモータ制御装置における検出電流処理器の内部構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態３に係るモータ制御装置において、３相電流検出から電圧指令出力までの、第１の演算周期で処理する範囲と、第２の演算周期で処理する範囲とを示したブロック図である。 本発明の実施の形態３に係るモータ制御装置において、３相電流検出から電圧指令出力までの、第１の演算周期で処理する範囲と、第２の演算周期で処理する範囲とを示した、図７とは異なる構成を有するブロック図である。 本発明の実施の形態３に係るモータ制御装置における電流検出器のサンプリング処理を模式的に示した図である。

以下、本発明のモータ制御装置およびモータ制御方法の好適な実施の形態につき、図面を用いて説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成を示したブロック図である。本実施の形態１に係るモータ制御装置およびモータ制御方法は、電気自動車やハイブリッド自動車のモータだけではなく、他のあらゆる種類のモータを用いた駆動システムに対しても適用可能である。

図１において、モータ１は、直流／交流変換を行うインバータ２を用いて給電され、駆動される。インバータ２の交流側には、３相電流を検出する電流センサ３が設けられている。インバータ２の直流側には、直流電源４が接続されている。また、モータ１には、回転子位置検出器５が接続されている。

電流検出器１０は、電流センサ３の出力信号を、異なる検出周期（第１のサンプルタイミングおよび第２のサンプルタイミング）で検出する。３相／ｄｑ軸座標変換器１１は、入力信号として、回転子位置検出器５の出力信号および電流検出器１０の出力信号を読み取る。

検出電流処理器１３は、入力信号として、３相／ｄｑ軸座標変換器１１の出力信号を読み取る。ｄｑ軸／３相座標変換器１７は、入力信号として、ｄ軸電流制御器１４で演算したｄ軸電圧指令と、非干渉化項制御器１６の出力値とを加算または減算した値を読み取る。同様に、ｄｑ軸／３相座標変換器１７は、入力信号として、ｑ軸電流制御器１５で演算したｑ軸電圧指令値と、非干渉化項制御器１６の出力値とを加算または減算した値を読み取る。

さらに、ｄｑ軸／３相座標変換器１７は、入力信号として、回転子位置検出器５の出力信号に対して進角補正１８を介して制御遅延が補正された後の信号を読み取る。なお、ｄｑ軸／３相座標変換器１７は、進角補正１８を介さずに、回転子位置検出器５の出力信号をそのまま読み取ることも可能である。以下の説明では、進角補正１８を用いる場合について説明する。

ＰＷＭ信号生成器１９は、ｄｑ軸／３相座標変換器１７の出力信号に基づいて、インバータ２を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。このような一連処理により、モータ１が制御される。

以下に、図１の各構成について、詳細に説明する。モータ１は、永久磁石同期モータ、誘導モータ、リラクタンスモータなどの、３相交流モータで構成される。永久磁石同期モータの回転子に用いる永久磁石は、ネオジム等の希土類磁石が使用される。なお、永久磁石は、サマリウムコバルト磁石、フェライト磁石など他の磁石でもよい。

インバータ２は、例えば、６個のパワースイッチング素子（例えば、Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ等）と、それらのパワースイッチング素子に並列に接続されたダイオードとを用いて構成される。インバータ２は、平滑コンデンサにより平滑化された直流電圧が供給されると、ＰＷＭ信号生成器１９からの出力信号に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換して、交流モータであるモータ１を駆動する。

電流センサ３は、電力変換器であるインバータ２からモータ１に供給される３相交流電流を検出する。この電流センサ３は、少なくとも２相に設置されていればよく、電流検出器１０は、残りの一相の電流を、３相の和がゼロであるとして演算により求めることが可能である。電流センサ３により検出され、電流検出器１０により演算された３相電流は、３相／ｄｑ軸座標変換器１１に入力される。

直流電源４は、鉛蓄電池、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。なお、直流電源４の出力電圧を昇降圧してインバータに供給するＤＣ／ＤＣコンバータをさらに接続する構成を採用することも可能である。

回転子位置検出器５としては、レゾルバ、エンコーダ、ホール素子などが用いられる。回転子位置検出器５は、モータ１の回転軸に連結され、回転子位置に基づいて回転角情報を生成し、３相／ｄｑ軸座標変換器１１と進角補正１８へ回転角情報を出力する。

電流検出器１０は、電流センサ３から出力されるアナログ信号を異なる２つ以上の検出周期で取得し、デジタルデータに変換する。例えば、第１のサンプルタイミングは、キャリア周期とし、第２のサンプルタイミングは、キャリア周期の数分の１とする。好ましくは、第２のサンプルタイミングは、モータに流れる高周波成分電流（５次または７次）の１／２以下の周期とする。

３相／ｄｑ軸座標変換器１１は、下式（１）に基づいて、各サンプルタイミングにおいて検出された３相電流を、モータ回転子位置に同期した回転座標系上の２軸成分であるｄ軸成分電流（磁束成分電流：Ｉｄ）とｑ軸成分電流（トルク成分電流：Ｉｑ）に変換する。

ここで、第１のサンプルタイミングで検出および処理が行われた電流値を、第１のｄ軸電流Ｉｄ１および第１のｑ軸電流Ｉｑ１とする。また、第１のサンプルタイミングに対して演算周期（検出周期）が短い第２のサンプルタイミングで検出および処理が行われた電流値を、第２のｄ軸電流Ｉｄ２および第２のｑ軸電流Ｉｑ２とする。

上式（１）に示す添え字ｘは、各サンプルタイミングを表している。具体的には、第１のサンプルタイミングに関して示すと、ｘ＝１として、
検出した３相電流：Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１
角度：θ１
２軸成分電流：Ｉｄ１、Ｉｑ１
となる。

検出電流処理器１３は、第１のｄ軸電流Ｉｄ１と第２のｄ軸電流Ｉｄ２を用いてｄ軸電流Ｉｄを演算し、第１のｑ軸電流Ｉｑ１と第２のｑ軸電流Ｉｑ２を用いてｑ軸電流Ｉｑを演算する。ここで、検出電流処理器１３により演算されたｄ軸電流Ｉｄは、ｄ軸フィードバック電流値に相当し、検出電流処理器１３により演算されたｑ軸電流Ｉｑは、ｑ軸フィードバック電流値に相当する。

ｄ電流制御器１４およびｑ電流制御器１５は、検出電流処理器１３から出力される二軸電流値であるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑをフィードバック電流値として、トルク指令から演算されたｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ、ｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆに一致させるように、ＰＩ制御（比例積分制御）を行い、ｄ軸電圧指令Ｖｄｒｅｆ、ｑ軸電圧指令Ｖｑｒｅｆを出力する。

非干渉化項制御器１６は、ｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑと、回転角周波数ωとを入力として、下式（２）の演算により、ｄ軸補償電圧Ｖｄ_ｄｃｐｌ、ｑ軸補償電圧Ｖｑ_ｄｃｐｌを求めて出力する。なお、非干渉化項制御器１６に入力する電流値は、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆと、ｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆを用いてもよい。

なお、上式（２）における各記号は、以下の内容を意味している。
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
φ：永久磁石磁束

ｄｑ軸／３相座標変換器１７は、ｄ軸電流制御器１４の出力値と非干渉化項制御器１６の出力値とを加算または減算した値、およびｑ軸電流制御器１５の出力値と非干渉化項制御器１６の出力値とを加算または減算した値、のそれぞれを２軸電圧指令値として読み取る。さらに、ｄｑ軸／３相座標変換器１７は、進角補正１８からの回転角情報に基づいて、２軸電圧指令値を３相電圧指令値に変換し、ＰＷＭ信号生成器１９へ出力する。

進角補正１８は、回転子位置検出器５で検出した角度に対して、電気角の取得遅れ、電圧指令の反映遅れを補償する。

ＰＷＭ信号生成器１９は、ｄｑ軸／３相座標変換器１７からの３相電圧指令値を入力とし、インバータ２を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

出力波形を生成する上で、各相の３相電圧指令と比較するキャリア信号の周波数は、できるだけ高いことが望ましい。しかしながら、インバータ２のパワースイッチング素子は、スイッチング損失が増加するため、使用するデバイスおよびモータの運転状況に応じて、キャリア周波数が設定される。

キャリア周波数とインバータ出力周波数の比（以下、周波数比と称す）が十分大きな場合（例えば、周波数比が数１０倍以上の場合）では、キャリア周波数を固定させて出力周波数を変更する、非同期ＰＷＭ方式を用いる。

なお、非同期ＰＷＭのキャリア周波数に関しては、平均キャリア周波数を一定としてキャリア周波数幅を不規則に変動させるランダムキャリアを設定する構成、あるいはインバータ出力周波数に応じてキャリア周波数を変更する構成、などを採用してもよい。

インバータ出力周波数が高くなる領域（例えば、周波数比が２１以下）においては、スイッチング損失、およびマイコンが演算する処理負荷が増加するため、周波数比が小さい方が望ましい。しかしながら、周波数比が小さくなると、インバータ出力電圧に対して誤差が大きくなるため、インバータ出力電圧のパルス数と位置が正側および負側の半波でπ／２および３π／２に対して対称となるように、キャリア周波数を同期させる、同期ＰＷＭ方式を用いる。

同期ＰＷＭ方式は、インバータ出力電圧の周期中に含まれるパルス数を、キャリア周期の３の整数倍に設定することが多い。例えば、同期ＰＷＭ方式は、同期９パルス、同期６パルス、同期３パルスなどを用いる。

図２は、本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置における電流検出器１０のサンプリング処理を模式的に示した図である。具体的には、この図２は、マイコン内のカウンタ等で作成されたキャリア波形と、第１のサンプルタイミングおよび第２のサンプルタイミングで電流を検出するタイミングを示している。

第１のサンプルタイミングは、キャリア波形の「谷―山―谷」を一周期として設定されており、電流検出器１０は、キャリアの「谷」のタイミングと同期して電流を検出する。なお、第１のサンプルタイミングは、キャリア波形の「山−谷−山」を一周期として設定してもよく、この場合には、電流検出器１０は、キャリアの「山」のタイミングと同期して電流を検出することとなる。

第２のサンプルタイミングは、第１のサンプルタイミングに対して検出周期を短く設定される。例えば、第２のサンプルタイミングを、キャリア周期の１／３倍とした場合には、電流検出器１０は、図２に示す周期で電流を検出する。

図３は、本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置において、電流検出のタイミングを変更したときのモータに流れる電流の測定結果を示す説明図である。図３の（ａ）から（ｃ）に示す波形は、実電流波形（連続値）を３相／ｄｑ軸変換したｄ軸成分電流Ｉｄ、およびｑ軸成分電流Ｉｑを破線で示し、各サンプルタイミングで検出したｄ軸成分電流、およびｑ軸成分電流を実線で示している。

モータ１に流れる３相電流には、基本波周波数成分に加えて、５次、７次、１１次、１３次などの高調波も含まれる。このため、高調波成分に起因した電流脈動が発生する。

図３（ａ）は、例えば、モータ１の回転速度が低い状態に相当する、周波数比が１８の場合の、実電流波形と第１のサンプルタイミングで検出した電流波形を示している。図３（ａ）に示すように、周波数比が比較的大きいと、第１のサンプルタイミングで検出した電流波形Ｉｄ１、Ｉｑ１は、電流検出のエイリアシングの影響が小さく、実電流の平均値（基本波）と検出電流の平均値（基本波）は、概ね一致する。このため、トルク精度は、劣化なく、高精度なモータ駆動が可能である。

図３（ｂ）は、例えば、モータ１の回転速度が高い状態に相当する、周波数比が６の場合の、実電流波形と第１のサンプルタイミングで検出した電流波形とを示している。図３（ｂ）に示すように、周波数比が比較的小さいと、第１のサンプルタイミングで検出した電流波形Ｉｄ１、Ｉｑ１は、電流検出のエイリアシングによって、高調波電流脈動の発生を招き、検出電流がオフセットする。その結果、実電流の平均値（基本波）と検出電流の平均値（基本波）にずれが生じ、トルク精度が劣化する。

図３（ｃ）は、図３（ｂ）と同じく周波数比６とした場合における、実電流波形と第２のサンプルタイミングで検出した電流波形Ｉｄ２、Ｉｑ２とを示している。第２のサンプルタイミングでは、先の図２に示した周期で電流を検出後、ローパスフィルタを通して、高調波成分が除去されている。電流波形Ｉｄ２、Ｉｑ２と実電流の平均値（基本波）は、概ね一致する。

このため、周波数比が比較的小さい運転状態では、第２のサンプルタイミングで検出した電流波形Ｉｄ２、Ｉｑ２を用いることにより、トルク精度を劣化させることなく、高精度にモータ１を駆動することが可能となる。

図４は、本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置におけるローパスフィルタのカットオフ周波数に対する振幅と位相の特性を示した図である。具体的には、この図４は、３種のカットオフ周波数に対して、各次数の振幅、位相関係の一例を示している。ここでは、サンプリング周波数を、インバータ出力周波数の１８倍として、特性を算出した。

カットオフ周波数の小さいｆ_ｃｕｔ１では、例えば、６次電流のような、高調波成分電流に対する減衰量が大きく、検出電流処理器１３で処理した電流は、エイリアシングの発生が抑制される。

また、カットオフ周波数がｆ_ｃｕｔ１よりも大きいｆ_ｃｕｔ２およびｆ_ｃｕｔ３では、高調波成分電流の減衰量が比較的小さく、検出電流処理器１３に入力する電流は、高調波成分に起因した電流脈動が含まれている。すなわち、電流検出を行う周期が電流脈動に対して長い場合には、検出電流処理器１３で処理した電流にエイリアシングが発生する。

従って、第２の演算周期で用いるローパスフィルタは、高調波成分電流を減衰するカットオフ周波数に設定する。

図５は、本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置において、３相電流検出から電圧指令出力までの、第１の演算周期で処理する範囲と、第２の演算周期で処理する範囲とを示したブロック図である。具体的には、第１の演算周期と、第１の演算周期に比べ周期の短い第２の演算周期とを用いた制御処理を実行するブロック図を示している。

検出電流処理器１３は、ハイパスフィルタ１３ａを有しており、第１のサンプルタイミングで検出された電流Ｉｄ１、Ｉｑ１に対してハイパスフィルタ１３ａを用いたフィルタリング処理を施すことで、高調波成分である電流値として、交流成分ＨＰＦ（Ｉｄ１）、ＨＰＦ（Ｉｑ１）を抽出する。なお、本実施の形態１では、ハイパスフィルタ１３ａとして、一次ハイパスフィルタを用いるが、バンドストップフィルタを用いた場合にも、同様の効果を得ることができる。

また、検出電流処理器１３は、第２のサンプルタイミングで検出され、基本波成分として抽出された電流Ｉｄ２、Ｉｑ２を取得する。そして、検出電流処理器１３は、下式（３）に基づいて、ｄ軸制御電流Ｉｄおよびｑ軸制御電流Ｉｑを演算する。

図５の構成により、検出電流処理器１３は、実電流の平均値（基本波成分）と、回転子位置に同期した高調波成分を含んだ電流を、制御電流Ｉｄ、Ｉｑとして検出することが可能となる。この結果、エイリアシングに起因した低周波折り返し雑音の発生を抑制してトルク精度を確保するとともに、角度誤差、電源電圧リプル等の環境変動に対しても、安定した制御性能を実現することができる。

加えて、第２の演算周期で処理される範囲は、図５の下段の破線枠で囲まれた電流検出器１０、３相／ｄｑ軸座標変換器１１、およびローパスフィルタ１２に限られている。このため、マイコンに必要とされる演算処理能力の増加を、最小限に抑えることが可能である。

以上のように、実施の形態１によれば、第１の演算周期により、回転子位置に同期した高調波成分を抽出するとともに、第１の演算周期よりも短い第２の演算周期により、基本波成分を抽出し、両成分から制御電流を生成できる簡単な構成を備えている。この結果、マイコンの処理能力を必要以上に増加させることなく、エイリアシングに起因した低周波折り返し雑音の発生を抑制してトルク精度を確保するとともに、角度誤差、電源電圧リプル等の環境変動に対して安定した制御性能を実現できる。

実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２に係るモータ制御装置における検出電流処理器１３の内部構成を示したブロック図である。検出電流処理器１３は、第１の演算周期で演算されたＩｄ１、Ｉｑ１に対しては、ハイパスフィルタ１３ａを介して交流成分を抽出した後に、乗算器１３ｂにより、あらかじめ設定した係数Ｋを乗じる。

ここで、係数Ｋは、回転数、トルク値、電圧に応じて変更することも可能である。係数Ｋを可変設定させることにより、モータの運転状態で異なる低次高調波成分を適切に補償することができる。

一方、第２の演算周期で演算された電流Ｉｄ２、Ｉｑ２は、先の図５に示したローパスフィルタ１２を介して、高調波成分が除去された基本波成分である。そこで、本実施の形態２における検出電流処理器１３は、下式（４）に基づいて、制御電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する。

本実施の形態２における検出電流処理器１３は、先の実施の形態１の場合と比較して、Ｉｄ１、Ｉｑ１のハイパスフィルタ処理後の信号に対して、係数Ｋを乗じている点が異なっており、それ以外は、同じである。従って、先の実施の形態１にて説明したものと同じ構成、処理については、説明を省略する。

以上のように、実施の形態２によれば、先の実施の形態１に比べて、モータ運転状態に応じて低次高調波成分を確実に補償できる構成を備えている。この結果、先の実施の形態１と同様の効果を得ることができるとともに、レゾルバに角度誤差が重畳した場合にも、制御安定性をより向上させることができる。

実施の形態３．
図７は、本発明の実施の形態３に係るモータ制御装置において、３相電流検出から電圧指令出力までの、第１の演算周期で処理する範囲と、第２の演算周期で処理する範囲とを示したブロック図である。

先の実施の形態１における図５の構成と比較すると、本実施の形態３における図７の構成は、第２の演算周期がランダム周期であるとともに、ローパスフィルタ１２を備えていない点が異なっている。

また、図８は、本発明の実施の形態３に係るモータ制御装置において、３相電流検出から電圧指令出力までの、第１の演算周期で処理する範囲と、第２の演算周期で処理する範囲とを示した、図７とは異なる構成を有するブロック図である。

先の実施の形態１における図５の構成と比較すると、本実施の形態３における図８の構成は、第２の演算周期がランダム周期である点が異なっている。従った、本実施の形態３における図７と図８の構成は、第２の演算周期がランダム周期である点では共通し、ローパスフィルタ１２の有無のみが異なっている。

図９は、本発明の実施の形態３に係るモータ制御装置における電流検出器１０のサンプリング処理を模式的に示した図である。本実施の形態３における第２のサンプルタイミングは、図９に示すように、第１の演算周期間に少なくとも１回、ランダムに設けられている。従って、電流検出器１０は、このような第２のサンプルタイミングに従って、電流検出処理をランダム周期で行う。

ここで、第２のサンプルタイミングで検出され、３相／ｄｑ軸変換処理された電流値を、Ｉｄ２、Ｉｑ２とする。３相／ｄｑ軸変換処理後の信号を、検出電流処理器１３に直接入力する構成が図７に相当し、３相／ｄｑ軸変換処理後にローパスフィルタ１２を通した信号を、検出電流処理器１３に入力する構成が図８に相当する。

図７および図８の構成は、先の実施の形態１の構成と比較して、電流検出回数を抑えつつ、エイリアシングを抑制でき、処理負荷の増加を抑えることができる。

また、図７の構成は、第２演算周期のローパスフィルタが不要となるため、先の実施の形態１に対して、さらに、処理負荷の増加を抑えることができる。

一方、図８の構成は、図７の構成に対してローパスフィルタが付加されているため、エイリアシングのよる電流誤差をより低減することが可能となる。

本実施の形態３は、第２の演算周期をランダムとする点が、先の実施の形態１と異なっており、それ以外は、同じである。従って、先の実施の形態１にて説明したものと同じ構成、処理については、説明を省略する。

以上のように、実施の形態３によれば、第２の演算周期内で電流検出を行うタイミングをランダム化し、検出回数を抑制する構成を備えている。この結果、電流検出回数を抑えて、処理負荷の増加を抑えて上で、先の実施の形態１と同様の効果を得ることができる。また、第２の演算周期での処理において、ローパスフィルタをなくすことで、処理負荷の増加をさらに抑えることができる。

なお、上述した実施の形態１〜３において、電流検出器１０〜ＰＷＭ信号生成器１９までの一連処理をコントローラにより実現することができる。また、ローパスフィルタ１２、ハイパスフィルタ１３ａに関しては、単独のハードウェア構成を採用することもでき、また、コントローラ内で演算処理により実現することも可能である。

１ モータ、２ インバータ、３ 電流センサ、４ 直流電源、５ 回転子位置検出器、１０ 電流検出器、１１ ３相／ｄｑ軸座標変換器、１２ ローパスフィルタ、１３ 検出電流処理器、１３ａ ハイパスフィルタ、１３ｂ 乗算器、１４ ｄ軸電流制御器、１５ ｑ軸電流制御器、１６ 非干渉化項制御器、１７ ｄｑ軸／３相座標変換器、１８ 進角補正、１９ ＰＷＭ信号生成器。

Claims (9)

1. 直流／交流変換するインバータと、
   前記インバータの出力側に接続され、交流電圧が印加されることで駆動されるモータと、
   前記インバータの交流電流を検出する電流センサと、
   前記電流センサの出力信号に対して、異なる２つのサンプルタイミングで電流検出を行い、電流検出結果に基づいてフィードバック電流値を生成し、前記フィードバック電流値が電流指令値に一致するように、前記インバータを制御するコントローラと
   を備えたモータ制御装置であって、
   前記コントローラは、
   前記異なる２つのサンプルタイミングとして、第１のサンプルタイミングと、前記第１のサンプルタイミングよりも短い検出周期を有する第２のサンプルタイミングとがあらかじめ設定されており、前記第１のサンプルタイミングによる第１の電流検出値と、前記第２のサンプルタイミングによる第２の電流検出値を前記電流検出結果として順次出力する電流検出器と、
   ３相として検出された前記第１の電流検出値を、第１のｄ軸電流値と第１のｑ軸電流値に座標変換し、３相として検出された前記第２の電流検出値を、第２のｄ軸電流値と第２のｑ軸電流値に座標変換する座標変換器と、
   前記第１のｄ軸電流と前記第２のｄ軸電流を用いてｄ軸フィードバック電流値を演算し、前記第１のｑ軸電流と前記第２のｑ軸電流を用いてｑ軸フィードバック電流値を演算することで、ｄ軸およびｑ軸としての前記フィードバック電流値を生成する検出電流処理器と
   を含んで構成されるモータ制御装置。
2. 前記電流検出器で使用される前記第２のサンプルタイミングは、キャリア周期の１／２以下の値としてあらかじめ設定されている
   請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記コントローラは、前記座標変換器により座標変換された前記第２のｄ軸電流値と前記第２のｑ軸電流値の低周波成分を通過させるフィルタリング処理を施すローパスフィルタをさらに含み、
   前記検出電流処理器は、前記ローパスフィルタにより前記フィルタリング処理が施された後の第２のｄ軸電流値および第２のｑ軸電流値を用いて前記フィードバック電流値を生成する
   請求項１または２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電流検出器は、前記第１のサンプルタイミングで規定される検出周期内において、前記第２のサンプルタイミングを少なくとも１回ランダムに選択して第２の電流検出値を出力する
   請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記コントローラは、前記座標変換器により座標変換された前記第１のｄ軸電流値と前記第１のｑ軸電流値の高周波成分を通過させるフィルタリング処理を施すハイパスフィルタをさらに含み、
   前記検出電流処理器は、前記ハイパスフィルタにより前記フィルタリング処理が施された後の第１のｄ軸電流値および第１のｑ軸電流値を用いて前記フィードバック電流値を生成する
   請求項１から４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記検出電流処理器は、前記ハイパスフィルタにより前記フィルタリング処理が施された後の第１のｄ軸電流値および第１のｑ軸電流値に対して、あらかじめ設定された係数を乗じた値を用いて前記フィードバック電流値を生成する
   請求項５に記載のモータ制御装置。
7. 前記検出電流処理器は、前記第１のｄ軸電流と前記第２のｄ軸電流を加算または減算することで前記ｄ軸フィードバック電流値を演算し、前記第１のｑ軸電流と前記第２のｑ軸電流を加算または減算することで前記ｑ軸フィードバック電流値を演算する
   請求項１から６のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
8. 前記コントローラがＰＷＭ信号を用いて前記インバータを制御する際に、
   前記電流検出器で使用される前記第１のサンプルタイミングは、前記ＰＷＭ信号を生成する演算周期に比べて長い値が設定されている
   請求項１から７のいずれかに１項に記載のモータ制御装置。
9. インバータからモータに供給される３相交流電流の検出結果に基づいて生成されるフィードバック電流値が、電流指令値に一致するように、前記インバータをスイッチング制御するモータ制御装置において実行されるモータ制御方法であって、
   前記３相交流電流の検出結果に対して、第１のサンプルタイミングを用いて、３相からなる第１の電流検出値を検出する第１ステップと、
   前記３相交流電流の検出結果に対して、前記第１のサンプルタイミングよりも短い検出周期として設定された第２のサンプルタイミングを用いて、３相からなる第２の電流検出値を検出する第２ステップと、
   前記第１ステップで検出された前記第１の電流検出値を、第１のｄ軸電流値と第１のｑ軸電流値に座標変換する第３ステップと、
   前記第１ステップで検出された前記第２の電流検出値を、第２のｄ軸電流値と第２のｑ軸電流値に座標変換する第４ステップと、
   前記第３ステップで検出された前記第１のｄ軸電流と、前記第４ステップで検出された前記第２のｄ軸電流を用いて、ｄ軸フィードバック電流値を演算し、ｄ軸に関する前記フィードバック電流値を生成する第５ステップと、
   前記第３ステップで検出された前記第１のｑ軸電流と、前記第４ステップで検出された前記第２のｑ軸電流を用いて、ｑ軸フィードバック電流値を演算し、ｑ軸に関する前記フィードバック電流値を生成する第６ステップと
   を有するモータ制御方法。

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