CN106932765A - 具有相位噪声估计的雷达设备 - Google Patents

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Abstract

本文描述了用于估计FMCW雷达***中的RF振荡器信号的相位噪声的方法以及相关雷达设备。根据一个示例性实施例，该方法包括将RF振荡器信号应用于包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成RF雷达信号。此外，该方法包括将从人造雷达目标接收到的RF雷达信号从RF频带下变频到基带，对经下变频的RF雷达信号进行数字化以生成数字雷达信号，以及根据该数字雷达信号计算去相关相位噪声信号。然后根据去相关相位噪声信号来计算去相关相位噪声的功率谱密度，将去相关相位噪声的功率谱密度转换成RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。

Description

具有相位噪声估计的雷达设备
技术领域
本公开一般地涉及雷达传感器***和设备、以及在这样的***和设备中采用的信号处理的领域。特别地，本发明涉及可能由来自短程（SR）目标的不期望雷达回波造成的相位噪声的估计和消除。
背景技术
雷达***是本领域中所众所周知的，并且通常可以被划分成脉冲雷达***和连续波（CW）***。脉冲雷达***通过向对象发射短射频（RF）脉冲并测量要接收到所反射的脉冲（即回波）花费的时间来测量到对象（通常被称为目标）的距离。因为脉冲的速度（即光速）是已知的，所以直接计算到对象的距离。然而，特别因为脉冲长度必须随着行程时间（即到目标的距离）的减小而减少，所以脉冲雷达***不适合于用来测量几百米的距离。随着脉冲长度减少，包含在脉冲中的能量降低到了变得不可能检测到所反射的信号的程度。反而，连续波雷达***被用于测量比较短的距离。在许多应用中（诸如在汽车应用中）所谓的频率调制连续波（FMCW）雷达***被用来检测雷达设备前面的目标并且测量到目标的距离以及它们的速度。
与其中由于发射器的脉冲操作引起的发射信号路径与接收信号路径之间的隔离不是特别相关的脉冲雷达***不同，被称为泄漏的现象在FMCW雷达***中是一个问题。泄漏通常描述一小部分频率调制的发射信号在没有被目标反向散射的情况下“泄漏”到雷达接收器的接收信号路径中问题。如果泄漏的原因是在雷达接收器的RF前端中（即在单站雷达配置中将接收信号与发射信号分开的循环器的不完善隔离），则泄漏也被称为发射信号路径和接收信号路径之间的串扰。当将雷达***集成到一个单独的单片微波集成电路（MMIC）中时，串扰或所谓的片上泄漏通常是一个问题。
泄漏的另一原因可能是非常靠近雷达天线的对象（诸如，例如在雷达天线前面几厘米处安装的遮盖物或固定装置）。在这里，在这样的对象（也被称为短程目标）处发射的雷达信号的反射被称为短程泄漏，其是从发射天线发出并反射回到（反向散射）一个或多个短程目标处的FMCW雷达***的接收天线的发射信号的一小部分，该一个或多个短程目标非常靠近（一个或多个）雷达天线。应该理解的是，在单站雷达***中发射天线和接收天线是物理上相同的天线。在这里，所提到的由短程目标引起的反射被称为短程泄漏，因为它们的影响与片上泄漏的影响类似。然而，适合于消除片上泄漏或串扰的已知方法不适合于消除短程泄漏。
在雷达***中，总的本底噪声限制灵敏度（可以利用改灵敏度来检测雷达目标），并因此也限制距离测量结果的准确性。一般来说，该本底噪声受到传输信道的加性噪声的支配。然而，在短程目标反射具有比较高的振幅的所发射的雷达信号的情况下（即引起短程泄漏），所发射的雷达信号的相位噪声（PN）可能支配本底噪声。相位噪声导致变差的信号检测质量或者甚至使得不可能检测到具有小雷达截面的雷达目标。因此，可能对FMCW雷达***中的相位噪声的估计感兴趣。
发明内容
这里公开的示例性实施例涉及雷达设备以及相关方法。作为一个示例性实施例，描述了一种用于估计FMCW雷达***中的RF振荡器信号的相位噪声的方法。在本示例中，该方法包括将RF振荡器信号应用于包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成RF雷达信号。该方法还包括将从人造雷达目标接收到的RF雷达信号从RF频带下变频到基带，对经下变频的RF雷达信号进行数字化以生成数字雷达信号，以及根据该数字雷达信号计算去相关相位噪声信号。根据去相关相位噪声信号计算去相关相位噪声的功率谱密度，并且然后将去相关相位噪声的功率谱密度转换成RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
在另一实施例中，该方法包括将RF振荡器信号应用于包含电路的人造雷达目标（该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成RF雷达信号），将从人造雷达目标接收到的RF雷达信号从RF频带下变频到基带，对经下变频的RF雷达信号进行数字化以生成数字雷达信号，以及计算数字雷达信号的功率谱密度。计算数字雷达信号的确定性被加数的功率谱密度，并且随后基于数字雷达信号的功率谱密度和确定性被加数的功率谱密度来计算RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
此外，这里描述了一种雷达设备。在一个示例性实施例中，该雷达设备包括：本地振荡器，其生成包括相位噪声的RF振荡器信号；以及包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成RF雷达信号。该雷达设备还包括：第一频率转换电路，其被配置成将从人造雷达目标接收到的RF雷达信号从RF频带下变频到基带；以及模拟到数字转换单元，其被配置成对经下变频的RF雷达信号进行数字化以生成数字雷达信号。该雷达设备的信号处理单元被配置成根据数字雷达信号计算去相关相位噪声信号，根据去相关相位噪声信号计算去相关相位噪声的功率谱密度，以及将去相关相位噪声的功率谱密度算进RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度里。
在另一示例性实施例中，该雷达设备包括本地振荡器，其生成包括相位噪声的RF振荡器信号；以及包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成RF雷达信号。该雷达设备还包括：第一频率转换电路，其被配置成将从人造雷达目标接收到的RF雷达信号从RF频带下变频到基带；以及模拟到数字转换单元，其被配置成对经下变频的RF雷达信号进行数字化以生成数字雷达信号。该雷达设备的信号处理单元被配置成计算数字雷达信号的功率谱密度，计算数字雷达信号的确定性被加数的功率谱密度，以及基于数字雷达信号的功率谱密度和确定性被加数的功率谱密度计算RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
根据另一示例性实施例，该雷达设备包括噪声消除功能。因此，该雷达设备包括：RF收发器，其被配置成将RF振荡器信号发射到雷达通道并且从雷达通道接收相应的第一RF雷达信号；以及包含电路的人造雷达目标，该电路将增益和延迟提供给RF振荡器信号以生成第二RF雷达信号。第一频率转换电路包括被配置成对第一RF雷达信号进行下变频的第一混频器；第二频率转换电路包括被配置成对第二RF雷达信号进行下变频的第二混频器。模拟到数字转换单元被配置成分别对经下变频的第一RF雷达信号和经下变频的第二RF雷达信号进行数字化以生成第一数字信号和第二数字信号。数字信号处理单元接收第一和第二数字信号并且被配置成：计算被包括在第二数字信号中的去相关相位噪声信号，基于所估计的去相关相位噪声信号来生成消除信号，以及从第一数字雷达信号减去消除信号以获得噪声补偿的数字雷达信号。另外，该数字信号处理单元被配置成根据去相关相位噪声信号计算去相关相位噪声的功率谱密度，以及将去相关相位噪声的功率谱密度算进RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度里。
此外，描述了一种用于消除雷达信号中的噪声的方法。根据一个实施例，该方法包括将RF振荡器信号发射到雷达通道以及从雷达通道接收相应的第一RF雷达信号，将RF振荡器信号应用于包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成第二RF雷达信号。该方法还包括将第一RF雷达信号和第二RF雷达信号从RF频带下变频到基带，分别对经下变频的第一RF雷达信号和经下变频的第二RF雷达信号进行数字化以生成第一数字信号和第二数字信号，以及计算包括在第二数字信号中的去相关相位噪声信号。基于去相关相位噪声信号来生成消除信号，以及从第一数字雷达信号减去消除信号以获得噪声补偿的数字雷达信号。另外，该方法包括根据去相关相位噪声信号来计算去相关相位噪声的功率谱密度，以及将去相关相位噪声的功率谱密度转换成RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
在另一实施例中，一种雷达设备包括RF收发器，其被配置成将RF振荡器信号发射到雷达通道并从雷达通道接收相应的第一RF雷达信号，并且还包括包含电路的人造雷达目标，该电路将增益和延迟提供给RF振荡器信号以生成第二RF雷达信号。第一频率转换电路包括被配置成对第一RF雷达信号进行下变频的第一混频器，并且第二频率转换电路包括被配置成对第二RF雷达信号进行下变频的第二混频器。模拟到数字转换单元被配置成分别对经下变频的第一RF雷达信号和经下变频的第二RF雷达信号进行数字化以生成第一数字信号和第二数字信号。此外，该雷达设备的数字信号处理单元接收第一和第二数字信号并且被配置成：计算被包括在第二数字信号中的去相关相位噪声信号，基于所估计的去相关相位噪声信号来生成消除信号，以及从第一数字雷达信号减去消除信号以获得噪声补偿的数字雷达信号。另外，该数字信号处理单元被配置成计算数字雷达信号的功率谱密度，计算数字雷达信号的确定性被加数的功率谱密度，以及基于数字雷达信号的功率谱密度和确定性被加数的功率谱密度计算RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
用于消除雷达信号中的噪声的另一示例性方法包括：将RF振荡器信号发射到雷达通道并且从雷达通道接收相应的第一RF雷达信号，以及将RF振荡器信号应用于包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成第二RF雷达信号。该第一RF雷达信号和第二RF雷达信号被从RF频带下变频到基带，并且经下变频的第一RF雷达信号和经下变频的第二RF雷达信号被分别数字化以生成第一数字信号和第二数字信号。该方法还包括计算包括在第二数字信号中的去相关相位噪声信号，基于去相关相位噪声信号来生成消除信号，以及从第一数字雷达信号减去消除信号以获得噪声补偿的数字雷达信号。另外，计算数字雷达信号的功率谱密度，计算数字雷达信号的确定性被加数的功率谱密度，以及然后基于数字雷达信号的功率谱密度和确定性被加数的功率谱密度来计算RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
附图说明
可以参考下面的附图和描述来更好地理解本发明。图中的部件不一定是按比例来绘制；而是将重点放在图示本发明的原理上。此外，在附图中，相似的参考数字指定对应的部件。在附图中：
图1是图示在传输通道中具有单个雷达目标的FMCW雷达传感器的操作原理的示意图；
图2图示在图1的雷达传感器中发射的和反射的雷达信号的波形；
图3是图示图1的雷达传感器的功能的框图；
图4是表示FMCW雷达传感器的基本功能的简化框图；
图5是图示在短程目标处通过反射的泄漏的原因和起源的示意图；
图6是图示根据本发明的一个示例的具有噪声消除的雷达传感器的框图；
图7是图示对于不同延迟时间的去相关相位噪声的示图；
图8是图示包括在短程泄漏中的去相关相位噪声与包括在从人造片上目标获得的信号中的去相关相位噪声之间的互相关系数的示图；
图9是图示根据本发明的另一示例的噪声消除的流程图；
图10是图示本地振荡器的相位噪声的计算的一个示例的示图；以及
图11是图示本地振荡器的相位噪声的计算的另一示例的示图。
具体实施方式
图1图示常规的频率调制连续波（FMCW）雷达***100。在本示例中，分别使用单独的发射（TX）和接收（RX）天线101和102（双站或伪单站雷达配置）。然而，应该理解，可以使用单个天线以使得接收天线和发射天线在物理上是相同的（单站雷达配置）。发射天线连续辐射例如通过锯齿信号（周期性线性斜坡信号，也参见图2）频率调制的正弦ＲＦ信号sRF(t)。所发射的信号sRF(t)在位于雷达***的测量范围内的目标T1处被反向散射，并且被接收天线102接收到。所接收到的信号被表示为yRF(t)。在雷达设备100中，通过将信号yRF(t)与发射信号sRF(t)的拷贝混频以引起RF信号yRF(t)下变频到基带中来对所接收到的信号yRF(t)进行解调。图２中图示该下变频。因为信号行进到目标T1以及从目标T1行进所花费的时间，所接收到的RF信号yRF(t)滞后于发射信号sRF(t)。因此，在所接收到的RF信号yRF(t)和参考信号（即发射信号sRF(t)的拷贝）之间存在恒定的频率差。当两个信号sRF(t)和yRF(t)被混频（即解调）时，（在线性频率调制的情况下）获得恒定频率的经解调的信号y(t)（也被称为拍频）。所接收到的且经解调的信号y(t)的拍频可以被确定（例如使用傅里叶分析）并且被用来计算雷达设备100和目标T1之间的距离。
雷达设备100可以包括单片微波集成电路（MMIC）或者在其中实施，该单片微波集成电路（MMIC）包括用于提供一个芯片（也被称为“单芯片雷达”）中的距离和/或速度测量所需的核心功能的电路。因此，该芯片尤其可包括RF振荡器、放大器、混频器、滤波器、模拟到数字转换器和数字信号处理器。图3图示可被用于图1中示出的雷达***100中的距离测量的雷达收发器的发射路径和接收路径。因此，RF收发器1包括混频器110，向其提供雷达信号yRF(t)和用来将雷达信号yRF(t)下变频到基带中的RF振荡器信号sRF(t)。该雷达信号yRF(t)（即发射信号sRF(t)的反向散射部分）被接收天线102接收到并且在被提供给混频器110之前可以被前置放大（参见RF放大器105，例如低噪声放大器LNA）。在本示例中，由本地振荡器（LO）103来生成RF振荡器信号sRF(t)，该本地振荡器（LO）103可以包括耦合在锁相环路（PLL）中的压控振荡器（VCO）。然而，根据实际应用可以由其他电路来提供该RF振荡器信号sRF(t)。当在雷达距离测量设备中使用时，该RF振荡器信号sRF(t)可以在大概24GHz和81GHz之间的范围中（在本示例中大概77GHz）。然而，更高或更低的频率也可是适用的。RF振荡器信号sRF(t)也被提供给发射天线101（例如经由功率放大器104）并且朝向雷达目标辐射（也参见图1）。
如所提到的，混频器110将雷达信号（经放大的天线信号A·yRF(t)，放大因子A）下变频到基带中。用y(t)来表示相应的基带信号（混频器输出信号）。然后该基带信号y(t)经历模拟滤波（滤波器115）以抑制不期望的边带或图像频率，这可以是混频操作的结果。滤波器115可以是低通滤波器或带通滤波器。用y’(t)来表示经滤波的基带信号（滤波器输出信号）。利用混频器将所接收到的RF信号下变频到基带中的接收器（例如收发器的接收器部分）本身被称为外差接收器并且因此不更详细地进一步讨论。经滤波的基带信号y’(t)然后被采样（时间离散）并且被转换成数字信号y[n]（模拟到数字转换器（ADC）120），然后在数字域中使用数字信号处理对该数字信号y[n]进行进一步处理（n是时间指数）。可以在数字信号处理单元125中执行数字信号处理，该数字信号处理单元125可以包括例如执行适当软件指令的数字信号处理器（DSP）。
图3图示所谓的双站或伪单站雷达***的雷达收发器100的接收路径，在该双站或伪单站雷达***的雷达收发器100中接收器与发射器可以是分开的（因为接收器和发射器使用单独的天线）。然而，在本发明中，雷达收发器的发射器和接收器部分被集成在一个MMIC中。在单站雷达***中，同一天线被用来发射和接收RF雷达信号。在这种情况下，雷达收发器另外包括耦合在用于将RF发射信号sRF(t)与所接收到的信号yRF(t)分开的混频器之间的定向耦合器或循环器（未示出）。
传输通道200表示从发射天线101到目标并且返回到接收天线102的信号路径。尽管通过传输通道，但是雷达信号sRF(t)（所发射的信号）和yRF(t)（反向散射的信号）都经历通常被建模为加性白高斯噪声（AWGN）的加性噪声w(t)。图4是图示图3中示出的雷达收发器的模拟前端的简化框图。为了允许简单明了的图示，已经省略天线和放大器。因此，可由本地振荡器103生成的RF发射信号sRF(t)被发送通过传输通道200并最终到达混频器110的RF输入端（作为所接收到雷达信号yRF(t)），该混频器110被配置成将雷达信号yRF(t)下变频到基带中。结果得到的基带信号y(t)（拍频信号）被低通滤波（低通滤波器115），并且然后使用模拟到数字转换器120对该经滤波的基带信号y’(t)进行数字化。作为对低通滤波的替代，带通滤波也可以是适用的。然后对经数字化的基带信号y[n]进行进一步以数字方式处理以估计收发器100’和目标之间的距离。如所提到的，在雷达信号通过传输通道200的同时将加性白高斯噪声添加到该雷达信号。
图5基本上与图1中示出的图示相同，但是具有位于传输通道200中的比较靠近天线的额外对象TS（例如安装在雷达天线前面的遮盖物或固定装置）。这样的对象在这里被称为短程目标。短程目标常常位于雷达设备前面几厘米（例如小于50cm）处（其小于雷达***的测量范围的下缘）并且将发射信号sRF(t)的一部分反射回到接收天线102。如上文所提到的，在短程目标处的这种反射造成一种被称为短程泄漏的现象。在图5的示例中，所发射的RF信号sRF(t)在目标T1（其在雷达收发器的正常测量范围内）处被反向散射，以及在短程目标TS处被反射。从目标T1反向散射的信号被表示为yRF,1(t)，并且在短程目标TS处被反射的信号被表示为yRF,S(t)。这两个信号yRF,1(t)和yRF,S(t)叠加并且由天线102来接收结果得到的和信号yRF(t)。考虑到所接收到的信号功率随着距离的四次方降低的事实，所以雷达信号yRF,S(t)的信号振幅因为短程泄漏而是显著的。而且，由于短程泄漏的结果，所发射的雷达信号sRF(t)的相位噪声是所接收的的雷达信号yRF(t)中的噪声的主要原因。
图6是根据一个示例性实施例的雷达收发器的框图，该雷达收发器被配置成在基带和人造雷达目标300（还被称为芯片上目标或OCT）中使用数字信号处理来消除短程泄漏并且因此消除所提到的来自所接收到的雷达信号的相位噪声。再次地，为了简单清楚起见已在图示中省略天线和放大器。发射信号sRF(t)是频率调制连续波（FMCW）信号（线性调频信号），也被称为啁啾信号。因此，信号sRF(t)可以被写为：
（1）
其中f0是线性啁啾信号的起始频率，k (k= B/T)表示具有带宽B和持续时间T的啁啾的斜率，是恒定相位偏移并且(t)是因为本地振荡器的缺陷而引入的相位噪声（PN）（参见图3）。
传输通道200（参见图5和图6）包括两种类型的信号反射。首先，在目标Ti处的反射（反向散射），要测量该目标Ti离雷达收发器的距离。用延迟τTi和增益ATi来对这些目标建模，其中i = 1, …, NT，并且NT示目标Ti的数目（不包括短程目标）。第二，在短程目标TS处的反射，其表示造成要被消除的反射（短程泄漏）的不期望的附近目标。与正常目标类似，可以用延迟τS和增益AS来对短程目标建模。实际上，增益AS将明显大于各增益ATi中的任一个。在图6的框图的上面的信号路径中描绘传输通道200的该模型。在接收器侧处，在完成下变频到基带之前添加加性白高斯噪声（AWGN）w(t)。因此，所接收到的RF雷达信号yRF(t)可以被写成：
（2）
在这里，第一被加数表示归因于短程泄漏的信号分量，第二被加数表示归因于在（一个或多个）“正常”雷达目标处的反射的信号分量并且最后的被加数表示AWGN。延迟和也被称为分别与短程目标TS和目标Ti相关联的往返延迟时间（RTDT）。应该注意，在本公开中，先前提到的芯片上泄漏不被视为用于消除现有芯片上泄漏的几个概念。
如可以从图6看到的，所接收到的雷达信号经历使用混频器110的下变频以及使用具有滤波器脉冲响应的滤波器115的后续带通或低通滤波。如在先前说明中那样，经过下变频和滤波的信号被表示为y’(t)，其可以被建模如下（为了简单起见假设=0）：
（3）
因为由短程泄漏和正常目标处的反射造成的拍频被分别表示为和（目标），并且可以由下面的等式来表示：
, 和 ， （4）
而且，恒定相位和可以被计算为：
, 和 ， （5）
拍频（等式4）和恒定相位（等式5）仅取决于给定的***参数（诸如啁啾的起始频率f0以及由变量k=B/T表示的其带宽和持续时间）以及分别与短程泄漏和要被检测的雷达目标Ti相关联的RTDT 和。从等式3、4和5得出，当RTDT 是零（=0）时由短程泄漏（即等式3中的第一被加数）得出的信号分量y’(t)为零。甚至当延迟时间为零时，项变成零。随着增大RTDT 的值（即随着增大短程目标的距离），相位噪声分量和的相关性降低。这种效应被称为距离相关性效应并且相位差被称为去相关相位噪声DPN。要注意，DPN在芯片上泄漏的上下文中通常不是问题，因为相关联的延迟小到可以忽略不计。
在下面，更详细地分析等式3的第一被加数（即短程泄漏信号）（参见图6）:
(6)。
在等式（6）中，增益AS/2是通过短程目标的雷达截面（RCS）初步确定的。一般来说，RCS可以取决于短程目标的形状和材料。拍频fBS（参见等式4）取决于与短程目标相关联的RTDT 。RTDT 取决于雷达设备和短程目标之间的距离ds。因此，距离ds可以被计算为dS=c·/2，其中c表示光的速度。在等式6中，DPN 表示除了所提到的AWGN之外的噪声。为了分析DPN如何影响所接收到的雷达信号的频谱，计算DPN的功率谱：
（7）
其中，是包括在RF发射信号sRF(t)中的相位噪声信号的功率谱。现实示例（ = 800ps, dS ≈ 12cm）的进一步分析示出，对于高于100kHz的频率，在假设10dBm的发射功率以及-140dBm/Hz的AWGN本底噪声的情况下，DPN的噪声水平是-140dBm/Hz。DPN的存在引起本底噪声的增大并且导致用于检测雷达目标的灵敏度降低10dB。因此，总的本底噪声增大，这等同于用于检测雷达目标的10dB灵敏度的损失。
为了至少降低归因于（不可避免的）短程目标的DPN的影响，（人造）芯片上目标（OCT）被包括在雷达设备中并且被并入如图6中所图示的信号处理链中。OCT被用来获得DPN的估计以及（至少部分）消除基带中来自所接收到的雷达信号的DPN。如可以从图6看到的，RF发射信号sRF(t)（除了被辐射到雷达通道200之外）被提供给基本上包括增益AO (AO<1)和延迟的OCT 300，该OCT 300可被看作芯片上RTDT。从OCT 300接收到的RF信号被表示为yRF,O(t)。以与从雷达通道200接收到的RF信号yRF(t)相同的方式，该信号yRF,O(t)被下变频到基带（混频器110’）中并被带通滤波（滤波器115’）。从OCT 300接收到的经下变频的信号被表示为yO(t)并且相应的经带通（或低通）滤波的信号被表示为yO’(t)。分别使用模拟到数字转换器120和120’对从雷达通道200接收到的经滤波的基带信号y’(t)和从OCT 300接收到的经滤波的基带信号yO’(t)进行数字化，以用于进一步数字信号处理。在另一实施例中，可以使用单个模拟到数字转换器和多路复用器来提供相同的功能。相应的数字信号被表示为y[n]和yO[n]。
理论上，将期望OCT 300的延迟等于雷达通道200中存在的短程目标TS的RTDT 。在实际示例中，短程目标TS的RTDT 处于几百皮秒直到几纳秒的范围中，而当在单个MMIC上实施雷达设备时芯片上目标的延迟实际上限于几皮秒。在单芯片雷达中，较高的延迟值（在=的情况下将需要该较高的延迟值）将导致不期望（或者甚至不现实）的芯片面积和功率消耗的增加，并且因此当使用离散电路部件时仅是经济上可行的。因此，OCT 300的延迟被限于明显低于任何实际上相关的短程目标TS的RTDT 的值。
等式（8）中的去相关相位噪声（DPN）信号（即包括在从短程目标Ts接收到的RF信号中的DPN（参见图5和图6））和等式（9）中的的相关相位噪声（DPN）信号（即包括在从OCT 300中接收到的RF信号中的DPN）的互相关系数的性质的进一步分析示出对于OCT延迟的不同值来说等式（10）中的互相关系数是非常相似的（运算符E表示预期值并且和是各自的方差。
（8）
（9）
（10）
注意，假设DPN项具有为零的平均值。对于等于RTDT 的OCT延迟来说，假设对于为零的时滞l（l=0）互相关系数为最大值。对于较小的值（即<），与当=时的情况相比，互相关系数被缩放和移位。该结果被图示在图7和8的示图中。
图7图示对于不同延迟时间的DPN信号的示例性实现。已经通过使用随机模型来模拟相位噪声以获得图7中示出的（对于=40 ps、=160 ps、=400 ps、和=800 ps）DPN信号，该随机模型对本地振荡器的相位噪声建模（参见图3，LO 103）。可以从图7看到，结果得到的DPN信号的波形是非常相似的，甚至当延迟时间不同时。在此上下文中，相似意味着可以通过应用增益和时移（等同于相移）来将一个波形（例如对于=40ps）变换成任何其他波形（例如对于=800ps的波形）。还可以在图8中示出的互相关系数中观察到该事实。已经利用离散时间模拟估计了等式10，其中已经在表示相位噪声信号的（使用所提到的随机模型获得的）随机信号的代表性长度上估计了预期值（运算符E）。
当包括在从OCT 300接收到的等式（11）中的经下变频的RF信号中的DPN与包括在从短程目标接收到的基带信号yS(t)（参见等式6）中的DPN 是高度相关时，包括在从OCT 300获得的基带信号yO(t)中的DPN可以被用来近似由短程泄漏引起的DPN。
(11)
在等式11中，表示由OCT 300引起的拍频并且与相类似地计算（参见等式4）。而且，以与恒定相位相类似的方式计算恒定相位（参见等式5和14）。在实际示例中，与短程目标TS相关联的RTDT 大概是800ps（对应于dS=12cm），而OCT延迟时间仅为40ps。于是，拍频是拍频的20倍。
如从图6可看到的，触发上面的信号路径的采样（即从通道200接收到的信号y’(t)的采样）的采样时钟信号被延迟达时间偏移。采样时钟信号的该时间偏移可以被选择成等于时滞1，在此时对于具体RTDT （其中）来说互相关系数（参见等式10和图8）具有其最大值。互相关系数的进一步分析示出最佳采样时间偏移等于差值-的一半，即
（12）
使用所提到的用于相关系数的最大化的采样时间偏移，对于 = 800 ps和 = 40ps（参见图8的示图）结果得到例如为0.9的高互相关系数。
当包括在（分别由模拟到数字转换器120和120’提供的）离散时间信号y[n]和yO[n]中的DPN信号高度相关时（特别当使用所提到的采样时间偏移时），可以根据从OCT 300获得的下变频信号yO[n]来计算离散时间DPN信号[n]的估计。由标记为LC的功能块130（泄漏消除）来执行该估计以及对应消除信号的后续计算。因此，LC功能块基本上提供从信号yO[n]估计DPN和生成要从经下变频且数字化的雷达信号y[n]减去的消除信号[n]的两个功能，以便估计包括在雷达信号y[n]中的短程泄漏（也参见等式6）。
等式11的离散时间版本是：
（13）
其中
, 以及 （14）
其中fA是由采样时钟信号的周期TA确定的采样率(fA=TA -1)。通过将下面的三角恒等式（15）和近似值（因为足够小）（16）、（17）应用于等式13，
（15）
和 （16）
（17）
将等式13简化为：
（18）。
因为增益和拍频是雷达***的先验已知***参数，所以可以根据下面的等式来基于从OCT接收到的下变频信号来近似DPN ：
（19）。
可以在作为***测试和校准程序的一部分的雷达设备的制造之后测量拍频和相位。可以以与对于短程泄漏信号yS[n]的相同的方式计算这些参数（参见等式4和5和等式14）。为了说明OCT 300的参数变化（例如归因于温度变化），可以反复地估计拍频和相位并定期更新它们。
当DPN信号和高度相关时，下面的短程泄漏信号（参考等式6）：
（20）
可以被近似为
（21），
在这里被称为DPN增益。可以在等式（22）的自协方差函数和等式（23）的自协方差函数的帮助下确定增益，
（22）
在这里，即关于低通滤波器115’的脉冲响应的卷积，
（23）
其中。然后可以将DPN增益确定为：
（24）。
要注意，当时（也参见图8，在其中对于互相关系数具有最大值1并且对于互相关系数极大值小于1）分子等于等式23（结果得到=1）。于是，是需要将OCT的DPN如何简化以使得它接近SR泄漏的DPN的度量。例如，在典型相位噪声功率谱的情况下， = 800 ps和 = 40 ps导致DPN增益=19.8。参数和是雷达***特有的（即取决于短程目标），并且可以通过校准计算或确定。
由图6中图示的LC功能块130来生成所估计的短程泄漏信号。通过从接收自雷达通道的信号y[n]减去所估计的短程泄漏信号来完成实际噪声消除。DPN补偿信号被表示为z[n]并且被计算为：
（25），
在图9的流程图中总结消除方法。与已知的雷达***相比，RF发射信号sRF(t)被发射给芯片上目标（OCT）300（参见步骤701）。从OCT 300接收到的信号yRF,O(t) 被下变频到基带（基带信号yO(t)，步骤702）并且被数字化（数字基带信号yO[n]，步骤703）。从经数字化的信号yO(t)估计去相关相位噪声（DPN）信号，并且基于所估计的DPN信号来生成对应的消除信号（步骤704）。最后，从（经下变频和数字化）的雷达回波信号y[n]减去消除信号，以便补偿包括在其中的短程泄漏。
在一些雷达***中，可能对测量本地振荡器103的相位噪声(PN) 感兴趣（参见图1和等式1）。如下面所示，可以从DPN导出相位噪声的功率谱（参见等式19）。在等式1中，振荡器信号的振幅A已经被假设成1（A=1）。对于振荡器信号sRF(t)的任意信号振幅A，等式19可以被写为：
（26）。
相应地，可以从时域DPN信号估计功率谱密度（PSD），该时域DPN信号是从接收自OCT 300的信号yO[n]提取的。对于任意信号振幅A，等式13可以被写为：
（27）
应该注意，该信号是实施如例如图6中示出的短程泄漏消除概念的FMCW雷达收发器中容易得到的。为了确定相位噪声(PN) 的PSD，更接近地研究DPN的频谱性质。
DPN的自协方差函数是：
（28）
其可以被扩展成：
（29）
项是相位噪声的自协方差并且因此等式29可以被写为：
（30），
最后，可以如下使用维纳-辛钦定理来从等式30计算DPN的PSD：
（31）
，
其中表示傅里叶变换。重新布置等式31得到：
（32）
其中是相位噪声的期望PSD。
可以从如等式26中所给出的DPN离散时间域信号估计DPN的PSD。为了获得相位噪声的期望PSD，对等式8求值。因此，仅需要已知的***参数（芯片上目标300的延迟时间）以及和。要注意，在整个啁啾带宽B上而不是在固定频率处对相位噪声的结果得到的PSD求值。通过图10的示图来总结本方法，图10示出从OCT300（也参见图6）接收到的（经下变频的）雷达信号yO(t)的接收信号路径的一部分。如已经讨论的，信号yO(t)例如通过带通115’滤波，并且经滤波的信号yO ’(t)例如被ADC 120’数字化以获得数字信号yO[n]。可以将数字信号yO[n]用于如上文参考图6到9解释的噪声消除。在本示例中，从数字信号yO[n]（功能块401）（例如根据等式26）计算（近似）DPN。为此，如果在泄漏计算框103’中计算DPN，则不需要额外的计算。根据DPN信号，通过已知的算法（例如威尔奇（Welch）方法，功能块402）来计算PSD，并且最后可以使用等式32从计算期望的PSD（功能块403）。
可替代地，可以如先前示例中那样在不需要计算DPN的情况下直接从数字信号yO[n]导出相位噪声的期望PSD。因此如之前在等式18中示出的那样近似数字信号yO[n]，其结果是：
= （33）
的通常与时间有关的PSD可以被计算为差值：
（34），
其中和分别是数字信号和的PSD，可以通过已知方法（例如威尔奇方法）来近似它们。通过分析第二被加数的与时间有关的自协方差，并且使用等式33的近似，可示出PSD可以被表述为：
（35）
其中根据等式34计算该分数的分母，与上面关于等式32所提到的类似，要注意，在整个啁啾带宽B上而不是在固定频率处对相位噪声的结果得到的PSD求值。
参考图11来总结本方法，图11与图10大体上相同，除了功能块401、402和403被功能块501和502代替之外。功能块501表示PSD的计算并且功能块502表示根据等式34和35的相位噪声的期望PSD的计算。PSD可以被提供给依靠相位噪声的PSD的当前值来控制FMCW雷达的功能的任何内部或外部控制器。
尽管已经关于一个或多个实施方式图示和描述了本发明，但是可以在不偏离所附权利要求的精神和范围的情况下对所图示的示例作出改变和/或修改。特别地关于由上文描述的部件或结构（单元、组件、设备、电路、***等等）执行的各种功能，用于描述这样的部件的术语（包括对“装置”的参考）旨在（除非以其他方式指示）与任何部件或执行所述部件的指定功能的结构相对应（例如即功能上等同），即使在与执行这里图示的本发明示例性实施方式中的功能的所公开的结构在结构上不等同的情况下。
此外，尽管可能已经关于若干实施方式中的仅一个公开了本发明的特定特征，但是这样的特征可以与如对于任何给定或特定应用而言可能期望的以及有利的其他实施方式的一个或多个其他特征组合。此外，就在具体实施方式和权利要求中的任一个中所使用的术语“包括”、“包含”、“含有”、“具有”、“带有”或其变体的范围来说，意图以与术语“包括”类似的方式使这样的术语成为包括性的。

Claims (16)

1.一种用于估计FMCW雷达***中的RF振荡器信号的相位噪声的方法；该方法包括：
将RF振荡器信号应用于包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成RF雷达信号；
将从人造雷达目标接收到的RF雷达信号从RF频带下变频到基带；
对经下变频的RF雷达信号进行数字化以生成数字雷达信号；
根据该数字雷达信号计算去相关相位噪声信号；
根据该去相关相位噪声信号来计算去相关相位噪声的功率谱密度；以及
将去相关相位噪声的功率谱密度转换成RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
2.根据权利要求1所述的方法，其中根据下面的等式来完成根据该数字雷达信号计算去相关相位噪声信号，
其中n是时间指数，是采样周期，是去相关相位噪声信号，是数字雷达信号，A是RF振荡器信号的振幅，是人造雷达目标的增益，是拍频并且是相位偏移。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中根据下面的等式来完成将去相关相位噪声的功率谱密度转换成RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度，
，
其中是相位噪声的功率谱密度，是去相关相位噪声的功率谱密度，并且是人造雷达目标的延迟。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的方法，其中将RF振荡器信号作为电磁雷达信号提供给要被辐射的至少一个天线。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的方法，其中RF振荡器信号是一系列啁啾，并且RF振荡器信号的信号参数是啁啾的起始频率、带宽和持续时间。
6.根据权利要求1至5中的任一项所述的方法，其中计算去相关相位噪声信号包括：
计算取决于人造雷达目标的增益和延迟并且取决于RF振荡器信号的信号参数的去相关相位噪声信号的估计。
7.一种用于估计FMCW雷达***中的RF振荡器信号的相位噪声的方法；该方法包括：
将RF振荡器信号应用于包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成RF雷达信号；
将从人造雷达目标接收到的RF雷达信号从RF频带下变频到基带；
对经下变频的RF雷达信号进行数字化以生成数字雷达信号；
计算数字雷达信号的功率谱密度，
计算数字雷达信号的确定性被加数的功率谱密度，
基于数字雷达信号的功率谱密度和确定性被加数的功率谱密度来计算RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
8.根据权利要求7所述的方法，其中计算数字雷达信号的确定性被加数的功率谱密度包括使用威尔奇方法。
9.根据权利要求7或8所述的方法，其中计算RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度包括计算数字雷达信号的功率谱密度与确定性被加数的功率谱密度之间的差值以获得数字雷达信号的随机性被加数的功率谱密度。
10.根据权利要求9所述的方法，还包括将确定性被加数的功率谱密度转换成RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
11.一种雷达设备，其包括：
生成RF振荡器信号的本地振荡器，该RF振荡器信号包括相位噪声；
包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成RF雷达信号；
第一频率转换电路，其配置成将从人造雷达目标接收到的RF雷达信号从RF频带下变频到基带；
模拟到数字转换单元，其被配置成对经下变频的RF雷达信号进行数字化以生成数字雷达信号；
信号处理单元，其被配置成：
根据数字雷达信号计算去相关相位噪声信号，
根据去相关相位噪声信号来计算去相关相位噪声的功率谱密度，以及
将去相关相位噪声的功率谱密度算进RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度里。
12.一种雷达设备，其包括：
生成RF振荡器信号的本地振荡器，该RF振荡器信号包括相位噪声；
包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成RF雷达信号；
第一频率转换电路，其配置成将从人造雷达目标接收到的RF雷达信号从RF频带下变频到基带；
模拟到数字转换单元，其被配置成对经下变频的RF雷达信号进行数字化以生成数字雷达信号；
信号处理单元，其被配置成：
计算数字雷达信号的功率谱密度，
计算数字雷达信号的确定性被加数的功率谱密度，
基于数字雷达信号的功率谱密度和确定性被加数的功率谱密度来计算RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
13.一种雷达设备，其包括：
RF收发器，其被配置成将RF振荡器信号发射到雷达通道并且从雷达通道接收相应的第一RF雷达信号；
包含电路的人造雷达目标，该电路将增益和延迟提供给RF振荡器信号以生成第二RF雷达信号；
第一频率转换电路，其包括被配置成对第一RF雷达信号进行下变频的第一混频器；
第二频率转换电路，其包括被配置成对第二RF雷达信号进行下变频的第二混频器；
模拟到数字转换单元，其被配置成分别对经下变频的第一RF雷达信号和经下变频的第二RF雷达信号进行数字化以生成第一数字信号和第二数字信号；
数字信号处理单元，其接收第一和第二数字信号并且被配置成：
计算被包括在第二数字信号中的去相关相位噪声信号，
基于所估计的去相关相位噪声信号生成消除信号，以及
从第一数字雷达信号减去消除信号以获得噪声补偿的数字雷达信号，
其中该数字信号处理单元被进一步配置成：
根据去相关相位噪声信号来计算去相关相位噪声的功率谱密度，以及
将去相关相位噪声的功率谱密度算进RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度里。
14.一种用于消除雷达信号中的噪声的方法；该方法包括：
将RF振荡器信号发射到雷达通道以及从雷达通道接收相应的第一RF雷达信号；
将RF振荡器信号应用于包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成第二RF雷达信号；
将第一RF雷达信号和第二RF雷达信号从RF频带下变频到基带；
分别对经下变频的第一RF雷达信号和经下变频的第二RF雷达信号进行数字化以生成第一数字信号和第二数字信号；
计算包括在第二数字信号中的去相关相位噪声信号，
基于去相关相位噪声信号来生成消除信号，以及
从第一数字雷达信号减去消除信号以获得噪声补偿的数字雷达信号，以及进一步地
根据去相关相位噪声信号来计算去相关相位噪声的功率谱密度，以及
将去相关相位噪声的功率谱密度转换成RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
15.一种雷达设备，其包括：
RF收发器，其被配置成将RF振荡器信号发射到雷达通道并从雷达通道接收相应的第一RF雷达信号；
包含电路的人造雷达目标，该电路将增益和延迟提供给RF振荡器信号以生成第二RF雷达信号；
第一频率转换电路，其包括被配置成对第一RF雷达信号进行下变频的第一混频器；
第二频率转换电路，其包括被配置成对第二RF雷达信号进行下变频的第二混频器；
模拟到数字转换单元，其被配置成分别对经下变频的第一RF雷达信号和经下变频的第二RF雷达信号进行数字化以生成第一数字信号和第二数字信号；
数字信号处理单元，其接收第一和第二数字信号并且被配置成：
计算被包括在第二数字信号中的去相关相位噪声信号，
基于所估计的去相关相位噪声信号生成消除信号，以及
从第一数字雷达信号减去消除信号以获得噪声补偿的数字雷达信号，
其中该数字信号处理单元还被配置成：
计算数字雷达信号的功率谱密度，
计算数字雷达信号的确定性被加数的功率谱密度，
基于数字雷达信号的功率谱密度和确定性被加数的功率谱密度来计算RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
16.一种用于消除雷达信号中的噪声的方法；该方法包括：
将RF振荡器信号发射到雷达通道并且从雷达通道接收相应的第一RF雷达信号；
将RF振荡器信号应用于包含电路的人造雷达目标，该电路将延迟和增益应用于RF振荡器信号以生成第二RF雷达信号；
将第一RF雷达信号和第二RF雷达信号从RF频带下变频到基带；
分别对经下变频的第一RF雷达信号和经下变频的第二RF雷达信号进行数字化以生成第一数字信号和第二数字信号；
计算包括在第二数字信号中的去相关相位噪声信号，
基于去相关相位噪声信号生成消除信号，以及
从第一数字雷达信号减去消除信号以获得噪声补偿的数字雷达信号，以及进一步地：
计算数字雷达信号的功率谱密度，
计算数字雷达信号的确定性被加数的功率谱密度，
基于数字雷达信号的功率谱密度和确定性被加数的功率谱密度来计算RF振荡器信号的相位噪声的功率谱密度。
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