JP2016077073A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電流共振形のブリッジ方式スイッチング電源装置において、安定した電流共振状態に至るまでのスパイク状電流によるスイッチング素子の破壊を回避しつつ高い電力変換効率を実現する。【解決手段】ハーフブリッジ接続のスイッチ部13、14はそれぞれ、オン抵抗の小さなスーパージャンクション構造MOSFET131、141とボディダイオードの電流耐性が高いIGBT132、142とが並列されている。制御部3は起動時に、パルス幅が徐々に広がるPWM信号をIGBT132、142に供給することで、トランス20の1次巻線201に流れるスイッチング電流を徐々に増加させる。所定時間が経過しスイッチング電流波形が正弦波状になると、制御部3は共振回路の共振周波数に合った駆動信号をSJ−MOSFET131、141に供給し、共振動作モードでスイッチングを行う。【選択図】図1
Description
本発明はDC−DCコンバータやDC−ACコンバータなどに用いられるスイッチング電源装置に関し、さらに詳しくは、トランスによって1次側回路と2次側回路とが電気的に絶縁された絶縁型のスイッチング電源装置に関する。
DC−DCコンバータなどのスイッチング電源装置は、小型・軽量でありながら高効率であるという特徴を有しており、近年、様々な電子機器や装置の電源として広く利用されている。こうしたスイッチング電源装置としては、トランスを用いて1次側回路と2次側回路とが電気的に絶縁された構成が一般的である。
この種のスイッチング電源装置では、直流電力を高周波の交流電力に変換し、再び直流電力に変換するための回路の構成として、いくつかの方式が知られている。最も単純な構成は、トランスの1次巻線にスイッチング素子を直列に接続し、該スイッチング素子をオン・オフ駆動することで、1次巻線に断続的に電流を流すシングルフォワード方式である。この方式は構成が単純であるだけでなく制御も安定しているという利点がある反面、トランスの利用効率が低いために電力変換効率が低いという問題がある。これに対し、交互にオン動作される複数のスイッチング素子を用いたハーフブリッジ方式やフルブリッジ方式は、トランスの1次巻線に交互に双方向に電流を流すため、トランスの利用効率が高く、それ故に電力の変換効率も高いという利点がある。
いずれの方式にしても、1次側回路に設けられたスイッチング素子がオン動作しているときに該素子を通してトランスの1次巻線に電流が供給されるため、このスイッチング素子のオン抵抗が大きいと、その抵抗での電流損失が大きくなり、それだけ電力の変換効率が下がることになる。そのため、電力損失を抑えるには、1次側回路に設けられたスイッチング素子のオン抵抗ができるだけ小さいことが望ましい。
特にオン抵抗が小さいスイッチング素子として、スーパージャンクション構造と呼ばれる特殊な構造のMOSFET(以下、慣用的な略語である「SJ−MOSFET」を用いる)が知られている。SJ−MOSFETでは、通常のパワーMOSFETにおいてはn型半導体領域であるドリフト層に、縦方向に薄いp型層と薄いn型層とが交互に配置された構造となっており、空乏層がn型層とp型層との界面全体に広がっている。この場合、ソース−ドレイン間に印加された電圧によって形成される電界はソースからドレインに向かう方向のみならず、各n型層からそれぞれ隣接するp型層に向かう方向にも存在する。それによって、電界が特定の部分に集中することがなくなり、オン抵抗を下げながら絶縁耐圧を上げることができる。
このようなSJ−MOSFETをスイッチング電源装置の1次側回路のスイッチング素子として用いることは、特許文献1、2等に開示されている。これら特許文献に記載のスイッチング電源装置はいずれもシングルフォワード方式である。上述したように、電力変換効率の点からはシングルフォワード方式よりもハーフブリッジ方式やフルブリッジ方式が望ましいことから、ハーフブリッジ方式やフルブリッジ方式(以下、これらを合わせて単に「ブリッジ方式」ということとする)のスイッチング電源装置において、1次側回路のスイッチング素子にSJ−MOSFETを使用することも考えられるが、シングルフォワード方式とは異なり、ブリッジ方式のスイッチング電源装置にSJ−MOSFETを使用しようとした場合、次のような問題がある。
即ち、シングルフォワード方式のスイッチング電源装置では、たとえスイッチング素子のボディダイオードに電流が流れ、その逆回復期間に該素子が一時的にショート状態になった場合であっても、該素子を含む回路中に存在するインダクタによって保護されるため、該回路が完全にショート状態に陥ることはない。それによって、スイッチング素子が破壊に至ることは避けられる。
これに対し、トランスの1次巻線に双方向に交互に電流が流れるブリッジ方式のスイッチング電源装置では事情が異なる。即ち、例えばハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置では、一方のスイッチング素子のオン状態にあるときに、本来はオフ状態である筈の他方のスイッチング素子がなんらかの原因によってオンしてしまうと、直流正電源ラインと負電源ラインとがスイッチング素子のごく小さなオン抵抗を介してショートされることになる。そのため、用途によってはキロアンペア級の電流がマイクロ秒の時間にスイッチング素子に流れ、該素子が破壊に至ることがある。
よく知られているようにブリッジ方式のスイッチング電源装置では、デッドタイム期間中で複数のスイッチング素子がいずれもオフ状態となっているときに、トランスの1次巻線(リアクトル)に蓄積したエネルギに由来する電流がスイッチング素子のボディダイオードを流れようとする。こうした回路においてスイッチング素子としてSJ−MOSFETを使用すると、ボディダイオードに電流を流したときの逆回復期間に複数のSJ−MOSFETが実質的にショート状態になり、例えば過大なリカバリ電流がボディダイオードに流れることによって素子が破壊に至ることがある。こうした現象はMOSFETでも起こり得るものの、SJ−MOSFETでは特に構造上、寄生トランジスタなどにおいて電荷が移動し易いために起こり易い。
電流共振形のブリッジ方式のスイッチ電源装置では、回路の構成と素子定数の選択を適切に行うと、電流共振動作時にはスイッチング素子のボディダイオードに全く電流が流れなくなるモードを実現することができる。この状態では上述したようなSJ−MOSFETに特有の問題は起こらず、SJ−MOSFETはオン抵抗のきわめて小さいスイッチング素子として機能する。この状態は負荷の増減や電源電圧などには関係がなく、無負荷から定格負荷の3倍程度までの範囲では安定した動作を維持することがシュミレーションや実験によって確認されている。
しかしながら、スイッチング電源装置を起動してから安定した電流共振動作が行われるまでの期間には、スイッチング素子のゲートにパルス幅変調(PWM)信号を印加して徐々に出力電圧を増加させてゆく必要があり、このようなPWM制御が行われている期間には、ゼロ電流スイッチング動作とならないためにスイッチング素子のボディダイオードに大きな電流が流れてしまう。
即ち、電流共振形のブリッジ方式のスイッチ電源装置では、電流共振動作が行われているときには、上述したシングルフォワード方式のスイッチング電源装置と同様に、スイッチング素子としてSJ−MOSFETを問題なく使用することが可能であるものの、装置を起動してから電流共振動作を実施するまでの期間には、スイッチング素子のボディダイオードに過大な電流が流れて素子が破壊に至るおそれがある。そのために、こうしたスイッチング電源装置では、スイッチング素子としてSJ−MOSFETを使用することができなかった。
即ち、電流共振形のブリッジ方式のスイッチ電源装置では、電流共振動作が行われているときには、上述したシングルフォワード方式のスイッチング電源装置と同様に、スイッチング素子としてSJ−MOSFETを問題なく使用することが可能であるものの、装置を起動してから電流共振動作を実施するまでの期間には、スイッチング素子のボディダイオードに過大な電流が流れて素子が破壊に至るおそれがある。そのために、こうしたスイッチング電源装置では、スイッチング素子としてSJ−MOSFETを使用することができなかった。
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、ブリッジ方式のスイッチング電源装置において、共振動作モードに移行するまでの期間におけるスイッチング素子の破損などの問題を回避しつつ、SJ−MOSFETを利用した効率的な電力変換を実現することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
上記課題を解決するためになされた本発明の第1の態様は、直流電源から供給された直流電流をスイッチングしてトランスの1次巻線に交互に反転する電流を供給し、該トランスの1次巻線に流れる電流によって該トランスの2次巻線に交流電力を誘起するスイッチング電源装置において、
a)前記直流電源と前記トランスの1次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記スイッチ回路中のスイッチ部、前記直流電源、及び前記トランスの1次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のMOSFET(SJ−MOSFET)と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記SJ−MOSFETをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記IGBTへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるPWM制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記IGBTをオフ状態に保つ一方、前記トランスの1次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記SJ−MOSFETをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴としている。
a)前記直流電源と前記トランスの1次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記スイッチ回路中のスイッチ部、前記直流電源、及び前記トランスの1次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のMOSFET(SJ−MOSFET)と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記SJ−MOSFETをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記IGBTへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるPWM制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記IGBTをオフ状態に保つ一方、前記トランスの1次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記SJ−MOSFETをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴としている。
また上記課題を解決するためになされた本発明の第2の態様は、直流電源から供給された直流電流をスイッチングしてトランスの1次巻線に交互に反転する電流を供給し、該トランスの1次巻線に流れる電流によって該トランスの2次巻線に交流電力を誘起するスイッチング電源装置において、
a)前記直流電源と前記トランスの1次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記トランスの2次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のMOSFET(SJ−MOSFET)と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記SJ−MOSFETをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記IGBTへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるPWM制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記IGBTをオフ状態に保つ一方、前記トランスの2次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記SJ−MOSFETをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴としている。
a)前記直流電源と前記トランスの1次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記トランスの2次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のMOSFET(SJ−MOSFET)と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記SJ−MOSFETをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記IGBTへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるPWM制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記IGBTをオフ状態に保つ一方、前記トランスの2次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記SJ−MOSFETをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴としている。
本発明の第1の態様によるスイッチング電源装置はトランスの1次巻線側に共振回路を設けたものであり、本発明の第2の態様によるスイッチング電源装置はトランスの2次巻線側に共振回路を設けたものという相違はあるものの、その共振回路の共振周波数に合わせてスイッチング素子を駆動する点は同じであり、いずれでも、ゼロ電流スイッチングを実現できる。
いずれにしても本発明に係るスイッチング電源装置では、スイッチ回路に含まれる各スイッチ部は、オン抵抗が小さいもののボディダイオードの電流耐性が低いSJ−MOSFETと、SJ−MOSFETに比べてオン抵抗は大きいもののボディダイオードの電流耐性が高いIGBTとが並列に接続されたものである。
本装置が起動されてから、出力電圧が目標とする電圧付近に落ち着くまでの立ち上げ期間には、出力電圧を徐々に増加させるためにPWM制御を行う必要がある。その際に制御部は、各スイッチ部のSJ−MOSFETに実効的な駆動信号を供給せず、IGBTにのみPWM制御のための駆動信号を供給する。それにより、IGBTのオン・オフ動作によってトランスの1次巻線に電流が供給される。したがって、このときには各スイッチ部(つまりはIGBT)での損失は比較的大きいものの、全てのスイッチ部がオフ状態であるデッドタイム期間に大きな電流がIGBTのボディダイオードに流れても該IGBTが破損に至ることはない。
このとき、IGBTに並列に接続されているSJ−MOSFETのボディダイオードにも電流が流れるが、PWM制御動作期間においてSJ−MOSFETは完全にオフ状態にされており、電流の遮断はSJ−MOSFETのゲートによらず、並列に接続されているIGBTによって行われる。そのため、前述したSJ−MOSFETのボディダイオードの逆回復時間に起因した問題は起こらず、安全に電流を遮断することができる。
このとき、IGBTに並列に接続されているSJ−MOSFETのボディダイオードにも電流が流れるが、PWM制御動作期間においてSJ−MOSFETは完全にオフ状態にされており、電流の遮断はSJ−MOSFETのゲートによらず、並列に接続されているIGBTによって行われる。そのため、前述したSJ−MOSFETのボディダイオードの逆回復時間に起因した問題は起こらず、安全に電流を遮断することができる。
例えば起動時点から所定の時間が経過して出力電圧が目標とする電圧付近に落ち着くと、制御部は、各スイッチ部のIGBTへの駆動信号の供給を停止し、その代わりに、トランスの1次巻線側又は2次巻線側の共振回路の共振周波数に合わせた駆動信号をSJ−MOSFETのゲートに供給する。これによって、共振回路の共振周波数に近い周波数でスイッチング動作が行われるため、スイッチ部に殆ど電流が流れていないときにオン・オフが行われることになり、ゼロ電流スイッチング動作が達成される。そのために、オン・オフ駆動されるSJ−MOSFETのボディダイオードに流れる電流は少なくて済み、SJ−MOSFETの電流耐性が低くても破損に至ることを回避できる。また、SJ−MOSFETのオン抵抗は小さいので、スイッチ部での損失は小さく、効率的な電力変換が行われる。
なお、PWM動作から共振動作への動作モードの切り替えをIGBTに大きな電流が流れている状態で行うと、その切替えの直後に大きな電流がSJ−MOSFETのボディダイオードに流れるおそれがある。そこで、こうした事態を避けるために、本発明に係るスイッチング電源装置において、前記制御部は、前記PWM動作の実行時に前記IGBTに供給する駆動信号の変化に同期させてPWM動作から共振動作へと動作モードを切り替える構成とすることが好ましい。
本発明に係るスイッチング電源装置によれば、電力変換効率の高いハーフブリッジ方式やフルブリッジ方式において、オン抵抗の小さなSJ−MOSFETをスイッチング素子として用いることができる。それによって、スイッチ部での損失を抑え、高い電力変換効率を実現することができる。また、負荷に電力の供給を開始する装置の起動時にはSJ−MOSFETではなくIGBTを用いたスイッチングを行うので、起動時に大きな電流がボディダイオードに流れてもSJ−MOSFETの破損を回避することができる。
[第1実施例]
本発明の第1実施例であるスイッチング電源装置について、添付図面を参照して説明する。
図1は本実施例のスイッチング電源装置の概略構成図である。本実施例のスイッチング電源装置は、トランスの1次側に共振回路を設けた電流共振形ハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置であり、出力電圧が直流であるDC−DCコンバータである。
本発明の第1実施例であるスイッチング電源装置について、添付図面を参照して説明する。
図1は本実施例のスイッチング電源装置の概略構成図である。本実施例のスイッチング電源装置は、トランスの1次側に共振回路を設けた電流共振形ハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置であり、出力電圧が直流であるDC−DCコンバータである。
第1実施例のスイッチング電源装置では、1次巻線201と2次巻線202とを有するトランス20によって、1次側回路1と2次側回路2とが絶縁されている。1次側回路1において、直流電源10の正極及び負極にそれぞれ接続された正極性電源ライン11と負極性電源ライン12との間に、第1のスイッチ部13と第2のスイッチ部14とが直列に接続された直列回路が設けられている。また、正極性電源ライン11と負極性電源ライン12との間には、いずれも共振用の第1のコンデンサ15と第2のコンデンサ16とが直列に接続された直列回路も設けられている。この第1及び第2のコンデンサ15、16のキャパシタンスは等しくなっている。トランス20の1次巻線201は、二つのスイッチ部13、14の接続点Aと2個のコンデンサ15、16の接続点Bとの間に接続されている。
第1のスイッチ部13は、第1のSJ−MOSFET131、第1のIGBT132、及び、逆方向に接続された第1のダイオード133が、並列に接続されたものである。また、第2のスイッチ部14も同様に、第2のSJ−MOSFET141、第2のIGBT142、及び、逆方向に接続された第2のダイオード143、が並列に接続されたものである。SJ−MOSFET131、141はIGBT132、142に比べてオン抵抗が小さいものの、ボディダイオードの電流耐性が低いため、ボディダイオードに大きな電流を流すことができない。
また、2次側回路2は、4個のダイオードをブリッジ構成に接続した全波整流回路21と平滑用のコンデンサ22とを含み、コンデンサ22の両端に、直流電力を供給する対象物である負荷23が接続されている。なお、後述するように2次側回路2の構成はこれに限らない。
制御部3はドライブ回路4を介して、スイッチ部13、14に含まれるSJ−MOSFET131、141とIGBT132、142とにそれぞれ駆動信号を供給する。この制御部3は、機能ブロックとして、ソフトスタート制御部30と、PWM制御部31と、カウンタ部32と、駆動信号切替部33と、を含む。これらはハードウエア回路により構成可能であるが、少なくともその一部の機能を、CPU、ROM、RAM、タイマなどを含むマイクロコンピュータ等により実現しても構わない。
次に、図1に加え、図2〜図4を参照して、第1実施例のスイッチング電源装置の動作を説明する。図2はPWM制御の目標電圧の変化を示す図、図3は制御部における要部のタイミング図、図4は要部の信号波形図である。
第1実施例のスイッチング電源装置が起動されると、制御部3において起動信号がソフトスタート制御部30及びカウンタ部32に入力される。なお、ここでいう「起動」は本装置において負荷23に電力を供給し始めるための動作の開始を意味する。ソフトスタート制御部30は起動信号を受けると、その時点から、図2に示すように時間的に変化する目標電圧をPWM制御部31に出力する。
PWM制御部31は周波数調整可能な発振器を内蔵しており、その発振周波数は、1次側回路1が共振動作する際の共振周波数に一致するように調整されている。即ち、後述するように、第1のスイッチ部13と第2のスイッチ部14とは、適宜のデッドタイムを挟んで交互にオン動作するように駆動されるから、第1のスイッチ部13がオン動作する際には、直流電源10、第1のスイッチ部13、トランス20の1次巻線201、第2のコンデンサ16を含む閉回路が共振回路である。また、第2のスイッチ部14がオン動作する際には、直流電源10、第1のコンデンサ15、トランス20の1次巻線201、第2のスイッチ部14を含む閉回路が共振回路である。
PWM制御部31は上記発振器により生成された所定周波数のクロック信号CLK(図3(c)参照)に同期して、ソフトスタート制御部30から与えられた目標電圧に応じたパルス幅のPWM信号を生成する。このPWM信号は図3(a)、(b)に示すようにクロック信号CLK毎に交互にパルスが現れる2系統の信号PWM1、PWM2である。この2系統のPWM信号PWM1、PWM2は駆動信号切替部33に入力される。一方、カウンタ部32は起動時点から所定の時間経過を計測するタイマの役割をするものであり、起動信号によってリセットされ、そのあと、クロック信号CLKを計数する。そして、その計数値が予め定めた所定値になると、その出力Qが「L」(=論理レベルO)から「H」(=論理レベル1)へ変化する。即ち、カウンタ部32の出力Qは、図3(d)に示すように、起動開始時点から所定の時間が経過する時点までは「L」であり、所定の時間が経過した時点以降は「H」となる。
駆動信号切替部33は、2系統のPWM信号PWM1、PWM2とカウンタ出力Qとを入力とする複数のゲート回路を含み、IGBT用の2系統のPWM信号IG−PWM1、IG−PWM2とSJ−MOSFET用の2系統のPWM信号SJ−PWM1、SJ−PWM2とを出力する。具体的には、図3(e)、(f)に示すように、IGBT用の2系統のPWM信号IG−PWM1、IG−PWM2は、カウンタ出力Qの反転と2系統のPWM信号PWM1、PWM2とのAND(論理積)出力である。また、図3(g)、(h)に示すように、SJ−MOSFET用の2系統のPWM信号SJ−PWM1、SJ−PWM2は、カウンタ出力Qと2系統のPWM信号PWM1、PWM2とのAND(論理積)出力である。即ち、起動時点から所定の時間が経過するまでの期間には、IGBT132、142にのみPWM信号が入力され、所定の時間が経過した以降の期間には、SJ−MOSFET131、141にのみPWM信号が入力される。
上述したように制御部3からドライブ回路4を通してスイッチ部13、14にPWM信号が供給されると、起動直後には、SJ−MOSFET131、141はオフ状態を維持し、IGBT132、142が適当なデッドタイムを挟んで交互にオン動作する。第1のIGBT132がオン動作する際にはトランス20の1次巻線201に図1において上向きに電流が流れ、第2のIGBT142がオン動作する際にはトランス20の1次巻線201に図1において下向きに電流が流れる。このときに1次巻線201に流れるスイッチング電流の波形を図4(a)に示す。
時間が経過して目標電圧が高くなるに従いPWM信号のパルス幅は広くなってゆくため、1次巻線201に電流が流れる時間も徐々に長くなり、電流値も大きくなる。このときには1次巻線201に電流が流れている途中でIGBT132、142がターンオフされるため、そのターンオフ直後に1次巻線201に蓄積されていたエネルギによるスパイク状の電流が逆方向に流れる。そして、この電流がオフ状態であるIGBT132、142のボディダイオードに流れる。この逆方向の電流も時間が経過するに伴い大きくなるが、IGBT132、142のボディダイオードの電流耐性は大きいため、或る程度大きな電流が流れても破損に至ることはない。ただし、IGBT132、142のオン抵抗は比較的大きいため、オン状態であるIGBT132、142をスイッチング電流が流れるときの損失が大きい。
目標電圧が最終的な出力電圧に達し、PWM信号のパルス幅は十分に広くなると、1次巻線201に流れるスイッチング電流の波形はほぼ正弦波状となる。つまりは、電流共振によるスイッチングに近い状態となり、スイッチング電流がほぼゼロであるときにIGBT132、142がターンオフされる状態となる。こうした状態に至ったあとに、カウンタ部32からの出力Qが「L」から「H」に変化し、上述したように、IGBT132、142へのPWM信号の供給が停止される一方、SJ−MOSFET131、141へのPWM信号の供給が開始される。カウンタ部32はPWM信号の基準となるクロック信号CLKを計数しているため、カウンタ出力Qの変化もクロック信号CLKに同期している。そのため、図3に示すようにPWM信号が「L」である状態で、IGBT132、142のみへのPWM信号の供給から、SJ−MOSFET131、141のみへのPWM信号の供給に切り替わる。即ち、スイッチング電流がほぼゼロであるときに、IGBT132、142の利用からSJ−MOSFET131、141の利用へと切り替わるので、その切替えに伴い大きなスパイク状の電流が流れることも回避できる。
そうして、共振回路の共振周波数に合わせた駆動信号でSJ−MOSFET131、141を交互にオン動作させることで、電流共振によるゼロ電流スイッチング動作を行い、正弦波状のスイッチング電流をトランス20の1次巻線201に供給する。そして、それに応じてトランス20の2次巻線202に現れる交流電流を整流した直流電流を負荷23に供給する。
このようにして本実施例のスイッチング電源装置では、起動時点から所定の時間が経過するまでの期間、つまり安定した電流共振の状態に至るまでの主としてPWM制御が行われるPWM動作モードでは、ボディダイオードの電流耐性が高いIGBT132、142がスイッチングに利用される。また、起動時点から所定の時間が経過した以降の期間、つまり安定した電流共振の状態に至ったあとの共振動作モードでは、オン抵抗が小さいSJ−MOSFET131、141がスイッチングに利用される。それによって、IGBTとSJ−MOSFETとのそれぞれの利点を活かし、効率よく電力変換を行うことができる。
このようにして本実施例のスイッチング電源装置では、起動時点から所定の時間が経過するまでの期間、つまり安定した電流共振の状態に至るまでの主としてPWM制御が行われるPWM動作モードでは、ボディダイオードの電流耐性が高いIGBT132、142がスイッチングに利用される。また、起動時点から所定の時間が経過した以降の期間、つまり安定した電流共振の状態に至ったあとの共振動作モードでは、オン抵抗が小さいSJ−MOSFET131、141がスイッチングに利用される。それによって、IGBTとSJ−MOSFETとのそれぞれの利点を活かし、効率よく電力変換を行うことができる。
なお、上記実施例では、起動時点から所定の時間が経過した時点でPWM動作モードから共振動作モードへ動作モードを切り替えていたが、これは、安定的な電流共振の状態に達するまでに要する時間が実験的に把握可能であるからである。もちろん、このように時間による制御ではなく、例えば出力電圧(負荷23に印加される電圧)をモニタし、この出力電圧が目標値に収束した時点でPWM動作モードから共振動作モードへ動作モードを切り替えるようにしてもよい。
また、上記実施例は本発明をハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置に適用した例であるが、二つのスイッチ部を組にして二組のスイッチ部をフルブリッジ接続した電流共振形のフルブリッジ方式スイッチング電源装置に本発明を適用可能であることは明らかである。
また、二つのスイッチ部13、14の一方がオン状態となるときに形成される閉回路中に共振コンデンサが配置されていればよいから、第1実施例のスイッチング電源装置の回路は、接続点AとBとの間で1次巻線201に直列に1個の共振コンデンサ18を設ける構成に変形することができる。図5はこうした変形例によるスイッチング電源装置の一部の構成図である。
図5の変形例では、正極性電源ライン11と負極性電源ライン12との間に設けられた二つのコンデンサ171、712は中点電位を決めるための電解コンデンサであり、1次巻線201を含む共振回路の共振周波数は共振コンデンサ18のキャパシタンスにより決まる。この構成においても、スイッチ部13、14の制御は上記第1実施例と全く同じであり、上述したような効果が得られる。
図5の変形例では、正極性電源ライン11と負極性電源ライン12との間に設けられた二つのコンデンサ171、712は中点電位を決めるための電解コンデンサであり、1次巻線201を含む共振回路の共振周波数は共振コンデンサ18のキャパシタンスにより決まる。この構成においても、スイッチ部13、14の制御は上記第1実施例と全く同じであり、上述したような効果が得られる。
上述したように、2次側回路2の構成は図1に記載のものに限らず、例えば、負荷23に直流電圧を出力する場合には、2次側回路2を図7に示すような構成にしてもよい。この構成では、トランス20Aの2次巻線202Aにはセンタータップ203Aが設けられており、センタータップ203Aを負極性の直流電圧出力とし、2次巻線202Aの両端から整流ダイオード24を通して整流した電圧を取り出すようにしている。また、負荷23に交流電圧を出力する場合には、2次側回路2を図6に示すような構成としてもよい。この場合には、このスイッチング電源はDC−ACコンバータとなる。
上記第1実施例のスイッチング電源装置は、トランス20の1次側に共振回路が設けられていたが、絶縁型のスイッチング電源装置で電流共振を実現する場合、共振回路をトランスの2次側に設けることもできる。漏洩磁束型のトランスを使用して漏洩インダクタンスを共振に利用する場合、トランスの1次側に共振回路を設ける場合には漏洩インダクタンスを1次巻線それ自体のインダクタンスとなり、トランスの2次側に共振回路を設ける場合には漏洩インダクタンスは等価的に1次巻線と2次巻線とを直列に接続したときのインダクタンスとなる。このように、共振回路に利用される漏洩インダクタンスが異なるだけで、1次側、2次側のいずれに共振回路を設けても等価的には同じことである。
図8は、2次側に共振回路を設けた、本発明の第2実施例であるスイッチング電源装置の概略構成図である。
この例では、トランス20の2次巻線202の両端に、2個のダイオード271、272と2個のコンデンサ273、274とを含む倍電圧整流回路27が接続され、このコンデンサ273、274とトランス20の漏洩インダクタンスとで共振回路を形成する。交流電圧の或る1/2サイクルでは、ダイオード271を通してコンデンサ273とトランス20の漏洩インダクタンスとが直列に接続されることが分かる。また、交流電圧の他の1/2サイクルでは、ダイオード272を通してコンデンサ274とトランス20の漏洩インダクタンスとが直列に接続されることが分かる。したがって、コンデンサ273、274のキャパシタンスの値とトランス20の漏洩インダクタンスの値を適当に定めることで、所望の周波数で1/2サイクル毎の電流共振を実現することができる。電流がほぼゼロでであるときにスイッチング素子をターンオン、ターンオフし、且つスイッチング素子のボディダイオードに電流を流さないようにするには、共振回路の定数を適当に選ばなければならないのは1次側共振の場合と同様である。換言すれば、そうした定数を適切に定めることで、この第2実施例のスイッチング電源装置においても、ゼロ電流スイッチングを実現することができるとともに、スイッチ部13、14を上記第1実施例と全く同じように制御することで、上述したような効果を得ることができる。
この例では、トランス20の2次巻線202の両端に、2個のダイオード271、272と2個のコンデンサ273、274とを含む倍電圧整流回路27が接続され、このコンデンサ273、274とトランス20の漏洩インダクタンスとで共振回路を形成する。交流電圧の或る1/2サイクルでは、ダイオード271を通してコンデンサ273とトランス20の漏洩インダクタンスとが直列に接続されることが分かる。また、交流電圧の他の1/2サイクルでは、ダイオード272を通してコンデンサ274とトランス20の漏洩インダクタンスとが直列に接続されることが分かる。したがって、コンデンサ273、274のキャパシタンスの値とトランス20の漏洩インダクタンスの値を適当に定めることで、所望の周波数で1/2サイクル毎の電流共振を実現することができる。電流がほぼゼロでであるときにスイッチング素子をターンオン、ターンオフし、且つスイッチング素子のボディダイオードに電流を流さないようにするには、共振回路の定数を適当に選ばなければならないのは1次側共振の場合と同様である。換言すれば、そうした定数を適切に定めることで、この第2実施例のスイッチング電源装置においても、ゼロ電流スイッチングを実現することができるとともに、スイッチ部13、14を上記第1実施例と全く同じように制御することで、上述したような効果を得ることができる。
図8に示した第2実施例のスイッチング電源装置においても第1実施例と同様に、2次側回路2の構成を適宜変形することができる。図10は負荷23に直流電圧を出力する場合であって、ダイオードブリッジの全波整流回路21を用いた場合の例である。この場合には、全波整流回路21とトランス20の2次巻線202との間に共振コンデンサ25を設ければよい。また、図9は負荷23に交流電圧を出力する場合であり、この場合には、トランス20の2次巻線202に直列に共振コンデンサ25を設ければよい。いずれにおいても、共振回路の定数を適当に選ばなければならないのは上記例と同様である。
さらにまた、上記実施例はいずれも本発明の一例にすぎないから、本発明の趣旨の範囲で適宜変形、修正、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。
例えば、上記実施例は、直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給するDC−DCコンバータ、又は交流電圧をそのまま負荷に供給するDC−ACコンバータに本発明に係るスイッチング電源装置を適用したものである。この場合、直流電源10はバッテリなどであってもよいが、商用交流電源による交流電力を整流及び平滑して直流化する電源であってもよいことは明らかである。
1…1次側回路
10…直流電源
11…正極性電源ライン
12…負極性電源ライン
13、14…スイッチ部
131、141…SJ−MOSFET
132、142…IGBT
133、143…ダイオード
15、16…コンデンサ
2…2次側回路
20…トランス
201…1次巻線
202…2次巻線
21…全波整流回路
22…コンデンサ
23…負荷
24…整流ダイオード
25…共振コンデンサ
27…倍電圧整流回路
271、272…ダイオード
273、274…コンデンサ
3…制御部
30…ソフトスタート制御部
31…PWM制御部
32…カウンタ部
33…駆動信号切替部
4…ドライブ回路
10…直流電源
11…正極性電源ライン
12…負極性電源ライン
13、14…スイッチ部
131、141…SJ−MOSFET
132、142…IGBT
133、143…ダイオード
15、16…コンデンサ
2…2次側回路
20…トランス
201…1次巻線
202…2次巻線
21…全波整流回路
22…コンデンサ
23…負荷
24…整流ダイオード
25…共振コンデンサ
27…倍電圧整流回路
271、272…ダイオード
273、274…コンデンサ
3…制御部
30…ソフトスタート制御部
31…PWM制御部
32…カウンタ部
33…駆動信号切替部
4…ドライブ回路
Claims (3)
- 直流電源から供給された直流電流をスイッチングしてトランスの1次巻線に交互に反転する電流を供給し、該トランスの1次巻線に流れる電流によって該トランスの2次巻線に交流電力を誘起するスイッチング電源装置において、
a)前記直流電源と前記トランスの1次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記スイッチ回路中のスイッチ部、前記直流電源、及び前記トランスの1次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のMOSFET(SJ−MOSFET)と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記SJ−MOSFETをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記IGBTへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるPWM制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記IGBTをオフ状態に保つ一方、前記トランスの1次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記SJ−MOSFETをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 直流電源から供給された直流電流をスイッチングしてトランスの1次巻線に交互に反転する電流を供給し、該トランスの1次巻線に流れる電流によって該トランスの2次巻線に交流電力を誘起するスイッチング電源装置において、
a)前記直流電源と前記トランスの1次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記トランスの2次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のMOSFET(SJ−MOSFET)と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記SJ−MOSFETをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記IGBTへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるPWM制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記IGBTをオフ状態に保つ一方、前記トランスの2次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記SJ−MOSFETをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 請求項1又は2に記載のスイッチング電源装置であって、
前記制御部は、前記PWM動作の実行時に前記IGBTに供給する駆動信号の変化に同期させてPWM動作から共振動作へと動作モードを切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置。
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017208991A (ja) * | 2016-05-20 | 2017-11-24 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 電気回路ユニット、回路付電源ユニットおよび燃料電池システム |
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JP2021057936A (ja) * | 2019-09-27 | 2021-04-08 | 株式会社ダイヘン | 直流電源回路 |
CN115995980A (zh) * | 2022-12-06 | 2023-04-21 | 北京索英电气技术股份有限公司 | 一种高绝缘软开关的电源电路 |
-
2014
- 2014-10-06 JP JP2014205470A patent/JP2016077073A/ja active Pending
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