JP2017022837A

JP2017022837A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2017022837A
Application number: JP2015137394A
Authority: JP
Inventors: 一宏堀井; Kazuhiro Horii
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2015-07-09
Filing date: 2015-07-09
Publication date: 2017-01-26
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Also published as: JP6395318B2

Abstract

【課題】昇降圧チョッパーやこれから派生したスイッチング電源装置の入力電圧の変動や負荷電流の変動に対してフィードフォワード制御を導入して、出力電圧の安定化を低コストで実現する。【解決手段】加算電圧発生回路４０は入力電圧Ｖｉｎに比例した電圧値と出力電圧Ｖｏに比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を三角波発生回路３２に出力し、これに対応した傾きを持つ三角波電圧信号Ｖｔｒｉを発生し、スイッチング素子駆動回路３６で三角波電圧信号Ｖｔｒｉと出力電圧制御信号ＶＦＢとの比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して主スイッチング素子１４をオン、オフする。出力電圧制御信号ＶＦＢは、入力電圧Ｖｉｎに依存することなく、出力電圧Ｖｏだけで決定され、入力電圧Ｖｉｎが変化すると、出力電圧制御信号ＶＦＢが変化しなくても、主スイッチング素子１４のオン時間を変化させて、出力電圧Ｖｏを安定化する。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を所望の電圧に変換し電子機器に供給するためのスイッチング電源装置に関する。

従来から、入力電圧を主スイッチング素子のオン、オフにより断続電圧に変換し、これを整流・平滑することで直流の出力電圧を得ることができるスイッチング電源装置が広く用いられている。例えば、これらのスイッチング電源装置として、非絶縁型のコンバータでは降圧チョッパーが用いられ、絶縁型のコンバータではシングルエンディッドフォワードコンバータが用いられる。

これらのスイッチング電源装置では、出力電圧を所定の値に安定化するための制御回路を備えたものが多い。この制御回路としては、スイッチング素子のオンのデューティを制御することで出力電圧を制御する方式であるパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）が用いられているものが多い。

スイッチング電源装置の入力電源電圧が急激に変動した場合でも、スイッチング電源装置の出力電圧を安定に制御する方法として、フィードバック制御回路を介さずに、スイッチング電源装置の入力電源電圧の変化に対してスイッチング素子をオンするパルス幅を決定する制御方法である入力電圧フィードフォワード制御が知られている。

例えば、降圧チョッパーに入力電圧フィードフォワード制御を適用した例として特許文献１のものがあり、また、シングルエンディッドフォワードコンバータに入力電圧フィードフォワード制御を適用した例として特許文献２，３のものがある。

これらのスイッチング電源装置は、入力電圧を検出することで入力電圧に比例した傾きを持つ三角波を生成し、この三角波を基にＰＷＭ制御を行うことで、入力電圧の変動に対して、即座に主スイッチング素子のパルス幅を変化させる動作を行い、出力電圧の安定性を向上させている。

以下、絶縁型シングルエンディッドフォワードコンバータを例に入力電圧フィードフォワード制御の説明を行う。

（絶縁型シングルエンディッドフォワードコンバータ）
図８に、絶縁型シングルエンディッドフォワードコンバータに、入力電圧フィードフォワード制御を適用したスイッチング電源装置の一例を示す（特許文献１）。図９は図８のスイッチング電源装置の入力電圧が低い場合の動作波形を示したタイムチャート、図１０は図８のスイッチング電源装置の入力電圧が高い場合の動作波形を示したタイムチャートである。

図８のスイッチング電源装置１００は、入力電源１０１にトランス１０２の一次巻線１０４と主スイッチング素子１０８が直列に接続され、トランス１０２の２次巻線１０６に同期整流素子１１２，１１４、同期整流制御回路１１５、チョークコイル１１６及び平滑コンデンサ１１８を持つ整流平滑回路１１０が接続され、主スイッチング素子１０８に制御回路１３０が接続され、制御回路１３０が主スイッチング素子１０８のオンデューティを制御することで、出力電圧Ｖｏを所定の電圧に制御する。

制御回路１３０は、三角波発生回路１３２、出力電圧制御信号発生回路１３４、スイッチング素子駆動回路１３６から構成される。三角波発生回路１３２は、入力電源電圧Ｖｉｎに比例した電流Ｉを出力する抵抗Ｒｉを持つ電流源回路１４２、三角波コンデンサ１４４及びリセット回路１４５より構成される。

ここで三角波コンデンサ１４４の発生する三角波電圧信号（コンデンサ電圧）をＶｔｒｉとすると、電流源回路１４２の出力電流Ｉは、抵抗Ｒｉを流れる電流となり、
Ｉ＝（Ｖｉｎ−Ｖｔｒｉ）／Ｒｉ
となる。

Ｖｉｎ＞＞Ｖｔｒｉとすると、Ｉ≒Ｖｉｎ／Ｒｉとなるため、電流源回路１４２は入力電圧Ｖｉｎに比例した電流Ｉを出力する。即ち

となる。

次に図８のスイッチング電源の動作を図９及び図１０のタイムチャートを参照して説明する。

まず、リセット回路１４５は、図９（Ａ）のように、所定の周期Ｔでリセット信号を瞬時的に出力して三角波発生回路１３２の三角波コンデンサ１４４を放電リセットし、このリセット周期Ｔが、スイッチング電源装置のスイッチング周波数となる。三角波コンデンサ１４４がリセットされると、スイッチング素子駆動回路１３６は主スイッチング素子１０８をオンさせる。

続いて三角波コンデンサ１４４は電流Ｉで充電され、コンデンサ電圧Ｖｔｒｉは時間ｔに対し式（２）に従って変化する。

ここで、Ｖｉｎは入力電圧、ｔは充電時間、Ｃは三角波コンデンサ１４４の容量、Ｒｉは抵抗値である。

三角波発生回路１３２からの三角波電圧信号Ｖｔｒｉはスイッチング素子駆動回路１３６に設けたＰＷＭコンパレータ１５０の反転入力端子に出力される。

一方、出力電圧制御信号発生回路１３４は基準電圧源１４８による基準電圧Ｖｒｅｆとスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの差分を誤差アンプ１４６で増幅した誤差電圧を出力電圧制御信号ＶＦＢとして発生し、ＰＷＭコンパレータ１５０の非反転入力端子に出力している。

ＰＷＭコンパレータ１５０は三角波電圧信号Ｖｔｒｉと出力電圧制御信号ＶＦＢを比較し、Ｖｔｒｉ＜ＶＦＢのとき駆動信号ＶＧＳにより主スイッチング素子１０８をオンし、Ｖｔｒｉ≧ＶＦＢのとき駆動信号ＶＧＳにより主スイッチング素子１０８をオフすることで、主スイッチング素子１０８のオン期間Ｔｏｎ、即ちオンデューティ＝（Ｔｏｎ／Ｔ）を制御する。

このような制御回路１３０による主スイッチング素子１０８のオン、オフ動作が繰り返されることで、トランス１０２の一次巻線１０４にパルス状の電圧が印加され２次側に伝送される。トランス１０２の２次巻線１０６に発生したパルス状の電圧は、整流平滑回路１１０により直流に変換され、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏとなる。

次に、図８のスイッチング電源装置が理想的に動作した場合の出力電圧制御を説明する。理想的な動作をした場合の図８のスイッチング電源装置の出力電圧は式（３）のように決定される。

ここで、Ｖｏは出力電圧、Ｖｉｎは入力電圧、Ｎ１はトランス１０２の一次巻線１０４の巻数、Ｎ２はトランス１０２の２次巻線１０６の巻数、Ｔはスイッチング周期、Ｔｏｎは主スイッチング素子１０８のオン時間である。

主スイッチング素子１０８のオン時間Ｔｏｎは、三角波電圧信号Ｖｔｒｉが出力電圧制御信号ＶＦＢに到達するまでの時間で決定される。
Ｖｔｒｉ＝ＶＦＢ（４）
式(１)〜式(４)から以下の式が得られる。

式（５）から、理想的に動作する図８のスイッチング電源装置は、出力電圧制御信号ＶＦＢが一定の値となるように制御を行なうことで、入力電圧Ｖｉｎが変動しても出力電圧Ｖｏを一定とすることができることが分かる。

式（５）を定性的に表すと、図９に示すように入力電圧Ｖｉｎが低い場合は、ＰＷＭコンパレータ１５０に入力する三角波電圧信号Ｖｔｒｉの上昇速度が遅いため、主スイッチング素子１０８がオンしている期間Ｔｏｎが長くなる。一方、図１０に示すように入力電圧Ｖｉｎが高い場合は、ＰＷＭコンパレータ１５０に入力する三角波電圧信号Ｖｔｒｉの上昇速度が速いため、主スイッチング素子１０８がオンしている期間Ｔｏｎが短くなる。

図８のスイッチング電源装置は、入力電圧Ｖｉｎの急激な変動に対して、出力電圧制御信号発生回路１３４の応答に頼ることなく（つまり、出力電圧制御信号ＶＦＢが一定値のままであっても）、主スイッチング素子１０８のオンデューティが高速に応答し、出力電圧を一定値に保つことができる。従って、出力電圧制御信号発生回路１３４を応答速度が遅い安価な部品で構成したとしても、安定性の高いスイッチング電源装置を作ることができる。

特開平０３−１８３３５７号公報特開２００８−１３１７２１号公報特開２０１０−１２４５２４号公報

（昇降圧チョッパーに従来の入力電圧フィードフォワード制御を適用した場合の問題）
しかしながら、このような従来のスイッチング電源装置に用いた入力電圧フィードフォワード制御を昇降圧チョッパーやこれから派生したスイッチング電源装置に用いた場合、入力電圧の急激な変化に対して、出力電圧制御信号発生回路が高速に応答しないと、スイッチング電源装置の出力電圧を安定に制御することができない。以下、詳細を説明する。

図１１は、昇降圧チョッパー回路に、従来の入力電圧フィードフォワード制御を適用したスイッチング電源装置の従来例を示す。

図１１のスイッチング電源装置２００は、パワー回路として昇降圧チョッパー回路を使用しており、入力電源２１２のプラス側となる一端に主スイッチング素子２１４の一端が接続され、主スイッチング素子２１４の他端には、チョークコイル２１６の一端と転流素子２１８の一端が接続され、転流素子２１８の他端にはコンデンサ２２０の一端が接続されている。そして、入力電源２１２のマイナス側となる他端には、チョークコイル２１６の他端とコンデンサ２２０の他端が接続されている。

図１１のスイッチング電源装置２００は、主スイッチング素子２１４のオン、オフによって入力電圧を断続電圧に変換する。主スイッチング素子２１４と転流素子２１８は、相補的にオン、オフするように制御されており、主スイッチング素子２１４がオンのときにチョークコイル２１６に磁気エネルギーを蓄え、主スイッチング素子２１４がオフのときにチョークコイル２１６に蓄えられた磁気エネルギーを、転流素子２１８を介してコンデンサ２２０に出力する。

転流素子２１８は、主スイッチング素子２１４と相補的にオン、オフするように制御されることで、同期整流を行っている。

制御回路１３０は、三角波発生回路１３２、出力電圧制御信号発生回路１３４、スイッチング素子駆動回路１３６及び転流素子駆動回路１３８から構成される。

三角波発生回路１３２は、電流源回路１４２（ここでは、抵抗Ｒｉとした）と三角波コンデンサ１４４で構成される。三角波コンデンサ１４４は電流源回路１４２が出力する入力電圧比例電流Ｉで充電される。

三角波コンデンサ１４４の両端には、リセット回路１４５が接続される。リセット回路１４５は、一定値に設定されたスイッチング周期で三角波コンデンサ１４４をリセットする。これにより、三角波コンデンサ１４４の電圧である三角波電圧信号Ｖｔｒｉは三角波状に成形される。三角波電圧信号Ｖｔｒｉは三角波発生回路１３２の出力電圧としてＰＷＭコンパレータ１５０へ入力される。

出力電圧制御信号発生回路１３４はフィードバック制御回路として機能しており、出力電圧Ｖｏに比例した出力電圧情報と基準電圧源１４８の基準電圧Ｖｒｅｆの差分を増幅する誤差アンプ１４６で構成され、誤差アンプ１４６の出力である出力電圧制御信号ＶＦＢがＰＷＭコンパレータ１５０へ入力される。

スイッチング素子駆動回路１３６は、
（三角波電圧信号Ｖｔｒｉ）＜（出力電圧制御信号ＶＦＢ）
のとき主スイッチング素子２１４をオンさせる。これにより、主スイッチング素子２１４のオンデューティが制御される。

出力電圧制御回路１３４は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆで決定される所定の値よりも大きい場合は、出力電圧制御信号ＶＦＢを低下させることで主スイッチング素子２１４のオンデューティを減少させて、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを低下させる。スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆで決定される所定の値よりも小さい場合は、出力電圧制御信号ＶＦＢを上昇させることで主スイッチング素子２１４のオンデューティを増加させ、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを上昇させる。

図１１のスイッチング電源装置は、同期整流の昇降圧チョッパー回路であるので、主スイッチング素子２１４のオンデューティ（ｄｕｔｙ）は、出力電流によらず、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏで決定され、式（６）のようになることが一般的に知られている。

主スイッチング素子２１４のオンデューティ（ｄｕｔｙ）が式（６）に従うように、出力電圧制御信号発生回路１３４が、出力電圧制御信号ＶＦＢを制御することで主スイッチング素子２１４のオンデューティを制御する。

以下、図１１のスイッチング電源装置の動作を具体的な数値を示して説明を行う。

三角波コンデンサ１４４の容量Ｃｉ=２０００ｐＦ、電流源回路１４２である抵抗Ｒｉ=１００ｋΩとし、スイッチング周波数ｆｓｗ=１００ｋＨｚ（周期１０μｓ）で動作しているものとする。

（入力電圧Ｖｉｎ=４０Ｖ、出力電圧Ｖｏ=１０Ｖの場合）
三角波発生回路１３２には、入力電圧Ｖｉｎ=４０Ｖが印加される。三角波コンデンサ１４４のコンデンサ電圧Ｖｔｒｉが十分に小さい範囲で動作している場合、三角波コンデンサ１４４の容量Ｃｉの充電電流である入力電圧比例電流Ｉは、入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒｉで割った値であり、以下のようになる。
Ｉ=４０［Ｖ］÷１００［ｋΩ］=０．４［ｍＡ］（７）
オンデューティ（ｄｕｔｙ）は、上記の式（６）に従うように制御されるため、オンデューティ=０．２となる。

スイッチング周波数は１００ｋＨｚ（周期１０ｕｓ）であり、オンデューティ=０．２とすると、主スイッチング素子２１４のオン時間は２μｓとなる。

主スイッチング素子２１４のオン時間は、リセット回路１４５が動作して三角波コンデンサ１４４をリセットしてから、三角波電圧信号Ｖｔｒｉと出力電圧制御信号ＶＦＢが交差するまでの時間であるので、この時間が２μｓになるように出力電圧制御信号発生回路１３４は出力電圧制御信号ＶＦＢを制御する。

リセット回路１４５が動作して三角波コンデンサ１４４をリセットしてから、三角波電圧信号Ｖｔｒｉの電圧上昇は、式（９）であらわされる。

ここで、Ｉ=０．４ｍＡ、ｔ=２μｓ、Ｃｉ=２０００ｐＦであるので、式（９）から、三角波コンデンサ１４４をリセットしてから２μｓ後の三角波電圧信号ＶｔｒｉはＶｔｒｉ＝０．４Ｖとなる。

主スイッチング素子２１４がオフするのは三角波電圧信号Ｖｔｒｉが出力電圧制御信号ＶＦＢに到達したときであるので、出力電圧制御信号発生回路１３４は、出力電圧制御信号ＶＦＢが０．４Ｖとなるように制御が行われることで、主スイッチング素子２１４のオンデューティが０．２（オン時間２μｓ）となり、この結果、出力電圧Ｖｏが１０Ｖとなるように制御される。

（入力電圧Ｖｉｎ=９０Ｖ、出力電圧Ｖｏ=１０Ｖの場合）
三角波発生回路１３２には、入力電圧Ｖｉｎ=９０Ｖが印加される。三角波コンデンサ１４４のコンデンサ電圧Ｖｔｒｉが十分に小さい範囲で動作している場合、三角波コンデンサ１４４の充電電流である入力電圧比例電流Ｉは、入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒｉで割った値であり、以下のようになる。
Ｉ=９０［Ｖ］÷１００［ｋΩ］=０．９［ｍＡ］（１０）
オンデューティ（ｄｕｔｙ）は、上記の式（６）に従うように制御されるため、オンデューティ=０．１となる。

スイッチング周波数は１００ｋＨｚ（周期１０μｓ）であり、オンデューティ＝０．１とすると、主スイッチング素子２１４のオン時間は１μｓとなる。

主スイッチング素子２１４のオン時間は、リセット回路１４５が動作して三角波コンデンサ１４４をリセットしてから、三角波電圧Ｖｔｒｉと出力電圧制御信号ＶＦＢが交差するまでの時間であるので、この時間が１μｓとなるように出力電圧制御信号発生回路１３４は出力電圧制御信号ＶＦＢを制御する。

リセット回路１４５が動作して三角波コンデンサ１４４をリセットしてから、三角波電圧信号Ｖｔｒｉの電圧上昇は、先の式（９）であらわされる。

ここで、Ｉ=０．９ｍＡ、ｔ=１ｕｓ、Ｃｉ=２０００ｐＦであるので、式（９）から、三角波コンデンサ１４４をリセットしてから１μｓ後の三角波電圧信号ＶｔｒｉはＶｔｒｉ=０．４５Ｖとなる。

主スイッチング素子２１４がオフするのは三角波電圧信号Ｖｔｒｉが出力電圧制御信号ＶＦＢに到達したときであるので、出力電圧制御信号発生回路１３４は、出力電圧制御信号ＶＦＢが０．４５Ｖとなるように制御が行われることで、主スイッチング素子２１４のオンデューティが０．１（オン時間１μｓ）となり、この結果、出力電圧Ｖｏが１０Ｖとなるように制御される。

図１１スイッチング電源装置において、入力電圧Ｖｉｎが４０Ｖから９０Ｖに変化した場合、出力電圧制御信号発生回路１３４は、出力電圧制御信号ＶＦＢを０．４Ｖから０．４５Ｖに変化させないと、出力電圧Ｖｏを１０Ｖに保つことができないことが分かる。

従って、従来のスイッチング電源装置に用いた入力電圧フィードフォワード制御を昇降圧チョッパーやこれから派生したスイッチング電源装置に用いた場合、入力電圧の急激な変化に対して、出力電圧制御信号発生回路１３４が高速に応答しないと、スイッチング電源装置の出力電圧を安定に制御することができないことになる。

高速に応答する出力電圧制御信号発生回路１３４は、高速に動作する高価な誤差アンプが必要になるため、スイッチング電源装置が高価なものになってしまう。

また、図１１の昇降圧チョッパー回路に従来の入力電圧フィードフォワード制御を適用した場合に関して説明を行ったが、入力電圧フィードフォワード制御を行わなかった場合も、入力電圧の急激な変化に対して、出力電圧制御信号発生回路が高速に応答しないと、スイッチング電源装置の出力電圧を安定に制御することができない。

本発明は、昇降圧チョッパーやこれから派生したスイッチング電源装置の入力電圧変動や負荷電流の変動に対してフィードフォワード制御を導入して、出力電圧の安定化を低コストで実現するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

（第１発明のスイッチング電源装置）
第１発明は、入力電源の一端に主スイッチング素子の一端が接続され、主スイッチング素子の他端に転流素子の一端とチョークコイルの一端が接続され、転流素子の他端にコンデンサの一端が接続され、コンデンサの他端とチョークコイルの他端が入力電源の他端に接続され、コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、
制御回路は、
パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、
パワー回路の入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を出力する加算電圧発生回路と、
加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、
三角波電圧信号と出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、
スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して転流素子を主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路と、
を設けたことを特徴とする。

（第２発明のスイッチング電源装置）
第２発明は、入力電源の一端に主スイッチング素子の一端が接続され、主スイッチング素子の他端に転流素子の一端とチョークコイルの一次巻線の一端が接続され、転流素子の他端にバッファコンデンサの一端が接続され、バッファコンデンサの他端とチョークコイルの一次巻線の他端が入力電源の他端に接続され、チョークコイルの二次巻線の両端に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力[KH1]コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、
制御回路は、
パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、
パワー回路の入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を出力する加算電圧発生回路と、
加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、
三角波電圧信号と前記出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、
スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して転流素子を主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路と、
を設けたことを特徴とする。

（第３発明のスイッチング電源装置）
第３発明は、入力電源の一端に主スイッチング素子の一端が接続され、主スイッチング素子の他端に転流素子の一端とチョークコイルの一次巻線の一端が接続され、転流素子の他端にバッファコンデンサの一端が接続され、バッファコンデンサの他端とチョークコイルの一次巻線の他端が入力電源の他端に接続され、チョークコイルの二次巻線の両端に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、
制御回路は、
パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、
転流素子の他端[KH2]とバッファコンデンサの一端が接続された箇所から、入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を取得し、加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、
三角波電圧信号と出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、
スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して転流素子を主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路と、
を設けたことを特徴とする。

（第４発明のスイッチング電源装置）
第４発明は、入力電源の一端にチョークコイルの一次巻線の一端が接続され、
チョークコイルの一次巻線の他端に主スイッチング素子の一端が接続され、
主スイッチング素子の他端に入力電源の他端が接続され、
チョークコイルの二次巻線の両端に転流素子とコンデンサの直列回路を接続し、前記コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、
制御回路は、
パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、
パワー回路の入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を出力する加算電圧発生回路と、
加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、
三角波電圧信号と出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、
スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して転流素子を主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路と、
を設けたことを特徴とする。

（加算電圧発生回路）
第１発明、第２発明及び第４発明のスイッチング電源装置に設けた加算電圧発生回路は、
チョークコイルに結合するサブ巻線と、
主スイッチング素子がオンのときにサブ巻線に発生する電圧と、主スイッチング素子がオフのときにサブ巻線に発生する電圧を加算した値を加算値比例電圧として生成する回路である。

また、第４発明のスイッチング電源装置に設けた加算電圧発生回路は、主スイッチング素子がオフのときに両端に発生する電圧を、加算値比例電圧として生成する整流平滑回路を備える。

（三角波発生回路）
第１乃至第４発明のスイッチング電源装置に設けた三角波発生回路は、
加算値比例電圧に比例した加算値比例電流を出力する電流源回路と、
加算値比例電流で充電される三角波コンデンサと、
スイッチング周期で三角波コンデンサを放電するリセット回路と、
を備え、三角波コンデンサの充電と放電によって、スイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を出力する。

（第１発明のスイッチング電源装置による効果）
第１発明は、入力電源の一端に主スイッチング素子の一端が接続され、主スイッチング素子の他端に転流素子の一端とチョークコイルの一端が接続され、転流素子の他端にコンデンサの一端が接続され、コンデンサの他端とチョークコイルの他端が入力電源の他端に接続され、コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、制御回路は、パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、パワー回路の入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を出力する加算電圧発生回路と、加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、三角波電圧信号と出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して転流素子を主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路を設けるようにしたため、フィードフォワード制御によって、入力電圧が変化すると、出力電圧制御信号が変化しなくても、主スイッチング素子のオン時間を変化させて、所定の出力電圧を出力することができる。これにより、従来の入力電圧フィードフォワード制御のように、出力電圧制御信号発生回路を高速に応答させなくても出力電圧を所定の電圧に安定に制御することができる。従って、高速に動作する高価な誤差アンプが不要になる。

さらに、第１発明のスイッチング電源装置は、負荷が急激に電流を要求して出力電圧が低下した場合に、出力電圧を所定の値に速く復帰させる効果をもつ。この効果は、出力電圧が低下すると三角波電圧信号の上昇速度が低下する。三角波電圧信号の上昇速度が低下すると、主スイッチング素子のオンデューティが増加し、出力電圧を上昇させる方向に動作する。負荷が急激に電流を要求して出力電圧が低下した場合の出力電圧の安定性を高めるためには、一般的には、高速に動作する高価な誤差アンプを用いて対応することになるが、第１発明のスイッチング電源装置ではこれが不要になる。

以上により、入力電圧変動や負荷電流の変動に対して、出力電圧変動の少ないスイッチング電源装置を低コストで作ることができる。

（第２発明のスイッチング電源装置による効果）
第２発明は、入力電源の一端に主スイッチング素子の一端が接続され、主スイッチング素子の他端に転流素子の一端とチョークコイルの一次巻線の一端が接続され、転流素子の他端にバッファコンデンサの一端が接続され、バッファコンデンサの他端とチョークコイルの一次巻線の他端が入力電源の他端に接続され、チョークコイルの二次巻線の両端に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、制御回路は、パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、パワー回路の入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を出力する加算電圧発生回路と、加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、三角波電圧信号と出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して転流素子を主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路とを設けるようにしたため、第１発明と同様に、入力電圧変動や負荷電流の変動に対して、出力電圧変動の少ないスイッチング電源装置を、絶縁型で構成することができる。

また、第２発明のスイッチング電源装置は、昇降圧チョッパーであるため、入力電圧が低下（理論的には、入力電圧が略０Ｖまで）しても出力電圧を所定の値に安定化することが可能であるため、従来のシングルエンディッドフォワードコンバータ等に比べて、広い入力電圧範囲で動作することが可能な絶縁型のスイッチング電源装置を得ることが可能である。

（第３発明のスイッチング電源装置による効果）
第３発明は、入力電源の一端に主スイッチング素子の一端が接続され、主スイッチング素子の他端に転流素子の一端とチョークコイルの一次巻線の一端が接続され、転流素子の他端にバッファコンデンサの一端が接続され、バッファコンデンサの他端とチョークコイルの一次巻線の他端が入力電源の他端に接続され、チョークコイルの二次巻線の両端に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、制御回路は、パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、転流素子の他端とバッファコンデンサの一端が接続された箇所から、入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を取得し、加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、三角波電圧信号と出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して転流素子を主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路とを設けるようにしたため、第１発明と同様に、入力電圧変動や負荷電流の変動に対して、出力電圧変動の少ないスイッチング電源装置を構成することができる特徴を有し、また、第２発明と同様に、広い入力電圧範囲で出力電圧を所定の値に安定化することが可能である特徴を備え、さらに、入力電源とバッファコンデンサを直列にした構成とすることで、第１発明及び第２発明に設けた加算電圧発生回路を削除しても、加算値比例電圧を得ることができる。これにより、第１発明及び第２発明で設けていたチョークコイルのサブ巻線およびこれに付帯する回路を削除することが可能となり、低コストで、入力電圧変動に対して出力電圧の安定度が高く、入力電圧範囲が広い、絶縁型のスイッチング電源装置を得ることができる。

（第４発明のスイッチング電源装置による効果）
第４発明は、入力電源の一端にチョークコイルの一次巻線の一端が接続され、チョークコイルの一次巻線の他端に主スイッチング素子の一端が接続され、主スイッチング素子の他端に入力電源の他端が接続され、チョークコイルの二次巻線の両端に転流素子とコンデンサの直列回路を接続し、前記コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、制御回路は、パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、パワー回路の入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を出力する加算電圧発生回路と、加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、三角波電圧信号と出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して転流素子を主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路とを設けるようにしたため、フィードフォワード制御によって入力電圧が変化すると、出力電圧制御信号が変化しなくても、主スイッチング素子のオン時間を変化させて、所定の出力電圧を出力するフライバックコンバータとすることができる。さらには、負荷が急激に電流を要求して出力電圧が低下した場合に、出力電圧を所定の値に速く復帰させる特徴も備えている。

これにより出力電圧制御信号発生回路を高速に応答させなくても出力電圧を所定の電圧に安定に制御することができるフライバックコンバータを作ることができるため、高速に動作する高価な誤差アンプを必要としない低コストのフライバックコンバータを作ることができる。

本発明によるスイッチング電源装置の第１実施形態を示した回路図入力電圧が低い場合の図１における各部の動作波形を示したタイムチャート入力電圧が高い場合の図１における各部の動作波形を示したタイムチャート本発明によるスイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路図本発明によるスイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路図本発明によるスイッチング電源装置の第４実施形態を示した回路図フライバックコンバータにおける主スイッチング素子の両端から加算値比例電圧を取り出す本発明の他の実施形態を示した回路図絶縁型シングルエンディッドフォワードコンバータに、従来の入力電圧フィードフォワード制御を適用したスイッチング電源装置を示した回路図図８のスイッチング電源装置の入力電圧が低い場合の動作波形を示したタイムチャート図８のスイッチング電源装置の入力電圧が高い場合の動作波形を示したタイムチャート昇降圧チョッパーに、従来の入力電圧フィードフォワード制御を適用したスイッチング電源装置を示した回路図

［スイッチング電源装置の第１実施形態］
図１は本発明によるスイッチング電源装置の第１実施形態を示した回路図、図２は入力電圧が低い場合の図１における各部の動作波形を示したタイムチャート、図３は入力電圧が高い場合の図１における各部の動作波形を示したタイムチャートである。なお、図２（Ａ）は入力電圧Ｖｉｎを示し、図２（Ｂ）はサブ巻線２２の電圧を示し、図２（Ｃ）はコンデンサ５４の電圧ＶＣ１を示し、図２（Ｄ）はコンデンサ５８の電圧ＶＣ２を示し、図２（Ｇ）は主スイッチング素子１４の駆動信号ＶＧＳ１を示し、図２（Ｈ）は転流素子１８の駆動信号ＶＧＳ２を示している。この点は図３（Ａ）〜（Ｈ）も同様である。

（パワー回路）
図１に示すように、本実施形態によるスイッチング電源装置１０のパワー回路は、昇降圧チョッパー回路で構成されている。昇降圧チョッパー回路は、入力電源１２のプラス側の一端にＭＯＳ−ＦＥＴを用いた主スイッチング素子１４の一端が接続され、主スイッチング素子１４の他端にＭＯＳ−ＦＥＴを用いた転流素子１８の一端とチョークコイル１６の一端が接続され、転流素子１８の他端にコンデンサ２０の一端が接続され、コンデンサ２０の他端とチョークコイル１６の他端が入力電源１２のマイナス側の他端に接続され、コンデンサ２０の両端から出力電圧Ｖｏを得るパワー回路を構成し、制御回路３０によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御する。

（制御回路）
図１に示すように、制御回路３０は、三角波発生回路３２、出力電圧制御信号発生回路３４、スイッチング素子駆動回路３６、転流素子駆動回路３８及び加算電圧発生回路４０から構成される。

パワー回路は、制御回路３０による主スイッチング素子１４のオン、オフによって入力電圧Ｖｉｎを断続電圧に変換する。主スイッチング素子１４がオンのとき、チョークコイル１６に入力電圧Ｖｉｎが印加される。これによりチョークコイル１６に磁気エネルギーが蓄えられる。主スイッチング素子１４がオフすると、チョークコイル１６は磁気エネルギーを出力電流としてコンデンサ２０および出力に接続された負荷（図示せず）に放出する。

チョークコイル１６は、出力側に磁気エネルギーを放出する際に、出力電圧Ｖｏと同じ電圧を発生させる。このとき、チョークコイル１６のドットで示すプラス側、コンデンサ２０、転流素子１８、チョークコイル１６のドット無しのマイナス側となる経路で電流が流れる。転流素子１８は、主スイッチング素子１４と相補的にオン、オフする。転流素子１８がオンすることで同期整流として動作している。

スイッチング素子駆動回路３６は、主スイッチング素子１４のオン、オフを制御する回路であり、内部にＰＷＭコンパレータ５０を持つ。ＰＷＭコンパレータ５０には、三角波発生回路３２からの三角波電圧信号Ｖｔｒｉと出力電圧制御信号発生回路３４からの出力電圧制御信号ＶＦＢが入力され、三角波電圧信号Ｖｔｒｉが出力電圧制御信号ＶＦＢよりも小さいときは主スイッチング素子１４をオンに制御し、三角波電圧信号Ｖｔｒｉが出力電圧制御信号ＶＦＢよりも大きいときは主スイッチング素子１４をオフに制御する。

転流素子駆動回路３８は、転流素子１８のオン、オフを制御する回路であり、主スイッチング素子１４に対して相補的に転流素子１８をオン、オフさせる制御を行う。

加算電圧発生回路４０は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏを加算した値に比例した電圧を発生する回路であり、加算値比例電圧Ｖｓｕｍを出力する。加算電圧発生回路４０は、チョークコイル１６に結合したサブ巻線２２にダイオード５２とコンデンサ５４を備えた整流平滑回路と、ダイオード５６とコンデンサ５８を備えた整流平滑回路が接続されている。

主スイッチング素子１４がオンのとき、チョークコイル１６に入力電圧Ｖｉｎが印加される。このとき、サブ巻線２２には、チョークコイル１６の巻数Ｎ１とサブ巻線２２の巻数Ｎｓｕｂの巻数比に比例した電圧が発生する。主スイッチング素子１４がオンのときにサブ巻線２２に発生する電圧は、ダイオード５２を介してコンデンサ５４に蓄えられる。ダイオード５２の順方向電圧降下をゼロとすると、コンデンサ５４に蓄えられる電圧ＶＣ１は、以下のようになる。

主スイッチング素子１４がオフのとき、チョークコイル１６には、出力電圧Ｖｏが発生する。このとき、サブ巻線２２には、チョークコイル１６の巻[KH3]数Ｎ１とサブ巻線２２の巻数Ｎｓｕｂの巻線比に比例した電圧が発生する。主スイッチング素子１４がオフのときにサブ巻線２２に発生する電圧は、コンデンサ５４およびダイオード５６を介してコンデンサ５８に蓄えられる。

ダイオード５６の順方向電圧降下をゼロとすると、コンデンサ５８に蓄えられる電圧ＶＣ２は、以下のようになる。また、コンデンサ５８に蓄えられる電圧ＶＣ２は、加算電圧発生回路４０の出力である加算値比例電圧Ｖｓｕｍとなる。

三角波発生回路３２は、電流源回路４２、三角波コンデンサ４４、リセット回路４５から構成される。三角波発生回路３２には、加算値比例電圧Ｖｓｕｍが入力され、三角波電圧信号Ｖｔｒｉを出力する。三角波電圧信号Ｖｔｒｉは、スイッチング素子駆動回路３６内のＰＷＭコンパレータ５０に入力される。

電流源回路４２は、加算値比例電圧Ｖｓｕｍを基に加算値比例電流Ｉを生成する。ここで、電流源回路４２は、三角波コンデンサ４４の電圧ＶＣｉが加算値比例電圧Ｖｓｕｍと比較して十分に小さいときは、抵抗を用いることができる。本実施形態では、電流源回路４２として抵抗Ｒｉを用いている。このとき、加算値比例電流Ｉは、以下のようになる。

なお、電流源回路４２は、抵抗に限定されることなく、入力電圧Ｖｉｎに比例した電圧値と出力電圧Ｖｏに比例した電圧値の和に比例した電流を出力する回路であれば、半導体素子で構成された回路を用いても良い。

三角波コンデンサ４４は、リセット回路４５によって、スイッチング電源装置における所定のスイッチング周期で放電され、その後、加算値比例電流Ｉで充電されることで、三角波状の電圧波形を生成する。三角波コンデンサ４４の電圧ＶＣｉは、以下のようになる。また、三角波コンデンサ４４の電圧ＶＣｉは、三角波発生回路３２の出力である三角波電圧信号Ｖｔｒｉとなる。

出力電圧制御信号発生回路３４は、出力電圧制御信号ＶＦＢを制御することによって、スイッチング電源装置の出力電圧を所定の値に制御するための回路である。

出力電圧制御信号発生回路３４は、誤差アンプ４６を用いて、出力電圧Ｖｏに比例した出力電圧情報と基準電圧源４８の基準電圧Ｖｒｅｆを比較し、両者の誤差に応じた出力電圧制御信号ＶＦＢを出力する。出力電圧制御信号ＶＦＢは、スイッチング素子駆動回路３６内のＰＷＭコンパレータ５０に入力される。

基準電圧源４８で設定している基準電圧Ｖｒｅｆは、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを所定の設定値にするための基準となる電圧である。出力電圧制御信号発生回路３４は、出力電圧Ｖｏが所定の設定値よりも大きい場合は出力電圧制御信号ＶＦＢを低下させる制御を行う。また、出力電圧Ｖｏが所定の設定値よりも小さい場合は出力電圧制御信号ＶＦＢを上昇させる制御を行う。

図１では、出力電圧制御信号発生回路３４として、内部に基準電圧Ｖｒｅｆとオペアンプである誤差アンプ４６を用いているが、出力電圧制御信号ＶＦＢを発生できるものであれば、デジタルプロセッサ等を用いても良いし、フィードバック制御機能を持たない、所定の設定電圧を出力するだけの機能を備えた電圧源を用いても良い。

本実施形態のパワー回路は昇降圧チョッパー回路１０であるので、主スイッチング素子１４のオンデューティは、式（６）に従う。式（６）とスイッチング周波数ｆｓｗから、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎは、以下のように求まる。

ここで、図２（Ｅ）〜（Ｇ）に示すように、リセット回路４５が動作してから、三角波電圧信号Ｖｔｒｉが出力電圧制御信号ＶＦＢに到達するまでの時間が主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎとなる。従って、出力電圧制御信号発生回路３４は、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎが式（１６）に従うように出力電圧制御信号ＶＦＢを決定する。

式（１５）、式（１６）から出力電圧制御信号ＶＦＢを求めると、以下の式が得られる。

ここで、サブ巻線２２の巻数をＮｓｕｂ、チョークコイル１６の巻数Ｎ１、電流源回路４２の抵抗値Ｒｉ、三角波コンデンサ４４の容量Ｃｉ、および、スイッチング周波数ｆｓｗは、全て固定値である。従って、出力電圧制御信号ＶＦＢは、入力電圧Ｖｉｎに依存することなく、出力電圧Ｖｏだけで決定されている。出力電圧制御信号ＶＦＢが入力電圧Ｖｉｎに依存しないのは、入力電圧Ｖｉｎが変化することで三角波電圧信号Ｖｔｒｉの電圧上昇の傾きが変化し、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎを変化させる動作を行っているためである。

（本実施形態の利点）
図１に示した本実施形態のスイッチング電源装置は、フィードフォワード制御によって、入力電圧Ｖｉｎが変化すると、出力電圧制御信号ＶＦＢが変化しなくても、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎを変化させて、所定の出力電圧Ｖｏを出力することができる。これにより、従来の入力電圧フィードフォワード制御のように、出力電圧制御信号発生回路を高速に応答させなくても出力電圧Ｖｏを所定の電圧に安定に制御することができる。従って、高速に動作する高価な誤差アンプが不要になる。

さらに、本実施形態のスイッチング電源装置は、負荷が急激に電流を要求して出力電圧Ｖｏが低下した場合に、出力電圧Ｖｏを所定の値に速く復帰させる効果をもつ。この効果は、式（１４）で説明できる。出力電圧Ｖｏが低下すると加算値比例電流Ｉが低下する。加算値比例電流Ｉが低下すると、三角波コンデンサ４４の充電電流が低下し、三角波電圧信号Ｖｔｒｉの上昇速度が低下する。三角波電圧信号Ｖｔｒｉの上昇速度が低下すると、主スイッチング素子１４のオンデューティが増加し、出力電圧を上昇させる方向に動作する。負荷が急激に電流を要求して出力電圧Ｖｏが低下した場合の出力電圧Ｖｏの安定性を高めるためには、一般的には、高速に動作する高価な誤差アンプを用いて対応することになるが、本実施形態のスイッチング電源装置ではこれが不要になる。

［スイッチング電源装置の第２実施形態］
図４は本発明によるスイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路図である。

（パワー回路）
図４に示すように、本実施形態によるスイッチング電源装置１０のパワー回路は、入力電源１２のプラス側となる一端に主スイッチング素子１４の一端が接続され、主スイッチング素子１４の他端に転流素子１８の一端とチョークコイル１６の一端が接続され、転流素子１８の他端にバッファコンデンサ２０ａの一端が接続され、バッファコンデンサ２０ａの他端とチョークコイル１６の他端が入力電源１２のマイナス側となる他端に接続され、チョークコイル１６の二次巻線２４の両端に整流素子２６と出力コンデンサ２０ｂの直列回路を接続し、出力コンデンサ２０ｂの両端から出力電圧Ｖｏを得る構成とし、制御回路３０によりパワー回路から所定電圧に安定化された出力電力を得るように制御する。

即ち、図４に示す本実施形態のパワー回路は、図１のチョークコイル１６に二次巻線２４を設け、巻数Ｎ１のチョークコイル（一次巻線）１６、巻数Ｎ２の二次巻線２４、巻数Ｎｓｕｂのサブ巻線２２の３つを結合させた構成としている。また、図１のコンデンサ２０に代えてバッファコンデンサ２０ａを設けている。なお、バッファコンデンサ２０ａは図１のコンデンサ２０と同じ動作を行う。そして、チョークコイル１６の二次巻線２４に整流素子２６と出力コンデンサ２０ｂを接続し、出力コンデンサ２０ｂの両端から出力電圧Ｖｏを得る構成としたものである。

これにより昇降圧チョッパー回路から絶縁された出力電力を得ることができるスイッチング電源装置１０を構成している。このとき、チョークコイル１６側の回路がスイッチング電源装置の一次側となり、チョークコイル１６の二次巻線２４側の回路がスイッチング電源装置の２次側となる。

制御回路３０は、図１と同様に、三角波発生回路３２、出力電圧制御信号発生回路３４、スイッチング素子駆動回路３６、転流素子駆動回路３８および加算電圧発生回路４０から構成される。

本実施形態のパワー回路は、図１と同様に、主スイッチング素子１４のオン、オフによって入力電圧Ｖｉｎを断続電圧に変換する。主スイッチング素子１４がオンのとき、チョークコイル１６の巻線Ｎ１に入力電圧Ｖｉｎが印加される。これによりチョークコイル１６に磁気エネルギーが蓄えられる。

主スイッチング素子１４がオフしたときのスイッチング電源装置の一次側の動作は、図１と同様のチョークコイル１６がバッファコンデンサ２０ａに磁気エネルギーを放出する動作に加えて、バッファコンデンサ２０ａのプラス側、チョークコイル１６、転流素子１８及びバッファコンデンサ２０ａのマイナス側となる経路で電流が流れ、スイッチング電源装置の２次側では、チョークコイル１６の二次巻線２４のドットで示すプラス側、出力コンデンサ２０ｂ（および図示されていない負荷）、整流素子２６及びチョークコイル１６の二次巻線２４のドットの無いマイナス側となる経路で電流が流れることでバッファコンデンサ２０ａのエネルギーが２次側に伝送される。このとき、バッファコンデンサ２０ａと出力コンデンサ２０ｂが結合された状態とになる。

バッファコンデンサ２０ａの電圧ＶＣｏ１とで出力コンデンサ２０ｂの電圧ＶＣｏ２は、チョークコイル１６の巻数Ｎ１と二次巻線２４の巻数Ｎ２に比例した関係を持つ。また、出力コンデンサ２０ｂの電圧ＶＣｏ２はスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏとなる。

スイッチング素子駆動回路３６、転流素子駆動回路３８は、図１と同一の回路である。

加算電圧発生回路４０は、図１と同一の回路であるが、加算値比例電圧Ｖｓｕｍが異なる。主スイッチング素子１４がオンのとき、図１と同様に、チョークコイル１６に入力電圧Ｖｉｎが印加される。このとき、サブ巻線２２には、チョークコイル１６の巻数Ｎ１とサブ巻線２２の巻数Ｎｓｕｂの巻数比に比例した電圧が発生する。主スイッチング素子１４がオンのときにサブ巻線２２に発生する電圧は、ダイオード５２を介してコンデンサ５４に蓄えられる。ダイオード５２の順方向電圧降下をゼロとすると、コンデンサ５４に蓄えられる電圧ＶＣ１は、図１と同じく式（１２）のようになる。

主スイッチング素子１４がオフのとき、サブ巻線２２に発生する電圧が図１と異なり、サブ巻線２２には、チョークコイル１６の二次巻線２４の巻数Ｎ２とサブ巻線２２の巻数Ｎｓｕｂの巻数比で決定される電圧が発生する。主スイッチング素子１４がオフのときにサブ巻線２２に発生する電圧は、コンデンサ５４およびダイオード５６を介してコンデンサ５８に蓄えられる。ダイオード５６の順方向電圧降下をゼロとすると、コンデンサ５８に蓄えられる電圧ＶＣ２（＝加算値比例電圧Ｖｓｕｍ）は、以下のようになる。

三角波発生回路３２は、図１と同一の回路であるが、印加される加算値比例電圧Ｖｓｕｍが異なるため、加算値比例電流Ｉが異なる。本実施形態の加算値比例電流Ｉは、以下のようになる。

従って、本実施形態の三角波コンデンサ４４の電圧ＶＣｉ（＝三角波電圧信号Ｖｔｒｉ）は、以下のようになる。

出力電圧制御信号発生回路３４は、図１と同一の回路である。

本実施形態のスイッチング電源装置は、バッファコンデンサ２０ａに蓄えられた電圧[KH4]を出力電圧とみなした昇降圧チョッパーと考えることができるので、昇降圧チョッパーのデューティを求めるための式（６）に、バッファコンデンサ２０ａと出力電圧Ｖｏの関係を表す式（１８）を代入すると、主スイッチング素子１４のオンデューティ（ｄｕｔｙ）を求める式を得ることができる。

式（２２）とスイッチング周波数ｆｓｗから、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎは、以下のように求まる。

ここで、図１と同様に、リセット回路４５が動作してから三角波電圧信号Ｖｔｒｉが出力電圧制御信号ＶＦＢに到達するまでの時間が主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎとなる。従って、出力電圧制御信号発生回路３４は、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎが式（２１）に従うように出力電圧制御信号ＶＦＢを制御する。式（２１）、式（２３）から出力電圧制御信号ＶＦＢを求めると、以下の式が得られる。

ここで、サブ巻線２２の巻数Ｎｓｕｂ、チョークコイル１６の巻数Ｎ１、チョークコイル１６の二次巻線２４の巻数Ｎ２、電流源回路４２の抵抗Ｒｉ、三角波コンデンサ４４の容量Ｃｉ、および、スイッチング周波数ｆｓｗは、すべて固定値である。従って、本実施形態のスイッチング電源装置は、図１と同様に、出力電圧制御信号ＶＦＢは、入力電圧Ｖｉｎに依存することなく、出力電圧Ｖｏだけで決定されることになる。出力電圧制御信号ＶＦＢが入力電圧Ｖｉｎに依存しないのは、入力電圧Ｖｉｎが変化することで三角波電圧信号Ｖｔｒｉの電圧上昇の傾きが変化し、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎを変化させる動作を行っているためである。

本実施形態のスイッチング電源装置は、基本的な動作は、図１のスイッチング電源装置と同じであり、図１のコンデンサ２０に換えて、バッファコンデンサ２０ａに蓄えられたエネルギーをチョークコイル１６とその二次巻線２４を介して出力コンデンサ２０ｂへ取り出すものであるため、入力電圧Ｖｉｎの変動に対する加算値比例電圧Ｖｓｕｍの生成や三角波電圧信号Ｖｔｒｉの電圧上昇の傾き等の基本的な動作は、図１と同じ動作を行う。従って、入力電圧Ｖｉｎの変動に対して、出力電圧制御信号発生回路３４は、出力電圧制御信号ＶＦＢを変化させる必要が無い。

（本実施形態の利点）
図４の実施形態によるスイッチング電源は、図１の実施形態の特徴である、入力電圧変動や負荷電流の変動に対して、出力電圧変動の少ないスイッチング電源装置を、絶縁型で構成することができる。

また、本実施形態のスイッチング電源装置は、昇降圧チョッパーであるため、入力電圧Ｖｉｎが低下（理論的には、入力電圧Ｖｉｎ≒０まで）しても出力電圧Ｖｏを所定の値に安定化することが可能であるため、従来例の図８で示したシングルエンディッドフォワードコンバータ等に比べて、広い入力電圧範囲で動作することが可能な絶縁型のスイッチング電源装置を得ることが可能である。

［スイッチング電源装置の第３実施形態］
図５は本発明によるスイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路図である。

（パワー回路）
図５に示すように、本実施形態によるスイッチング電源装置１０のパワー回路は、入力電源１２のマイナス側となる一端に主スイッチング素子１４の一端が接続され、主スイッチング素子１４の他端に転流素子１８の一端とチョークコイル１６（一次巻線）の一端が接続され、転流素子１８の他端にバッファコンデンサ２０ａの一端が接続され、バッファコンデンサ２０ａの他端とチョークコイル１６の他端が入力電源１２のプラス側となる他端に接続され、[KH5]チョークコイル１６の二次巻線２４の両端に整流素子２６と出力コンデンサ２０ｂの直列回路を接続し、出力コンデンサ２０ｂの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路３０によりパワー回路から所定電圧に安定化された出力電力を得るように制御する。

即ち、本実施形態のスイッチング電源装置は、図４に示したスイッチング電源装置の一次側パワー回路の構成を、電気的な動作を変更せずに、部品の接続位置を変更したものである。具体的には、図４では、バッファコンデンサ２０ａとチョークコイル１６の接続点を入力電源１２のマイナス側に接続していたが、本実施形態では、バッファコンデンサ２０ａとチョークコイル１６の接続点を入力電源１２のプラス側に接続する形へ変更している。このバッファコンデンサ２０ａとチョークコイル１６の接続点を入力電源１２のプラス側に接続する構成が加算電圧発生回路４０としての回路機能を実現する。

パワー回路は、図１及び図４と同様に、主スイッチング素子１４のオン、オフによって入力電圧を断続電圧に変換する。主スイッチング素子１４がオンのとき、チョークコイル１６に入力電圧Ｖｉｎが印加される。これによりチョークコイル１６に磁気エネルギーが蓄えられる。主スイッチング素子１４がオフしたときの動作は、スイッチング電源装置の一次側では、図４と電流が通過する部品の順番が異なるが電気的に同じであり、バッファコンデンサ２０ａのプラス側、転流素子１８、チョークコイル１６、バッファコンデンサ２０ａのマイナス側となる経路で電流が流れる。

スイッチング電源装置の２次側では、図４と同じ動作となり、チョークコイル１６の二次巻線２４のドットで示すプラス側、出力コデンサ２０ｂ（および図示されていない負荷）、整流素子２６及びチョークコイル１６の二次巻線２４となる経路で電流が流れることでバッファコンデンサ２０ａのエネルギーが２次側に伝送される。このとき、図４と同様に、バッファコンデンサ２０ａと出力コンデンサ２０ｂが結合された状態とになる。

バッファコンデンサ２０ａの電圧ＶＣｏ１と出力コンデンサ２０ｂの電圧ＶＣｏ２は、図４と同様に、チョークコイル１６の巻数Ｎ１とチョークコイル１６の二次巻線２４の巻数Ｎ２に比例した関係を持つ。また、図４と同様に、出力コンデンサ２０ｂの電圧ＶＣｏ２は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏとなる。

パワー回路を図５に示した構成とすることで、図１および図４で用いた、サブ巻線２２を用いた加算電圧発生回路４０を削除し、本実施形態の加算電圧発生回路４０に相当するバッファコンデンサ２０ａと転流素子１８の接続点から加算値比例電圧Ｖｓｕｍを得ることができる。

これは、バッファコンデンサ２０ａが入力電源１２と直列に接続されており、バッファコンデンサ２０ａと転流素子１８の接続点とグランドの間で、入力電圧Ｖｉｎとバッファコンデンサ２０ａの電圧ＶＣｏ１（＝Ｖｏ・Ｎ２／Ｎ１）を加算した電圧を得ることができる構成となっているからである。

本実施形態のスイッチング電源装置は、図４のスイッチング電源装置に対して、サブ巻線２２の巻数Ｎｓｕｂがチョークコイル１６の巻数Ｎ１と同じであると考えることで、図２の特性を示した式（１８）から式（２４）の全てを適用することができる。

従って、入力電圧Ｖｉｎの変動に対する加算値比例電圧Ｖｓｕｍの生成や三角波電圧信号Ｖｔｒｉの電圧上昇の傾き等の動作は、図１及び図４と同じ動作を行うことになり、出力電圧制御信号ＶＦＢは、入力電圧Ｖｉｎに依存することなく、出力電圧Ｖｏだけで決定される。

出力電圧制御信号ＶＦＢが入力電圧Ｖｉｎに依存しないのは、入力電圧Ｖｉｎが変化することで三角波電圧信号Ｖｔｒｉの電圧上昇の傾きが変化し、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎを変化させる動作を行っているためである。

（本実施形態の利点）
本実施形態のスイッチング電源装置は、図１と同様に、入力電圧変動や負荷電流の変動に対して、出力電圧変動の少ないスイッチング電源装置を構成することができる特徴を有する。また、図４のスイッチング電源装置と同様に、広い入力電圧範囲で出力電圧Ｖｏを所定の値に安定化することが可能である特徴を備える。

さらに、入力電源１２とバッファコンデンサ２０ａを直列にした構成により加算電圧発生回路４０としての回路機能を実現することで、図１及び図４に示した構成の加算電圧発生回路４０を削除しても、加算値比例電圧Ｖｓｕｍを得ることができる。これにより、チョークコイル１６のサブ巻線２２およびこれに付帯する回路を削除することが可能となり、低コストで、入力電圧変動に対して出力電圧の安定度が高く、入力電圧範囲が広い、絶縁型のスイッチング電源装置を得ることができる。

［スイッチング電源装置の第４実施形態］
図６は本発明によるスイッチング電源装置の第４実施形態を示した回路図である。

（パワー回路）
図６に示すように、本実施形態によるスイッチング電源装置１０のパワー回路は、入力電源１２のプラス側となる一端にチョークコイル１６（一次巻線）の一端が接続され、チョークコイル１６の他端に主スイッチング素子１４の一端が接続され、主スイッチング素子１４の他端に入力電源１２のマイナス側となる他端が接続され、チョークコイル１６の二次巻線２４の両端に転流素子１８とコンデンサ２０の直列回路を接続し、コンデンサ２０の両端から出力電圧Ｖｏを得るパワー回路を構成し、制御回路３０によって所定電圧に安定化された出力電圧をパワー回路から得るように制御する。

即ち、本実施形態によるスイッチング電源装置１０のパワー回路は、フライバックコンバータ回路としている。フライバックコンバータ回路は、図１の昇降圧チョッパー回路を絶縁型コンバータに変形した構成となっている。本実施形態は図１のチョークコイル１６二次巻線２４を設け、これをスイッチング電源装置の二次側回路とする。また図１の転流素子１８、とコンデンサ２０の直列回路を二次巻線２４の両端に接続し、コンデンサ２０の両端から出力電力を取り出す構成となっている。

制御回路３０は、図１と同様に、三角波発生回路３２、出力電圧制御信号発生回路３４、スイッチング素子駆動回路３６、転流素子駆動回路３８及び加算電圧発生回路４０から構成される。

パワー回路は、主スイッチング素子１４のオン、オフによって入力電圧を断続電圧に変換する。主スイッチング素子１４がオンのとき、チョークコイル１６に入力電圧Ｖｉｎが印加される。これによりチョークコイル１６に磁気エネルギーが蓄えられる。主スイッチング素子１４がオフすると、チョークコイル１６は、チョークコイル１６の二次巻線２４から、磁気エネルギーを出力電流としてコンデンサ２０（および図示されていない負荷）に放出する。

チョークコイル１６は、出力側の二次巻線２４に磁気エネルギーを放出する際に、二次巻線２４に出力電圧Ｖｏと同じ電圧を発生させる。このとき、チョークコイル１６の二次巻線２４のドットで示すプラス側、コンデンサ２０、転流素子１８及びチョークコイル１６の二次巻線２４のドット無しのマイナス側となる経路で電流が流れる。転流素子１８は、主スイッチング素子１４と相補的にオン・オフし、転流素子１８がオンすることで同期整流として動作している。

スイッチング素子駆動回路３６は、図１、図４および図５と同一の回路である。

転流素子駆動回路３８は、２次側に移動された転流素子１８を駆動する回路であるが、動作は図１と同一であり、主スイッチング素子１４に対して相補的に転流素子１８をオン、オフさせる制御を行う。

加算電圧発生回路４０は、図１及び図４と同一の回路であり、加算値比例電圧Ｖｓｕｍは、図４と同じになり、式（１９）で求められる。

三角波発生回路３２は、図１及び図４と同一の回路であり、加算値比例電圧Ｖｓｕｍが図４と同一の式（１９）で求められるため、加算値比例電流Ｉは、式（２０）で求められ、三角波コンデンサ４４の電圧ＶＣｉ（＝三角波電圧信号Ｖｔｒｉ）は式（２１）で求められる。

出力電圧制御信号発生回路３４は、図１、図４および図５と同一の回路である。

本実施形態のスイッチング電源装置はフライバックコンバータであり、主スイッチング素子１４のオンデューティ（ｄｕｔｙ）は、以下の式に従うことが一般的に知られている。

これは、昇降圧チョッパーのチョークコイル１６に二次巻線２４を設けて出力電圧Ｖｏが一定となる電力出力を取り出す構成とした図４の式（２２）と同じになることから、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎは、式（２３）と同じになり、従って、出力電圧制御信号ＶＦＢも式（２４）のようになる。

本実施形態のスイッチング電源装置においても、サブ巻線２２の巻数をＮｓｕｂ、チョークコイル１６の巻数Ｎ１、電流源回路４２の抵抗Ｒｉ、三角波コンデンサ４４の容量Ｃｉ、および、スイッチング周波数ｆｓｗは、全て固定値である。従って、本実施形態のイッチング電源装置における出力電圧制御信号ＶＦＢは、入力電圧Ｖｉｎに依存することなく、出力電圧Ｖｏだけで決定される。

（本実施形態の利点）
図６の実施形態は、フィードフォワード制御によって、入力電圧Ｖｉｎが変化すると、出力電圧制御信号ＶＦＢが変化しなくても、主スイッチング素子１４のオン時間Ｔｏｎを変化させて、所定の出力電圧Ｖｏを出力することができるフライバックコンバータである。さらには、図６の実施形態は、負荷が急激に電流を要求して出力電圧Ｖｏが低下した場合に、出力電圧Ｖｏを所定の値に速く復帰させる特徴も備えている。

これにより本実施形態のスイッチング電源装置は、出力電圧制御信号発生回路を高速に応答させなくても出力電圧Ｖｏを所定の電圧に安定に制御することができるフライバックコンバータを作ることができるため、高速に動作する高価な誤差アンプを必要としない低コストのフライバックコンバータを作ることができる。

［加算例電圧発生回路の変形例］
図１、図４及び図６の加算電圧発生回路４０は、入力電圧Ｖｉｎに比例した電圧値をコンデンサ５４に蓄え、コンデンサ５８で入力電圧Ｖｉｎに比例した電圧値と出力電圧Ｖｏに比例した電圧値を加算した値を蓄える構成としたが、出力電圧Ｖｏに比例した電圧値をコンデンサ５４に蓄え、コンデンサ５８で入力電圧Ｖｉｎに比例した電圧値と出力電圧Ｖｏに比例した電圧値を加算した値に比例した電圧を蓄える構成としても良い。具体的には、図１、図４及び図６の加算電圧発生回路４０におけるサブ巻線２２の接続極性を逆にすれば良い。

また、サブ巻線２２から加算値比例電圧を取得するだけでなく、制御回路３０が動作するために必要な電力を取得しても良い。

［加算電圧発生回路の変形例］
図７は本発明によるスイッチング電源装置の他の実施形態を示した回路図であり、パワー回路は図６に示したフライバックコンバータ回路と同一の回路であり、制御回路３０の加算電圧発生回路４０として、主スイッチング素子１４がオフしたときに、主スイッチング素子１４の両端に発生する電圧を取り出す回路としたことを特徴とする。

図７のフライバックコンバータを用いたスイッチング電源装置では、主スイッチング素子１４がオフのときに、主スイッチング素子１４の両端に、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏにチョークコイル１６の巻数Ｎ１と二次巻線２４の巻数Ｎ２の巻数比に比例にした電圧を加算した電圧が発生する。即ち、主スイッチング素子１４がオフのときに主スイッチング素子１４の両端（ドレイン・ソース間）に発生電圧ＶＤＳは以下のようになる。

従って、図７に示すように、加算電圧発生回路４０をダイオード６０とコンデンサ６２で構成した整流平滑回路とし、主スイッチング素子１４に発生した電圧を加算電圧発生回路４０に設けたダイオード６０とコンデンサ６２で取り出すことによって、加算値比例電圧Ｖｓｕｍを得ることができる。

［本発明の変形例］
本発明は、上記の実施形態に限定されず、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含む。また上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。

１０：スイッチング電源装置
１２：入力電源
１４：主スイッチング素子
１６：チョークコイル
１８：転流素子
２０：コンデンサ
２０ａ：バッファコンデンサ
２０ｂ：出力コンデンサ
２２：サブ巻線
２４：二次巻線
２６：整流素子
３０：制御回路
３２：三角波発生回路
３４：出力電圧制御信号発生回路
３６：スイッチング素子駆動回路
３８：転流素子駆動回路
４０：加算電圧発生回路
４２：電流源回路
４４：三角波コンデンサ
４５：リセット回路
４６：誤差アンプ
４８：基準電圧源
５０：ＰＷＭコンパレータ
５２，５６，６０：ダイオード
５４，５８，６２：コンデンサ

Claims

入力電源の一端に主スイッチング素子の一端が接続され、前記主スイッチング素子の他端に転流素子の一端とチョークコイルの一端が接続され、前記転流素子の他端にコンデンサの一端が接続され、前記コンデンサの他端とチョークコイルの他端が入力電源の他端に接続され、前記コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧を前記パワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、
前記制御回路は、
前記パワー回路の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、
前記パワー回路の入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を出力する加算電圧発生回路と、
前記加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、
前記三角波電圧信号と前記出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して前記主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、
前記スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して前記転流素子を前記主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
入力電源の一端に主スイッチング素子の一端が接続され、前記主スイッチング素子の他端に転流素子の一端とチョークコイルの一次巻線の一端が接続され、前記転流素子の他端にバッファコンデンサの一端が接続され、前記バッファコンデンサの他端と前記チョークコイルの一次巻線の他端が前記入力電源の他端に接続され、前記チョークコイルの二次巻線の両端に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、前記出力コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧を前記パワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、
前記制御回路は、
前記パワー回路の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、
前記パワー回路の入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を出力する加算電圧発生回路と、
前記加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、
前記三角波電圧信号と前記出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して前記主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、
前記スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して前記転流素子を前記主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
入力電源の一端に主スイッチング素子の一端が接続され、前記主スイッチング素子の他端に転流素子の一端とチョークコイルの一次巻線の一端が接続され、前記転流素子の他端にバッファコンデンサの一端が接続され、前記バッファコンデンサの他端と前記チョークコイルの一次巻線の他端が前記入力電源の他端に接続され、前記チョークコイルの二次巻線の両端に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、前記出力コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧を前記パワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、
前記制御回路は、
前記パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、
前記転流素子の他端と前記バッファコンデンサの一端が接続された箇所から、入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を取得し、前記加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、
前記三角波電圧信号と前記出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して前記主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、
前記スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して前記転流素子を前記主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
入力電源の一端にチョークコイルの一次巻線の一端が接続され、前記チョークコイルの一次巻線の他端に主スイッチング素子の一端が接続され、前記主スイッチング素子の他端に入力電源の他端が接続され、前記チョークコイルの二次巻線の両端に転流素子とコンデンサの直列回路を接続し、前記コンデンサの両端から出力電力を得るパワー回路を構成し、制御回路によって所定電圧に安定化された出力電圧を前記パワー回路から得るように制御するスイッチング電源装置に於いて、
前記制御回路は、
前記パワー回路部の出力電圧を所定電圧に制御するための出力電圧制御信号を発生する出力電圧制御信号発生回路と、
前記パワー回路の入力電圧に比例した電圧値と出力電圧に比例した電圧値を加算した電圧値である加算値比例電圧を出力する加算電圧発生回路と、
前記加算値比例電圧に対応した傾きを持ち所定のスイッチング周期で振幅する三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、
前記三角波電圧信号と前記出力電圧制御信号との比較に基づきスイッチング駆動信号を発生して前記主スイッチング素子をオン、オフするスイッチング素子駆動回路と、
前記スイッチング駆動信号を反転した反転スイッチング駆動信号を発生して前記転流素子を前記主スイッチング素子に対し相補的にオン、オフする転流素子駆動回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１、２又は４記載のスイッチング電源装置において、
前記加算電圧発生回路は、
前記チョークコイルに結合するサブ巻線と、
前記主スイッチング素子がオンのときに前記サブ巻線に発生する電圧と、前記主スイッチング素子がオフのときに前記サブ巻線に発生する電圧を加算した値を加算値比例電圧として生成する回路であることを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項４記載のスイッチング電源装置において、
前記加算電圧発生回路は、前記主スイッチング素子がオフのときに両端に発生する電圧を、加算値比例電圧として生成する整流平滑回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１乃至４の何れかに記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記三角波発生回路は、
前記加算値比例電圧に比例した加算値比例電流を出力する電流源回路と、
前加算値比例電流で充電される三角波コンデンサと、
前記スイッチング周期で三角波コンデンサを放電するリセット回路と、
を備え、前記三角波コンデンサの充電と放電によって、前記スイッチング周期で振幅する前記三角波電圧信号を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。