JP2016059132A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高出力密度で高効率な電力変換装置を提供する。
【解決手段】実施形態によれば、インバータ部とフィルタ部と初期充電部と切替部と制御回路とを備えた電力変換装置が提供される。インバータ部は、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する複数のスイッチング素子とフライングキャパシタとを有する複数のレグを含む。フィルタ部は、高調波成分を抑制する。初期充電部は、直流電源の起動後、所定の期間で電流を流す。切替部は、所定の期間の経過後に、初期充電部に流れる電流が負荷に流れるように切り替える。制御回路は、所定の期間の開始および経過を判断して、初期充電部に流れる電流の経路と負荷に流れる電流の経路とを切り替える。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

出力電圧を多段に変化させることにより、出力電圧の高調波成分を抑制したマルチレベルの電力変換装置がある。マルチレベルの電力変換装置では、出力波形を正弦波に近づけるためのフィルタを小型にすることができ、また、低耐圧のスイッチング素子を用いることができるため、装置全体として高出力密度化を実現することができる。こうした電力変換装置において、さらなる高効率化が望まれる。

特開２００８−９２６５１号公報

本発明の実施形態は、高出力密度で高効率な電力変換装置を提供する。

本発明の実施形態によれば、インバータ部と、フィルタ部と、初期充電部と、切替部と、制御回路と、を備える電力変換装置を提供する。インバータ部は、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ部は、前記直流電源の高電位側の出力端子に接続される第１入力端子と、前記直流電源の低電位側の出力に接続される第２入力端子と、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に接続される複数のレグと、を含む。前記複数のレグのそれぞれは、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に接続された第１上側スイッチング素子と、前記第１上側スイッチング素子と前記第１入力端子との間に接続された第２上側スイッチング素子と、前記第１上側スイッチング素子と前記第２入力端子との間に接続された第１下側スイッチング素子と、前記第１下側スイッチング素子と前記第２入力端子との間に接続された第２下側スイッチング素子と、前記第１上側スイッチング素子と前記第２上側スイッチング素子との間に接続された一端と、前記第１下側スイッチング素子と前記第２下側スイッチング素子との間に接続された他端と、を有する電荷蓄積素子と、前記第１上側スイッチング素子と前記第１下側スイッチング素子との間に接続される出力端子と、を含む。フィルタ部は、前記出力端子と前記負荷との間に接続され、前記交流電力の高調波成分が抑制された交流電力を出力する。初期充電部は、前記負荷と並列に接続され、前記直流電源が起動した後、所定の期間では、前記電荷蓄積素子を充電する。切替部は、前記出力と前記負荷との間で、前記フィルタ部と直列に接続され、前記所定の期間の経過の後に、前記初期充電部に流れる電流の経路を切断し、前記負荷に電流を流す。制御回路は、前記所定の期間の開始または経過を判断して、前記初期充電部に流れる電流の経路と前記負荷に流れる電流の経路とを切り替えるとともに、前記複数のレグごとに設定される複数の変調波と、前記風数のレグの前記第１上側スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のそれぞれに設定される複数のキャリア信号と、を基に、前記第１上側スイッチング素子、前記第２上側スイッチング素子、前記第１下側スイッチング素子および前記第２下側スイッチング素子のオン・オフを制御する。

第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を模式的に表すブロック図である。 図２（ａ）は、第１の実施形態に係る電力変換装置の切替部および初期充電部の構成の具体例を模式的に表すブロック図である。図２（ｂ）は、第１の実施形態に係る電力変換装置の変形例の構成を模式的に表すブロック図である。 図３（ａ）〜図３（ｄ）は、第１の実施形態に係る電力変換装置の定常運転の状態での制御回路の動作を模式的に表す動作波形例のタイミング図である。 図４（ａ）〜図４（ｃ）は、第１の実施形態に係る電力変換装置の起動状態から定常状態に遷移する場合の動作を模式的に表す動作波形例のタイミング図である。 第２の実施形態に係る電力変換装置の構成例を模式的に表すブロック図である。 第３の実施形態に係る電力変換装置の構成例を模式的に表すブロック図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。また、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

本願明細書において、電力変換装置が定常運転の状態または定常運転時とは、インバータ入力端子間に印加される入力電圧Ｖｉｎが規定の入力電圧である状態をいう。規定の入力電圧は、電力変換装置の性能が保証される入力電圧であり、定格負荷電流を負荷に供給することができる定格入力電圧Ｖｉｎ（ｍａｘ）である。定常運転の状態では、インバータ部を構成する電荷蓄積素子に印加される電圧は、ほぼ一定の状態、すなわち定常状態である。また、電力変換装置が起動状態または起動時とは、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動し、インバータ部が動作し、電力変換装置が動作を開始した時点から、定常運転の状態に遷移するまでの期間をいうものとする。起動状態の初期では、インバータ部を構成する電荷蓄積素子が初期状態、すなわち印加される電圧が０Ｖまたはほぼ０Ｖの状態である。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を模式的に表すブロック図である。
図１に示すように、電力変換装置１０は、入力に直流電源装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力が接続される。電力変換装置１０は、出力に負荷４が接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、入力が発電装置１に接続される。電力変換装置１０は、例えば、コネクタなどを介してＤＣ−ＤＣコンバータ２および負荷４に着脱自在に接続される。なお、本願明細書において、「接続」には、直接接触して接続される場合の他に、他の導電性部材などを介して電気的に接続される場合も含むものとする。また、トランスなどを介して磁気的に結合している場合も、「接続」に含むものとする。

発電装置１は、例えば太陽電池パネルである。発電装置１は、太陽電池パネルのほか、燃料電池等のように直流電力を発電する装置であってもよい。また、発電装置１は、ガスタービンエンジンのように、発電された交流電力を整流して直流電力に変換したものであってもよい。発電装置１は、直流電力を供給可能な任意の電源でよく、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、発電装置１の出力に適合するように回路方式を選択されればよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、直流電力を電力変換装置１０に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、太陽電池パネルのような発電装置１から非安定な直流電力の供給を受けて、安定化された直流電力を出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、低い電圧を高い電圧に変換する昇圧回路であってもよく、高い電圧を低い電圧に変換する降圧回路であってもよい。また、発電装置１が発生する電圧の高低によらず、安定化された直流電圧を生成する昇降圧回路であってもよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、電力変換装置１０の入力端子と接続するための出力端子２ａ，２ｂを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、外部信号によって出力電圧を生成または出力するための動作を開始し、または動作の停止を制御するための制御信号入力端子２ｃを有する。制御信号入力端子２ｃは、例えば、２レベルの論理値に対応した電圧が入力される。制御信号入力端子２ｃが「１」レベル、すなわちハイレベルの電圧の入力信号が入力される場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、出力電圧を生成または出力する動作を行う。制御信号入力端子２ｃが「０」レベル、すなわちローレベルの電圧が入力される場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、出力電圧を生成または出力する動作を停止する。制御信号入力端子２ｃの論理値レベルと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作の状態との対応は、上述の場合に限らない。すなわち、制御信号入力端子２ｃがローレベルの場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を生成する動作を行い、制御信号入力端子２ｃがハイレベルの場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作を停止するようにしてもよい。また、制御信号入力端子２ｃの入力レベルを複数に設定し、そのレベルごとに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧のレベルを設定したり、連続的な制御入力端子のレベルに対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を連続的に対応させるようにしてもよい。

負荷４は、交流負荷である。負荷４は、例えば、交流電力の供給によって動作する電子機器などである。負荷４は、例えば、電力を需要家の受電設備に供給する送電線などの電力系統でもよい。

電力変換装置１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２から供給される直流電力を負荷４に対応した交流電力に変換し、変換後の交流電力を負荷４に出力する。電力変換装置１０は、有効電力を負荷４に出力する。電力変換装置１０は、いわゆるパワーコンディショナである。電力変換装置１０の出力する交流電力の電圧は、例えば、１００Ｖ（実効値）または２００Ｖ（実効値）である。電力変換装置１０の出力する交流電力の周波数は、例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。

電力変換装置１０は、主回路１２と、制御回路１４と、を備える。主回路１２は、インバータ部２１と、フィルタ部２３と、切替部２４と、初期充電部２５と、を含む。

インバータ部２１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に直列に接続される。フィルタ部２３は、インバータ部２１と負荷との間に直列に接続される。切替部２４は、インバータ部２１とフィルタ部２３との間に直列に接続される。初期充電部２５は、切替部２４に接続されて、負荷４と並列に接続される。

インバータ部２１は、発電装置１で生成される直流電力をＤＣ−ＤＣコンバータ２を介して供給される安定化された直流電圧を有する直流電力を、例えばそのキャリア周波数が数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚ、すなわち等価キャリア周波数が数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚの高周波の交流電力に変換する。

フィルタ部２３は、インバータ部２１から出力された交流電力の高調波成分を抑制する。フィルタ部２３は、例えば、インバータから出力された交流電力を正弦波に近づける、いわゆる正弦波フィルタである。フィルタ部２３は、例えば、正弦波フィルタだけでなく、ノイズを除去するためのノイズフィルタ（ＥＭＩフィルタ）などを含んでもよい。

切替部２４は、インバータ部２１の出力２１Ｕ，２１Ｖとフィルタ部２３との間に直列に接続される。切替部２４は、負荷４と初期充電部２５とを並列に接続する経路を含む。

切替部２４は、電力変換装置１０が定常運転の状態の場合には、インバータ部２１の出力をフィルタ部２３を介して負荷４に供給する。切替部２４は、電力変換装置１０が起動状態の場合には、インバータ部２１の出力２１Ｕ，２１Ｖを、負荷４に流れる電流の経路から切り離し、初期充電部２５を含む経路に接続する。電力変換装置１０が起動状態から定常運転の状態に遷移した後に、切替部２４は、インバータ部２１から初期充電部２５に流れる電流の経路を切断し、インバータ部２１から負荷４に電流を流す。

図２（ａ）は、第１の実施形態に係る電力変換装置の切替部および初期充電部の構成の具体例を模式的に表すブロック図である。
図２（ａ）に示すように、切替部２４は、スイッチ３１ａ，３１ｂと、スイッチ３２ａ，３２ｂと、を含む。スイッチ３１ａ，３１ｂは、初期充電部２５と負荷４とが並列接続されるノード３６と、負荷４と、の間に直列に接続される。スイッチ３１ａ，３１ｂは、例えばＭＯＳＦＥＴである。スイッチ３１ａ，３１ｂが接続される経路には、交流電流が流れるため、スイッチ３１ａ，３１ｂは、双方向に流れる電流に対してオン・オフする必要がある。ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間には寄生的にダイオードが形成されているので、これらダイオードを通して電流が流れないように、スイッチ３１ａ，３１ｂは、それぞれのソース同士を接続される。スイッチ３１ａ，３１ｂは、それぞれのドレイン同士を接続されてもよい。スイッチ３２ａ，３２ｂは、初期充電部と負荷４とが並列に接続されるノード３７と、初期充電部２５と、の間に直列に接続される。スイッチ３２ａ，３２ｂは、スイッチ３２ａ，３２ｂが接続される経路には交流電流が流れるため、双方向に流れる電流に対してオン・オフする必要がある。スイッチ３１ａ，３１ｂと同様に、スイッチ３２ａ，３２ｂは、ソース同士またはドレイン同士をそれぞれ接続される。なお、スイッチ３１ａ，３１ｂおよびスイッチ３２ａ，３２ｂの代わりに電磁リレー等の機械式スイッチやトライアック等の双方向スイッチを用いる場合には、単一のスイッチを接続すればよい。

切替部２４は、図２（ａ）に示すように、インバータ部２１の出力２１Ｕ，２１Ｖとフィルタ部２３との間に接続される。

図２（ｂ）は、第１の実施形態の電力変換装置の変形例の構成を模式的に表すブロック図である。
図２（ｂ）に示すように、切替部２４は、インバータ部２１の出力２１Ｕ，２１Ｖに接続されたフィルタ部２３と負荷４との間に接続するようにしてもよい。切替部２４をフィルタ部２３と負荷４との間に接続することによって、フィルタ部２３の前に切替部２４を置く場合に比べて扱う電圧・電流に高周波スイッチング波形が含まれないので、実際の回路配置等が容易になるなどのメリットがある。

スイッチ３１ａ，３１ｂおよびスイッチ３２ａ，３２ｂの構成は、上述に限られない。切替部２４は、負荷４と、初期充電部２５とを、並列に接続し、制御回路１４の指令にしたがって、負荷４を含む経路にするか、初期充電部２５を含む経路にするか、を排他的に選択する。このように電流を流す経路のための回路構成は、本実施形態にすべて含まれる。例えば、スイッチ３１ａ，３１ｂは、ノード３７と負荷４（またはフィルタ部）との間に直列に接続されてもよい。スイッチ３２ａ，３２ｂは、ノード３６と初期充電部２５との間に直列接続されてもよい。

また、図２（ａ）および図２（ｂ）の構成例は、インバータ部の出力が２つの単相インバータに対応するものであるが、三相出力のインバータの場合には、相ごとに負荷側のスイッチおよび擬似負荷側のスイッチを接続すればよい。

電力変換装置１０が、例えば５ｋＷ出力のパワーコンディショナである場合では、負荷に流れる電流は、２００Ｖ（実効値）において、２５Ａ（実効値）の電流が流れる。したがって、負荷４側のスイッチ３１ａ，３１ｂについては、低オン抵抗であることが望まれる。スイッチ３１ａ，３１ｂのオン抵抗は、小さければ小さいほど好ましい。ＭＯＳＦＥＴのソースを共通とするいわゆる双方向スイッチのオン抵抗を下げるために、ＭＯＳＦＥＴ等を複数個並列に接続してもよい。

擬似負荷３４側のスイッチ３２ａ，３２ｂに流れる電流は、負荷４に流れる電流の１／１０〜１／１００程度と非常に小さい。ここで、負荷４は、定格負荷であり、流れる電流は、最大値であり定格負荷電流である。また、スイッチ３２ａ，３２ｂに流れる電流は、電力変換装置１０の起動時の限られた期間内（一般的には数１００ｍｓ〜数ｓ以内）である。このことから、スイッチ３２ａ，３２ｂは、スイッチ３１ａ，３１ｂよりも大きなオン抵抗のものを用いることが可能である。例えば、スイッチ３２ａ，３２ｂのオン抵抗は、１０ｍΩ〜１００ｍΩとすることができる。負荷側のスイッチ３１ａ，３１ｂよりも小型のＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子を用いることができる。

初期充電部２５は、電力変換装置１０が起動状態の場合に、インバータ部２１から負荷４に流れる電流をバイパスする。初期充電部２５は、インバータ部２１を構成する電荷蓄積素子を充電する別の電流経路を含む。初期充電部２５は、例えば、図２（ａ）および図２（ｂ）に示すように、抵抗素子を含む擬似負荷３４である。擬似負荷３４は、例えば、負荷４に流れる電流の最大値（定格負荷）に対して、１／１０〜１／１００の電流を流すことができるような抵抗値が設定される。

このようにして、主回路１２は、電力変換装置１０が定常運転の状態の場合には、発電装置１からＤＣ−ＤＣコンバータ２を介して供給される直流電力を負荷４に対応した交流電力に変換する。また、主回路１２は、電力変換装置１０が起動状態の場合には、発電装置１からＤＣ−ＤＣコンバータ２を介して供給される直流電力を、負荷４に供給しないで、初期充電部２５に供給する。

主回路１２は、例えば、ノイズカットフィルタやトランスなどを、さらに含んでもよい。ノイズカットフィルタは、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２とインバータ部２１との間に設けられ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２から供給される直流電力に含まれるノイズを抑制する。トランスは、例えば、フィルタ部２３と負荷４との間に設けられ、フィルタ部２３から出力された交流電力を変圧する。

制御回路１４は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やＭＰＵ(Micro-Processing Unit)などのプロセッサである。制御回路１４は、例えば、メモリ１６から所定のプログラムを読み出し、そのプログラムを逐次処理することによって、電力変換装置１０の各部を統括的に制御する。制御回路１４は、具体的には、インバータ部２１による直流電力から交流電力への変換を制御する。制御回路１４は、電力変換装置１０の定常運転の状態または起動状態に応じて切替部２４を制御する。プログラムを記憶したメモリ１６は、図１に示すように、制御回路１４と別に設けられて、バス１８を介して制御回路１４に接続してもよく、制御回路１４内に設けてもよい。メモリ１６は、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭ（Random Access Memory）等半導体素子を用いた記憶装置であってもよく、ハードディスク装置や光ディスク装置等の磁気記憶媒体、光磁気記憶媒体、光学記憶媒体等を用いた記憶装置であってもよく、これらを複数種類、複数台をバス１８に接続して用いてもよい。

インバータ部２１の詳細な構成を説明する。
インバータ部２１は、高電位側の入力端子２０ａと、低電位側の入力端子２０ｂと、複数のレグＬＧ１、ＬＧ２と、を含む。高電位側の入力端子２０ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の高電位側の出力端子２ａに接続される。低電位側の入力端子２０ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の低電位側の出力端子２ｂに接続される。このように、インバータ部２１は、入力端子２０ａ、２０ｂを介してＤＣ−ＤＣコンバータ２に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２から供給される直流電力は、入力端子２０ａ、２０ｂ間に入力される。

以下本願明細書では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、電力変換装置１０に接続されており、電力変換装置１０の入力端子２０ａ，２０ｂ間の入力電圧Ｖｉｎは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力端子２ａ，２ｂ間の出力電圧に等しいものとして扱うことにする。ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を、電力変換装置１０の入力電圧Ｖｉｎと表記することがある。

この例において、インバータ部２１は、第１レグＬＧ１と第２レグＬＧ２との２つのレグを含む。第１レグＬＧ１は、第１上側アームＵＡ１と第１下側アームＬＡ１との２つのアームを含む。第１上側アームＵＡ１は、高電位側の入力端子２０ａに接続される。第１下側アームＬＡ１は、第１上側アームＵＡ１と低電位側の入力端子２０ｂとの間に接続される。第２レグＬＧ２は、第２上側アームＵＡ２と第２下側アームＬＡ２との２つのアームを含む。第２上側アームＵＡ２は、高電位側の入力端子２０ａに接続される。第２下側アームＬＡ２は、第２上側アームＵＡ２と低電位側の入力端子２０ｂとの間に接続される。

このように、各レグＬＧ１、ＬＧ２は、各入力端子２０ａ、２０ｂの間に並列に接続される。なお、各レグＬＧ１、ＬＧ２において、「上側」および「下側」は、上下方向の配置を意味するものではない。各レグＬＧ１、ＬＧ２において、「上側」とは、入力された直流電圧の電位の高い側を意味し、「下側」とは、入力された直流電圧の電位の低い側を意味する。各上側アームＵＡ１、ＵＡ２は、換言すれば、高電位側のアームである。各下側アームＬＡ１、ＬＡ２は、換言すれば、低電位側のアームである。

この例において、インバータ部２１は、２レグ４アームの、いわゆる単相インバータである。インバータ部２１は、直流電力を単相交流電力に変換する。インバータ部２１は、直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータでもよい。三相インバータの場合には、インバータは、第１レグＬＧ１および第２レグＬＧ２に対して並列に接続される第３レグをさらに含む。

このように、電力変換装置１０の出力電力は、単相交流電力でもよいし、三相交流電力でもよい。電力変換装置１０の出力電力は、負荷４に応じて設定すればよい。インバータ部２１が三相インバータである場合には、三相交流電力の相ごとにフィルタ部２３が設けられる。すなわち、インバータ部２１が三相インバータである場合には、３つのフィルタ部２３が設けられる。

第１レグＬＧ１の第１上側アームＵＡ１は、入力端子２０ａ、２０ｂの間に接続された第１上側スイッチング素子Ｕ１と、第１上側スイッチング素子Ｕ１と入力端子２０ａとの間に接続された第２上側スイッチング素子Ｕ２と、を含む。

第１レグＬＧ１の第１下側アームＬＡ１は、第１上側スイッチング素子Ｕ１と低電位側の入力端子２０ｂとの間に接続された第１下側スイッチング素子Ｘ１と、第１下側スイッチング素子Ｘ１と低電位側の入力端子２０ｂとの間に接続された第２下側スイッチング素子Ｘ２と、を含む。

また、第１レグＬＧ１は、第１電荷蓄積素子ＣＵ１を含む。第１電荷蓄積素子ＣＵ１の一端は、第１上側スイッチング素子Ｕ１と第２上側スイッチング素子Ｕ２との間に接続される。第１電荷蓄積素子ＣＵ１の他端は、第１下側スイッチング素子Ｘ１と第２下側スイッチング素子Ｘ２との間に接続される。

第２レグＬＧ２は、第１レグＬＧ１と同様に、第１上側スイッチング素子Ｖ１と、第２上側スイッチング素子Ｖ２と、第１下側スイッチング素子Ｙ１と、第２下側スイッチング素子Ｙ２と、第１電荷蓄積素子ＣＶ１と、を含む。第２レグＬＧ２の構成は、第１レグＬＧ１の構成と実質的に同じであるから、詳細な説明は省略する。

第１電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＶ１には、例えば、コンデンサが用いられる。第１電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＶ１は、例えば、フライングキャパシタと呼ばれる。すなわち、インバータ部２１は、いわゆるフライングキャパシタ回路方式のインバータである。

第１レグＬＧ１は、第３上側スイッチング素子Ｕ３と、第３下側スイッチング素子Ｘ３と、第２電荷蓄積素子ＣＵ２と、をさらに含む。第３上側スイッチング素子Ｕ３は、第２上側スイッチング素子Ｕ２と高電位側の入力端子２０ａとの間に接続される。第３下側スイッチング素子Ｘ３は、第２下側スイッチング素子Ｘ２と低電位側の入力端子２０ｂとの間に接続される。第２電荷蓄積素子ＣＵ２の一端は、第２上側スイッチング素子Ｕ２と第３上側スイッチング素子Ｕ３との間に接続される。第２電荷蓄積素子ＣＵ２の他端は、第２下側スイッチング素子Ｘ２と第３下側スイッチング素子Ｘ３との間に接続される。

第２レグＬＧ２は、同様に、第３上側スイッチング素子Ｖ３と、第３下側スイッチング素子Ｙ３と、第２電荷蓄積素子ＣＶ２と、をさらに含む。

このように、インバータ部２１では、各アームＵＡ１、ＵＡ２、ＬＡ１、ＬＡ２のそれぞれに、３つのスイッチング素子が直列に接続されている。第２電荷蓄積素子ＣＵ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２と第１電荷蓄積素子ＣＵ１との中間の電圧を生じさせる。第１電荷蓄積素子ＣＵ１は、第２電荷蓄積素子ＣＵ２と基準電位との中間の電圧を生じさせる。同様に、第２電荷蓄積素子ＣＶ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２と第１電荷蓄積素子ＣＶ１との中間の電圧を生じさせる。第１電荷蓄積素子ＣＶ１は、第２電荷蓄積素子ＣＶ２と基準電位との中間の電圧を生じさせる。このため、各電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＵ２、ＣＶ１、ＣＶ２は、中間コンデンサと呼ばれる場合もある。

これにより、インバータ部２１では、上側のアームで３レベル、下側のアームで３レベル、これに基準電位のレベルを加えた計７レベルに出力電圧のレベルを変化させることができる。すなわち、インバータ部２１は、７レベルのマルチレベルインバータである。各アームＵＡ１、ＵＡ２、ＬＡ１、ＬＡ２に設けられるスイッチング素子の数は、２つでもよいし、４つ以上でもよい。インバータ部２１から出力される電圧のレベルは、５レベルでもよいし、９レベル以上でもよい。

このように、出力電圧のレベルを７レベルに変化させるインバータ部２１を用いた場合、２レベル出力の場合に比べて、フィルタ部２３の体積を約８５％削減することができる。例えば、２レベル出力の場合のフィルタ部２３の体積が約７５０ｃｃである場合、この例では、フィルタ部２３の体積を約１１２ｃｃにすることができる。したがって、電力変換装置１０を高出力密度化できる。なお、「出力密度」とは、電力変換装置１０の体積に対する電力変換装置１０の出力電力の比率である。

また、以下で詳述するように、電力変換装置１０の定常運転の状態においては、インバータ部２１の入力電圧が電荷蓄積素子によって分割されるので、インバータ部２１を構成するスイッチング素子の耐圧を低く設定することができる。したがって、２レベル出力のインバータに対して、さらなる小型化、高出力密度化を実現することができる。

インバータ部２１は、第１上側スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１と、第２上側スイッチング素子Ｕ２、Ｖ２と、第１下側スイッチング素子Ｘ１、Ｙ１と、第２下側スイッチング素子Ｘ２、Ｙ２と、第１電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＶ１と、を少なくとも含んでいればよい。アームＵＡ１、ＵＡ２、ＬＡ１、ＬＡ２にそれぞれ３つ以上のスイッチング素子を設ける場合には、インバータ部２１に複数の電荷蓄積素子が設けられる。電荷蓄積素子の数は、アームＵＡ１、ＵＡ２、ＬＡ１、ＬＡ２のスイッチング素子の数から１を引いた値である。各電荷蓄積素子の一端は、上側アームの隣り合う２つのスイッチング素子の接続点に接続される。各電荷蓄積素子の他端は、下側アームの隣り合う２つのスイッチング素子の接続点に接続される。

インバータ部２１では、第１上側アームＵＡ１と第１下側アームＬＡ１との接続点、および、第２上側アームＵＡ２と第２下側アームＬＡ２との接続点が、出力２１Ｕ，２１Ｖとなる。換言すれば、第１上側スイッチング素子Ｕ１と第１下側スイッチング素子Ｘ１との接続点、および、第１上側スイッチング素子Ｖ１と第１下側スイッチング素子Ｙ１との接続点が、出力２１Ｕ，２１Ｖとなる。フィルタ部２３および初期充電部２５は、インバータ部２１の出力２１Ｕ，２１Ｖに直列に接続される。

各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３には、例えば、自己消弧型の素子が用いられる。より具体的には、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが用いられる。高周波化、高出力密度化に対応するために、炭化シリコン（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いたスイッチング素子を用いることができる。

各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３は、一対の主電極と、各主電極間に流れる電流を制御する制御電極と、を含む。制御電極は、例えば、ゲート電極である。各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３は、各主電極において直列に接続される。

各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３は、制御電極に印加される電圧に応じて、オン状態とオフ状態とに変化する。各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３は、例えば、第１電圧を制御電極に印加した時にオン状態になる。各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３は、第１電圧よりも低い第２電圧を制御電極に印加した時、または、制御電極に電圧を印加していない時に、オフ状態になる。オフ状態は、各主電極間に実質的に電流が流れない状態である。オフ状態は、例えば、インバータ部２１での電力変換に影響を与えない範囲の微弱な電流が各主電極間に流れる状態でもよい。換言すれば、オン状態は、各主電極間に電流が流れる第１状態である。オフ状態は、各主電極間に流れる電流が、第１状態よりも低い第２状態である。この例において、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３は、ノーマリオフ型である。各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３は、ノーマリオン型でもよい。

また、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３には、ダイオードが接続されている。各ダイオードは、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３のそれぞれの各主電極に対して並列に接続される。また、各ダイオードの順方向は、各主電極間に流れる電流の方向に対して逆向きに接続される。すなわち、各ダイオードは、いわゆる還流ダイオードである。

制御回路１４は、インバータ部２１の各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３に接続されている。具体的には、制御回路１４は、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３のそれぞれの制御電極に接続されている。制御回路１４は、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３のオン・オフを制御する。制御回路１４は、例えば、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３の制御電極に制御信号を入力し、制御信号の電圧を変化させることによって、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３のオン・オフを制御する。制御信号は、いわゆるゲート信号である。これにより、制御回路１４は、直流電力を負荷４に応じた交流電力に変換する。

図３（ａ）〜図３（ｄ）は、第１の実施形態に係る電力変換装置１０の定常運転の状態での制御回路の動作を模式的に示す動作波形例のタイミング図である。
図３（ａ）〜図３（ｄ）に示すように、制御回路１４は、キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３と変調波ＭＷとを比較して、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３をオン・オフし、デューティサイクルを制御する。

図３（ａ）では、第１レグＬＧ１の各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３の制御に用いられるキャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３および変調波ＭＷの一例を表している。変調波ＭＷは、各レグＬＧ１、ＬＧ２ごとに設定されるので、この例では、実際には、２つの変調波ＭＷが設定される。

キャリア信号は、各レグＬＧ１、ＬＧ２において、各上側スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｖ１〜Ｖ３ごと、または、各下側スイッチング素子Ｘ１〜Ｘ３、Ｙ１〜Ｙ３ごとに設定される。すなわち、この例では、６つのキャリア信号が設定される。なお、第１レグＬＧ１の各スイッチング素子に設定されたキャリア信号を、第２レグＬＧ２の各スイッチング素子に共通に用いることもできる。したがって、この例においては、少なくとも３種類のキャリア信号を用意する。

キャリア信号ＣＳ１は、第１上側スイッチング素子Ｕ１の制御に用いられるキャリア信号の一例である。キャリア信号ＣＳ２は、第２上側スイッチング素子Ｕ２の制御に用いられるキャリア信号の一例である。キャリア信号ＣＳ３は、第３上側スイッチング素子Ｕ３の制御に用いられるキャリア信号の一例である。

図３（ｂ）は、変調波ＭＷおよびキャリア信号ＣＳ１を基に生成される第１上側スイッチング素子Ｕ１の制御信号の一例である。図３（ｃ）は、変調波ＭＷおよびキャリア信号ＣＳ２を基に生成される第２上側スイッチング素子Ｕ２の制御信号の一例である。図３（ｄ）は、変調波ＭＷおよびキャリア信号ＣＳ３を基に生成される第３上側スイッチング素子Ｕ３の制御信号の一例である。

変調波ＭＷおよび各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３は、周期的に変化する。変調波ＭＷは、例えば、正弦波である。変調波ＭＷの周波数は、主回路１２から出力される交流電力の周波数に応じて設定される。変調波ＭＷの周波数は、例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３は、例えば、三角波である。各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３は、鋸波や台形波などでもよい。各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３の周波数は、変調波ＭＷの周波数よりも高い。各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３の周波数は、例えば、０．５ｋＨｚ以上２５ｋＨｚ以下程度である。各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３のそれぞれの周波数は、実質的に同じである。

また、各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３は、１２０度ずつ位相をずらして設定される。キャリア信号の位相は、キャリア信号の数に応じて設定される。例えば、各アームが２つのスイッチング素子を含む５レベルのインバータの場合、２つのキャリア信号が設定され、各キャリア信号の位相が１８０度ずつずらされる。このため、インバータ部２１は、キャリア位相シフト信号生成方式と呼ばれる場合もある。

制御回路１４は、変調波ＭＷと各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３とを比較する。制御回路１４は、例えば、変調波ＭＷが各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３以上の時に、各上側スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３をオンにし、各下側スイッチング素子Ｘ１〜Ｘ３をオフにする。この場合、制御回路１４は、変調波ＭＷが各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３未満の時に、各上側スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３をオフにし、各下側スイッチング素子Ｘ１〜Ｘ３をオンにする。このように、制御回路１４は、各上側スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３と、各下側スイッチング素子Ｘ１〜Ｘ３と、を交互にオン・オフする。上記と反対に、変調波ＭＷがキャリア信号ＣＳ以上の時に、各上側スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３をオフにし、各下側スイッチング素子Ｘ１〜Ｘ３をオンにしてもよい。

制御回路１４は、各レグＬＧ１、ＬＧ２のそれぞれを上記のように制御する。これにより、制御回路１４は、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３のオン・オフを制御する。すなわち、インバータ部２１による直流電力から交流電力への変換を制御する。

なお、フライングキャパシタ回路方式のインバータ部２１の定常運転状態における制御方法については、例えば、「フライングキャパシタマルチレベル変換器におけるキャパシタ選定指針に関する検討 電気学会論文誌 Vol.131, No.12 pp.1393-1400」の論文などに詳細に記載されている。

本実施形態のような７レベルのフライングキャパシタ方式の電力変換装置１０の定常運転の状態では、電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＶ１は（１／３）Ｖｉｎ（ｍａｘ）程度の電圧まで充電される。電荷蓄積素子ＣＵ２，ＣＶ２は、（２／３）Ｖｉｎ（ｍａｘ）程度の電圧まで充電される。各スイッチング素子は、オフ時には、（１／２）（１／３）Ｖｉｎ（ｍａｘ）の電圧が印加される。したがって、入力電圧Ｖｉｎの電力変換装置１０のスイッチング素子の耐圧は、（１／３）Ｖｉｎ（ｍａｘ）に対応するものを用いることができる。

一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が動作を開始した時点では、インバータ入力端子２０ａ，２０ｂに入力電圧Ｖｉｎが印加されていない。したがって、電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２は、電荷を蓄積しておらず、電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２の両端の電圧が、０Ｖまたはほぼ０Ｖである。すべてのスイッチング素子は、オフしているので、このような初期の状態では、インバータ入力端子２０ａ，２０ｂに規定の入力電圧Ｖｉｎ（ｍａｘ）が印加されると、スイッチング素子Ｕ３，Ｘ３，Ｖ３，Ｙ３には（１／２）Ｖｉｎ（ｍａｘ）までの過大な電圧が印加されてしまう。Ｖｉｎ（ｍａｘ）は、例えば約３３０Ｖである。定常運転の状態では、１１０Ｖ程度の電圧が印加されるべきところ、電力変換装置１０の起動時には、スイッチング素子Ｕ３，Ｘ３，Ｖ３，Ｙ３は、約１６５Ｖの過大な電圧が印加されることとなる。したがって、甚だしい場合には、スイッチング素子Ｕ３，Ｘ３，Ｖ３，Ｙ３は、破損するおそれがある。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が昇圧回路である場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が動作を開始する時点では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力電圧に相当する出力電圧が出力されるので、電力変換装置１０の入力電圧Ｖｉｎは０Ｖではない。本願明細書では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が、このようにＶｉｎが値をもっている場合でも、スイッチング素子の過電圧レベル以下となるような電圧レベルであるときには、本実施形態に含まれるものとする。

電力変換装置１０を小型化し、高出力密度化を達成するために、電力変換装置１０の損失は、低減される必要がある。電力変換装置１０の損失は、スイッチング素子のオン時の損失が大きく関係する。電力変換装置１０の損失は、スイッチング素子のオン電圧の増大にしたがって増加する。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合のオン抵抗は、ドレイン−ソース間の耐圧（ブレークダウン電圧）のほぼ２乗から２．５乗に比例して増大することが知られている。耐圧が高いスイッチング素子を用いた場合には、電力変換装置１０の損失は、指数関数的に増大する。そのため、起動時の過大な電圧のために定常運転時の３倍以上の耐圧の過大な定格を有するスイッチング素子を用いることは、ダイサイズのより大きなスイッチング素子を用いることになるので、高効率化、高電力密度化に反することになる。

本実施形態の電力変換装置１０は、インバータ部２１の各相の出力２１Ｕ，２１Ｖと負荷４との間に直列接続された切替部２４を含む。切替部２４は、電力変換装置１０の起動時に負荷４に流れる電流を切断し、初期充電部２５に電流を流す。初期充電部２５は、負荷４に流れる定格電流の１／１０〜１／１００程度の電流を流すことができる擬似負荷３４を含む。

このように、電力変換装置１０の起動時には、負荷４に流す電流よりも小さな電流を擬似負荷３４を含む初期充電部２５に流すことによって、電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２は、過剰に充電されることがない。

切替部２４のすべてのスイッチ３１ａ，３１ｂ，３２ａ，３２ｂは、制御回路１４によってオン・オフを制御される。具体的には、電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２が規定の電圧Ｖｉｎ（ｍａｘ）によって充電されている定常運転の状態では、負荷４側のでスイッチ３１ａ，３１ｂがオンし、擬似負荷３４側のスイッチ３２ａ，３２ｂがオフする。発電装置１が発電を開始したり（例えば、太陽電池パネルに日光が当たり発電を開始）、制御信号入力端子２ｃを用いて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が起動され、電力変換装置１０に入力電圧Ｖｉｎが印加されて、電力変換装置１０が起動した場合には、スイッチ３１ａ，３１ｂがオフし、スイッチ３２ａ，３２ｂがオンする。

制御回路１４は、制御部４１と、切替スイッチ駆動部４２と、周波数決定部４３と、キャリア生成部４４と、変調波生成部４５と、比較部４６と、を含む。

制御部４１は、メモリ１６とバス１８を介してデータのやりとりを行う。制御部４１は、メモリ１６に格納されたプログラムのステップを逐次実行する。制御部４１は、メモリ１６から読み出したプログラムのステップにしたがって、切替スイッチ駆動部４２を制御し、周波数決定部４３を制御し、あるいは変調波生成部４５を制御する。

切替スイッチ駆動部４２は、制御部４１の指令にしたがって、切替部２４のスイッチ３１ａ，３１ｂ，３２ａ，３２ｂに接続されこれらのオン・オフを制御する。

周波数決定部４３は、制御部４１の指令にしたがって、各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３の周波数（以下、キャリア周波数と称す）を決定してキャリア生成部４４に決定された周波数値を入力する。周波数決定部４３は、例えば、上位のコントローラ（図示せず）から入力された設定値にしたがってキャリア周波数を設定する。

キャリア周波数の最大値は、スイッチング素子のスイッチング時の損失等を考慮して、例えば、３３ｋＨｚ程度である。上述したように、電力変換装置１０は、６つのキャリア周波数を位相をずらして動作するので、電力変換装置１０の実質的なキャリア周波数（等価キャリア周波数ｆｃａｒ）の最大値は、例えば３３ｋＨｚの6倍の２００ｋＨｚ程度となる。一方、フィルタ等のサイズ等を考慮すると、等価キャリア周波数ｆｃａｒの最小値は、例えば、６ｋＨｚ程度である。すなわち、キャリア周波数の最小値は、例えば、１ｋＨｚ程度である。

キャリア生成部４４は、周波数決定部４３で決定した周波数の各相のキャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３を生成する。キャリア生成部４４の各相の出力は、比較部４６に接続されている。キャリア生成部４４は、生成した各相のキャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３を比較部４６に入力する。

変調波生成部４５は、制御部４１の指令にしたがって、例えば、基準となる正弦波が電力指令値として設定される。変調波生成部４５の出力は、比較部に入力される。変調波生成部４５で生成される信号波形、すなわち変調波ＭＷは、制御部４１の指令にしたがって、振幅、周波数、および位相を設定された正弦波とすることができる。本願明細書では、変調波ＭＷの振幅と、キャリア生成部４４で生成されるキャリア信号の振幅と、の比率を変調率Ｒｍということとする。変調波ＭＷの振幅が、キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３の振幅に等しい場合を、変調率Ｒｍ＝１（１００％）とし、変調波ＭＷの振幅が０の場合を、変調率Ｒｍ＝０（０％）とする。変調率Ｒｍは、制御部４１の指令にしたがって、特定の値（例えば「１」）に設定することもでき、段階的あるいは連続的に変化させることもできる。変調波生成部４５は、比較部４６に接続され、生成した各変調波ＭＷを比較部４６に入力する。

電力指令値は、例えば、電力系統などを制御する上位のコントローラなどから電力変換装置１０に入力される。各電力指令値は、電力変換装置１０内で生成してもよい。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が太陽電池パネルである場合には、太陽電池パネルの出力電圧と出力電流とから求められる最適動作点の電力を電力指令値として用いてもよい。

比較部４６は、図３（ａ）〜図３（ｄ）に関して説明したように、入力された各変調波ＭＷと各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３とを比較する。これにより、比較部４６は、各変調波ＭＷと各キャリア信号ＣＳ１〜ＣＳ３とから各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３の制御信号を生成する。制御回路１４は、比較部４６で生成された各制御信号を各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３の制御電極に入力し、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３のオン・オフを制御する。

図４（ａ）〜図４（ｃ）は、第１の実施形態に係る電力変換装置１０が起動状態から定常運転の状態に遷移する場合の動作波形の例を模式的に示したタイミング図である。
図４（ａ）は、変調率Ｒｍの時間変化を示す図である。
図４（ｂ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧、すなわち電力変換装置１０の入力電圧Ｖｉｎの時間変化を示す図である。
図４（ｃ）は、切替部２４のスイッチ３１ａ，３１ｂ，およびスイッチ３２ａ，３２ｂそれぞれのオン・オフの状態の時間変化を示す図である。

電力変換装置１０の起動状態では、電力変換装置１０に入力されるＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧の波形、すなわち電力変換装置の入力電圧波形６１は、有限の時間で立ち上がる。ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧の立上り時間ｔｓは、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に接続される負荷の電力によって決定される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に一定の負荷が接続された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は、ほぼ一定の立上り時間ｔｓで立ち上がる。

電力変換装置１０の入力電圧Ｖｉｎが規定の入力電圧Ｖｉｎ（ｍａｘ）よりも低い電圧値である場合には、インバータ部２１を構成する電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２の両端に印加される電圧も、Ｖｉｎに応じて低い電圧値となる。

本実施形態の電力変換装置１０では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧の立上り時間ｔｓ内のＶｉｎが低い電圧値の期間を利用する。立上り時間ｔｓの期間において、インバータ部２１内の電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２を充電することによって、電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２の両端電圧は、定格入力電圧Ｖｉｎ（ｍａｘ）における最大両端電圧を超えないようにすることができる。

電力変換装置１０は、時刻ｔ０において、起動する。電力変換装置１０を起動するには、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の制御信号入力端子２ｃに制御信号を入力することによって、電力変換装置１０の入力電圧Ｖｉｎを上昇させることにより行う。時刻ｔ０では、制御回路１４によって、電力変換装置１０の変調率Ｒｍは、１に設定される（変調率設定波形６３）。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧の上昇の仕方は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の回路方式によって異なる場合がある。降圧回路や昇降圧回路の場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧の波形６１は、図４（ｂ）の実線で示すように、ほぼ０Ｖから上昇する。一方、昇圧回路の場合の出力電圧の波形６２は、図４（ｂ）の一点鎖線で示すように、０Ｖでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力電圧Ｖ＋付近の電圧から上昇する場合がある。したがって、電力変換装置１０の起動時のタイミングの制御については、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の回路方式を考慮して決定する必要がある。

時刻ｔ０では、図４（ｃ）の負荷側スイッチ状態波形６５に示すように、制御回路１４によって、切替部２４のスイッチ３１ａ，３１ｂはオフに設定される。したがって、負荷４には電流が流れない。また、図４（ｃ）の擬似負荷側スイッチ状態波形６４に示すように、制御回路１４によって、スイッチ３２ａ，３２ｂは、オンに設定されて、初期充電部２５の擬似負荷３４に電流が流れるように設定される。

時刻ｔ０〜ｔ１の期間では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧は、規定の出力電圧（＝定格入力電圧Ｖｉｎ（ｍａｘ））で安定化される。したがって、電力変換装置１０の起動時間ｔｓは、「ｔ１」である。定格入力電圧は、例えば、３３０Ｖである。

時刻ｔ０〜ｔ１の期間では、電力変換装置１０の入力電圧Ｖｉｎは、次第に上昇する。したがって、インバータ部２１内の電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２は、定格入力電圧Ｖｉｎ（ｍａｘ）よりも低い電圧で充電される。時刻ｔ０〜ｔ１の期間では、電力変換装置１０は、定格負荷電流を流す負荷４よりも低い電力を消費する擬似負荷３４に電流を流す。そのため、電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２を充電する電流が小さくなるので、電荷蓄積素子への充電電流によって発生する電圧は、負荷４に電流を流す場合よりも低くすることができる。電荷蓄積素子に充電される場合の電荷蓄積素子両端の電圧は、ＣＵ１，ＣＶ１については、例えば、１１０Ｖを超えず、ＣＵ２，ＣＶ２については、例えば２２０Ｖを超えない（Ｖｉｎ（ｍａｘ）＝３３０Ｖの場合）。

時刻ｔ１〜ｔ２の期間では、図４（ａ）の変調率設定波形６３に示すように、制御回路１４によって、変調率Ｒｍを次第に低下させて、電力変換装置１０の出力電流は、０Ａまたはほぼ０Ａまで低下される。この期間では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は、規定の出力電圧の値、すなわちＶｉｎ（ｍａｘ）である。また、この期間では、制御回路１４によって、切替部２４の負荷４側のスイッチ３１ａ，３１ｂはオフされ、擬似負荷３４側のスイッチ３２ａ，３２ｂはオン状態とされる。電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２の充電電流は、擬似負荷３４に流れる。

時刻ｔ０〜ｔ２の期間では、切替部２４において、初期充電部２５の擬似負荷３４に電流供給し、インバータ部２１内の電荷蓄積素子を充電するので、初期充電フェーズＴ１と呼ぶこととする。

電力変換装置１０の出力電流がほぼ０Ａになり、初期充電フェーズＴ１が完了した後、切替部２４のスイッチを切り替える。スイッチ３２ａ，３２ｂは、制御回路１４によって、オフに設定されて、電力変換装置１０から初期充電部２５の擬似負荷３４への電流経路が開放される。スイッチ３１ａ，３１ｂは、制御回路１４によって、オンに設定されて、負荷４に電流を流す。

スイッチ３１ａ，３１ｂおよびスイッチ３２ａ，３２ｂが同時にオンすることがないように、時刻ｔ２後の時刻ｔ３で、擬似負荷３４側のスイッチ３２ａ，３２ｂはオフされ、時刻ｔ３よりも遅い時刻ｔ３'（ｔ３＜ｔ３'）で、負荷４側のスイッチ３１ａ，３１ｂはオンされる。上述したように、スイッチ３１ａ，３１ｂ，３２ａ，３２ｂとして、ＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、ＭＯＳＦＥＴの並列接続数が多くなり、寄生入力容量が増大するので、スイッチ３１ａ，３１ｂ，３２ａ，３２ｂは、駆動時のスイッチング遅れを十分考慮したタイミングで切り替える必要がある。

時刻ｔ３，ｔ３'の後、時刻ｔ４では、電力変換装置１０は、変調率Ｒｍを０から次第に１に向けて上昇させて、負荷４に交流電力の供給を開始する。

時刻ｔ４では、電力変換装置１０の入力電圧Ｖｉｎは、定格入力電圧Ｖｉｎ（ｍａｘ）である。また、切替部２４の負荷４側のスイッチ３１ａ，３１ｂがオンし、擬似負荷３４側のスイッチ３２ａ，３２ｂはオフ状態である。

時刻ｔ２〜ｔ４の期間では、切替部２４において、制御回路１４によって、負荷４と擬似負荷３４の切替動作を行うので、切替フェーズＴ２と呼ぶことにする。

切替フェーズＴ２が完了した後には、電力変換装置１０は、変調率Ｒｍの調整段階を経由して、定常運転に遷移する。変調率Ｒｍは、制御回路１４によって、１に設定される。

ｔ４以降の期間では、電力変換装置１０は、出力に切替部２４、フィルタ部２３、および負荷４を接続した状態で、負荷４に応じた制御動作を制御回路１４によって行うので、出力制御フェーズＴ３と呼ぶことにする。

初期充電フェーズＴ１および出力制御フェーズＴ３において、急激な負荷変動を生じさせないために、擬似負荷３４や負荷４に供給する電流を次第に変化させる。負荷電流を変化させる方法として、上述では変調率Ｒｍを調整して、スイッチング素子のデューティを制御することによって行うこととしたが、他の方法を用いてももちろんよい。例えば、変調波ＭＷよりも優先してスイッチング素子のデューティを制限するレベル信号が比較部４６に入力されるようにしてもよい。その他類似の方法を用いることによって、電力変換装置１０の出力電力を調整する回路を構成することができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、インバータ部２１および擬似負荷３４によるほぼ一定の電力を消費する負荷に対して起動するので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧の立上り時間ｔｓ（＝ｔ１）は、ほぼ一定となる。したがって、例えば、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４をあらかじめ測定等により取得、設定し、プログラムすることによって、上述した動作は、シーケンスとして順次実行される。

切替フェーズＴ２の場合では、電力変換装置１０は、電力変換装置１０の出力電流を次第に低下させ、その後、出力制御フェーズＴ３において、定常運転に切り替えて、出力電流を上昇させる。したがって、電力変換装置１０は、負荷切替時の異常電圧発生や、過渡応答状態の整定に多大な時間を要することなくスムーズに起動し、定常運転に遷移することが可能になる。

太陽光発電や蓄電池の電力系統への導入を見込み、パワーコンディショナシステム（ＰＣＳ）の開発が進められている。例えば、５〜２５ｋＷ程度の小容量〜中容量のＰＣＳの開発も進められている。ＰＣＳにおいては、高効率電力変換が求められている。

例えば、家庭向けの小容量のＰＣＳには、高効率化だけでなく、高出力密度化が求められる。そのため、高い効率を維持したまま、体積を小さくする電力変換装置の設計が必要である。マルチレベル電力変換装置を使用することにより、出力波形が正弦波に近づくため、フィルタの体積を小さくできる。

フライングキャパシタ回路方式によって中間電圧を生成する電力変換装置では、一般には、キャリア周波数を高くすることで、中間電圧を維持する電荷蓄積素子の電圧リプルを小さくできる。これにより、電荷蓄積素子の容量を小さくでき、電荷蓄積素子の体積を小さくできるため、高出力密度化につながる。また、マルチレベル電力変換器であるため、スイッチング素子には、素子耐圧の小さいものを用いることが可能である。スイッチング素子の導通抵抗は、耐圧の２乗から２．５乗にほぼ比例するため、低耐圧の素子を用いることで、低損失な電力変換装置を実現できる。最近では、Ｓｉに加えて、ＧａＮあるいはＳｉＣを用いたパワーデバイスの発展が目覚ましく、これらのスイッチング素子への応用が可能である。このため、フライングキャパシタ回路方式を用いたマルチレベル電力変換装置の研究・開発が行われている。

こうした背景から、フライングキャパシタ回路方式を用いたマルチレベル電力変換装置によるＰＣＳでは、キャリア周波数を高く、コンデンサ容量を小さくすることで、高出力密度化を達成している。しかしながら、ＰＣＳの起動時に、フライングキャパシタ（電荷蓄積素子）やＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子に過大な電圧が印加されることを考慮すると、過大な電圧定格を有するスイッチング素子等を用いざるを得ず、定常運転時の損失が増大してしまう。そこで、以上説明したように、本実施形態の電力変換装置では、より低い耐圧の電荷蓄積素子およびスイッチング素子を用いることができるので、高出力密度を維持しつつ、高効率変換を実現することができる。

（第２の実施形態）
図５は、第２の実施形態に係る電力変換装置を模式的に示すブロック図である。
図５に示すように、電力変換装置１０ａの主回路１２ａでは、第１レグＬＧ１が、第１電圧検出部５１Ｕと、第２電圧検出部５２Ｕと、をさらに含む。第１電圧検出部５１Ｕは、第１電荷蓄積素子ＣＵ１の電圧Ｖｃｕ１を検出する。第２電圧検出部５２Ｕは、第２電荷蓄積素子ＣＵ２の電圧Ｖｃｕ２を検出する。

同様に、第２レグＬＧ２は、第１電圧検出部５１Ｖと、第２電圧検出部５２Ｖと、をさらに含む。第１電圧検出部５１Ｖは、第１電荷蓄積素子ＣＶ１の電圧Ｖｃｖ１を検出する。第２電圧検出部５２Ｖは、第２電荷蓄積素子ＣＶ２の電圧Ｖｃｖ２を検出する。

第１電圧検出部５１Ｕは、例えば、第１電荷蓄積素子ＣＵ１に対して並列に接続された抵抗素子である。第１電圧検出部５１Ｕは、これに限ることなく、第１電荷蓄積素子ＣＵ１の電圧を検出可能な任意の構成でよい。各電圧検出部５１Ｖ、５２Ｕ、５２Ｖは、第１電圧検出部５１Ｕと実質的に同じであるから、説明を省略する。

電力変換装置１０ａでは、制御回路１４ａは、電圧制御部４７をさらに含む。電圧制御部４７は、各電圧検出部５１Ｕ、５１Ｖ、５２Ｕ、５２Ｖのそれぞれと接続されている。電圧制御部４７は、各電圧検出部５１Ｕ、５１Ｖ、５２Ｕ、５２Ｖから各電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＵ２、ＣＶ１、ＣＶ２の各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２を取得する。電圧制御部４７は、変調波生成部４５に接続されている。電圧制御部４７は、取得した各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２を変調波生成部４５に入力する。

変調波生成部４５は、バス１８を介して制御部４１で取得された出力電力の検出値、電力指令値、および、各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２を基に、各レグＬＧ１、ＬＧ２の変調波ＭＷを生成する。変調波生成部４５は、例えば、各電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＵ２、ＣＶ１、ＣＶ２の各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２が実質的に一定になるように、各レグＬＧ１、ＬＧ２の変調波ＭＷを生成する。

各電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＵ２、ＣＶ１、ＣＶ２の各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２は、負荷４の条件や各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３の状態によって変化する場合がある。

この例では、制御回路１４ａが、各電圧検出部５１Ｕ、５１Ｖ、５２Ｕ、５２Ｖの検出結果を基に、各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２を制御する。したがって、電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２両端電圧は、直接測定されることによって検出される。電圧制御部４７は、例えば、各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２が規定の電圧値に近づいてきた場合には、変調率Ｒｍを低減して電荷蓄積素子の充電電流を実質的に低下させるように、各スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３、Ｘ１〜Ｘ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｙ１〜Ｙ３のオン・オフを制御する。

なお、各電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＵ２、ＣＶ１、ＣＶ２の各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２の電圧の定常運転の状態における制御方法については、例えば、「IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL.59, NO.2, FEBRUARY 2012 Active Capacitor Voltage Balancing in Single-Phase Flying-Capacitor Multilevel Power Converters」の論文などに詳細に記載されている。

各電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＵ２、ＣＶ１、ＣＶ２の各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２の制御を行うことなく、例えば、各電圧検出部５１Ｕ、５１Ｖ、５２Ｕ、５２Ｖのように、各電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＵ２、ＣＶ１、ＣＶ２のそれぞれに抵抗素子を並列に接続してもよい。これにより、例えば、抵抗素子を設けない場合に比べて、各電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＵ２、ＣＶ１、ＣＶ２の各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２の変動を抑制することができる。各電圧Ｖｃｕ１、Ｖｃｕ２、Ｖｃｖ１、Ｖｃｖ２を安定化させることができるので、電力変換装置１０ｂは、起動状態においても安全に動作させることができる。抵抗素子は、例えば、各電荷蓄積素子ＣＵ１、ＣＵ２、ＣＶ１、ＣＶ２などに対して、直列に接続してもよい。

この第２の実施形態では、電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２の両端の電圧を直接検出して、検出した結果に基づいてインバータ部２１ａの制御を行うことができる。電荷蓄積素子ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２の両端電圧を検出して電圧値が高い場合には、スイッチング素子の駆動デューティを低下させることによって、電荷蓄積素子が過大に充電されるのを防ぐことができる。そのため、電力変換装置１０は、より安全に起動させることができる。

（第３の実施形態）
図６は、第３の実施形態に係る電力変換装置を模式的に示すブロック図である。
図６に示すように、電力変換装置１０ｂの主回路１２ｂでは、第２実施形態と同様に、第１レグＬＧ１が第１電圧検出部５１Ｕと、第２電圧検出部５２Ｕと、を含み、第２レグが第１電圧検出部５１Ｖと、第２電圧検出部５２Ｖと、を含む。第１レグＬＧ１の第１電圧検出部５１Ｕおよび第２電圧検出部５２Ｕは、第１電荷蓄積部ＣＵ１の電圧Ｖｃｕ１および第２電荷蓄積部ＣＵ２の電圧Ｖｃｕ２をそれぞれ検出する。第２レグＬＧ２の第１電圧検出部５１Ｖおよび第２電圧検出部５２Ｖは、第１電荷蓄積部ＣＶ１の電圧Ｖｃｖ１および第２電荷蓄積部ＣＶ２の電圧Ｖｃｖ２をそれぞれ検出する。第１電圧検出部５１Ｕ，５１Ｖおよび第２電圧検出部５２Ｕ，５２Ｖは、例えば抵抗素子である。また、電力変換装置１０ｂの主回路１２ｂには、Ｕ相出力２１ＵおよびＶ相出力２１Ｖのそれぞれの出力電流Ｉｕ，Ｉｖを検出する第１電流検出部５３Ｕおよび第２電流検出部５３Ｖを含む。第１電流検出部５３Ｕおよび第２電流検出部５３Ｖは、例えばホール素子である。

制御回路１４ｂは、電圧監視部４８と、電流監視部４９と、を含む。電圧監視部４８は、第１電圧検出部５１Ｕ，５１Ｖおよび第２電圧検出部５２Ｕ，５２Ｖからの検出電圧を入力して、電圧Ｖｃｕ１，Ｖｃｕ２，Ｖｃｖ１，Ｖｃｖ２が所定の範囲にあるか否かを監視する。より具体的には、電圧監視部４８は、過電圧レベルを検出するための過電圧しきい値Ｖｔ（ＯＶ）と、低電圧レベルを検出するための低電圧しきい値Ｖｔ（ＬＶ）と、を有する。電圧監視部４８は、例えば、入力される電圧がＶｔ（ＬＶ）〜Ｖｔ（ＯＶ）の範囲にある場合には、「Ｈ」（ハイレベル）を出力する。電圧監視部４８は、入力される電圧がＶｔ（ＬＶ）を下回るか、Ｖｔ（ＯＶ）超えた場合に、「Ｌ」（ローレベル）を出力する。

電流監視部４９は、第１電流検出部５３Ｕおよび第２電流検出部５３Ｖによって検出された電流値Ｉｕ，Ｉｖが入力される。電流監視部４９は、検出されたＵ相およびＶ相の電流値Ｉｕ，Ｉｖがそれぞれ所定値以下であるか否か監視する。より具体的には、電流監視部４９は、過電流を検出するための過電流しきい値Ｉｔ（ＯＣ）を有する。電流監視部４９は、例えば、検出した電流がＩｔ（ＯＣ）以下の場合には、「Ｈ」（ハイレベル）を出力し、Ｉｔ（ＯＣ）を超えた場合に「Ｌ」（ローレベル）を出力する。

制御回路１４ｂは、ＡＮＤ回路５０を含む。ＡＮＤ回路５０は、電圧監視部４８の出力および電流監視部４９の出力が入力され、これらの出力の論理積を出力する。すなわち、電圧監視部４８の出力および電流監視部４９の出力のいずれもが「Ｈ」の場合に、「Ｈ」を出力し、電圧監視部４８の出力および電流監視部４９の出力の少なくとも一方が「Ｌ」となった場合に、「Ｌ」を出力する。ＡＮＤ回路５０の出力には、ラッチ回路を含み、出力が「Ｌ」の状態においてその状態でラッチして、「Ｌ」状態を維持できるようにしてもよい。ＡＮＤ回路５０の出力は、比較部４６のイネーブル入力に接続される。比較部４６のイネーブル入力は、「Ｈ」が入力される場合に、キャリア生成部４４および変調波生成部４５からの入力の応じたＰＷＭ制御のための信号を生成する。比較部４６のイネーブル入力に「Ｌ」が入力された場合には、キャリア生成部４４および変調波生成部４５からの入力にかかわらず、ＰＷＭ制御を停止し、インバータ部２１ｂのすべてのスイッチング素子をオフにする。なお、上述の論理ゲートの構成は、これに限らず任意に設定できる。例えば、過電圧または過電流を検出した場合に、電圧監視部４８および電流監視部４９が「Ｈ」レベルの信号を出力し、これらのＯＲをとって反転し、比較部４６のイネーブル入力および制御信号入力端子２ｃに入力するようにしてもよい。

第３の実施形態について、電力変換装置１０ｂの動作を説明する。第３の実施形態に係る電力変換装置１０ｂでは、スイッチング素子や電荷蓄積素子等の破損等の不具合が生じた場合に、電力変換装置１０ｂの動作を安全に停止する。

まず、インバータ部２１ｂのスイッチング素子が破損した場合について考える。スイッチング素子が破損し、オープンモードとなったときには、第１電圧検出部５１Ｕ，５１Ｖおよび第２電圧検出部５２Ｕ，５２Ｖで検出する電圧のうち少なくとも１つで電圧が低下し、または電圧が上昇する。電圧監視部４８は、これらの異常電圧を、過電圧しきい値Ｖｔ（ＯＶ）を超えたか、低電圧しきい値Ｖｔ（ＬＶ）を下回ったかにより検出して、「Ｌ」を出力する。比較部４６のイネーブル入力には「Ｌ」が入力されるので、キャリア生成部４４および変調波生成部４５からの入力にかかわらず、比較部４６は、各スイッチング素子をオフさせる。ＡＮＤ回路５０の出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の制御信号入力端子２ｃにも接続されているので、「Ｌ」信号の入力によってＤＣ−ＤＣコンバータ２は、動作を停止する。

スイッチング素子がショートモードで破壊した場合にも、第１電圧検出部５１Ｕ，５１Ｖおよび第２電圧検出部５２Ｕ，５２Ｖにおいて検出する電圧のうち少なくとも１つで電圧が低下し、または電圧が上昇する。そのため、電圧監視部４８は、「Ｌ」を出力する。あるいは、第１電流検出部５３Ｕおよび第２電流検出部５３Ｖによって、しきい値を超える電流を検出することができ、電流監視部４９は、「Ｌ」を出力する。電圧監視部４８および電流監視部４９の少なくとも一方が、「Ｌ」を出力することによって、比較部４６のイネーブル入力を介してすべてのスイッチング素子がオフされる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２も、制御信号入力端子２ｃが「Ｌ」となるので、動作停止する。

次に電荷蓄積素子が破損した場合について考える。電荷蓄積素子が、オープンモードあるいはショートモードで破壊された場合も上述と同様に、電圧監視部４８および／または電流監視部４９のしきい値を超える電圧・電流が検出された場合に、電圧監視部４８および電流監視部４９のうち少なくとも一方が「Ｌ」を出力するので、ＡＮＤ回路５０は「Ｌ」を出力する。そのため、スイッチング素子はすべてオフし、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は動作停止する。

上述のように、電力変換装置１０ｂでは、内部の素子の破損等の不具合が生じた場合に、所定のしきい値を有する電圧監視部４８および電流監視部４９を含むことによって、しきい値を超える、あるいは下回った場合に、スイッチング素子をオフして電力変換装置１０ｂを保護することができる。この場合に、電力変換装置１０ｂの入力に接続されるＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作を停止させるので、ショートモードで破損したスイッチング素子等に流れる電流を遮断することができ、より安全に電力変換装置１０ｂを保護することができる。電荷蓄積素子として小型形状のセラミックコンデンサを用いることによって高密度実装が可能となり、高出力密度化に貢献するが、本実施形態の電力変換装置１０ｂでは、セラミックコンデンサがショートモードで破損した場合にも、安全の保護をすることができる。

電力変換装置１０ｂ自体ではなく、負荷４に異常が生じた場合、例えば、電力変換装置１０ｂと負荷４との接続線が開放された場合や、短絡された場合、あるいは、負荷４の不具合により電力変換装置１０ｂの負荷端が開放または短絡された場合であっても、上述と同様に、電力変換装置１０ｂを安全に保護することができる。

なお、上述では、制御回路１４ｂが電圧監視部４８および電流監視部４９を個別に有するのものとしたが、例えば、電圧監視部４８のしきい値を電圧制御部４７にもたせて、電圧制御部４７に電圧監視部４８の機能を兼用させるようにしてもよい。また、電圧監視部４８や電流監視部４９で検出された過電圧状態や過電流状態において、スイッチング素子の動作を停止させることができればよく、比較部４６の動作を停止させる場合に限らず、キャリア生成部４４の出力を停止する等によってもしてもよい。また、電圧監視部４８および電流監視部４９の出力論理値は、上述の場合に限らず、逆の論理値であってもよく、他の論理回路の構成によって実現されてもよい。

実施形態によれば、高出力密度で高効率な電力変換装置が提供される。

以上、具体例を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明の実施形態は、これらの具体例に限定されるものではない。例えば、電力変換装置に含まれる、インバータ部、フィルタ部、主回路、高電位側の入力端子、低電位側の入力端子、レグ、第１上側スイッチング素子、第２上側スイッチング素子、第１下側スイッチング素子、第２下側スイッチング素子、電荷蓄積素子、切替部、初期充電部、制御回路、制御部、切替スイッチ駆動部、周波数決定部、電圧検出部などの各要素の具体的な構成に関しては、当業者が公知の範囲から適宜選択することにより本発明を同様に実施し、同様の効果を得ることができる限り、本発明の範囲に包含される。
また、各具体例のいずれか２つ以上の要素を技術的に可能な範囲で組み合わせたものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に含まれる。

その他、本発明の実施の形態として上述した電力変換装置を基にして、当業者が適宜設計変更して実施し得るすべての電力変換装置も、本発明の要旨を包含する限り、本発明の範囲に属する。

その他、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例および修正例に想到し得るものであり、それら変更例および修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ 発電装置、２ ＤＣ−ＤＣコンバータ、２ａ，２ｂ 出力端子、２ｃ 制御信号入力端子、４ 負荷、１０，１０ａ，１０ｂ 電力変換装置、１２，１２ａ，１２ｂ 主回路、１４，１４ａ，１４ｂ 制御回路、１６ メモリ、１８ バス、２０ａ，２０ｂ インバータ入力端子、２１，２１ａ，２１ｂ インバータ部、２１Ｕ，２１Ｖ 出力、２３ フィルタ部、２４ 切替部、２５ 初期充電部、３６，３７ ノード、４１ 制御部、４２ 切替スイッチ駆動部、４３ 周波数決定部、４４ キャリア生成部、４５ 変調波生成部、４６ 比較部、４７ 電圧制御部、４８ 電圧監視部、４９ 電流監視部、５１Ｕ，５１Ｖ，５２Ｕ，５２Ｖ 電圧検出部（抵抗素子）、５３Ｕ，５３Ｖ 電流検出部、６１，６２ 入力電圧波形、６３ 変調率設定波形、６４ 擬似負荷側スイッチ状態波形、６５ 負荷側スイッチ状態波形、ＣＳ１〜ＣＳ３ キャリア信号、ＣＵ１，ＣＵ２，ＣＶ１，ＣＶ２ 電荷蓄積素子、ＬＧ１，ＬＧ２ レグ、ＬＡ１，ＬＡ２，ＵＡ１，ＵＡ２ アーム、ＭＷ 変調波、ｔ０〜ｔ４ 時刻、ｔｓ 起動時間、Ｔ１ 初期充電フェーズ、Ｔ２ 切替フェーズ、Ｔ３ 出力制御フェーズ、Ｕ１〜Ｕ３，Ｖ１〜Ｖ３，Ｘ１〜Ｘ３，Ｙ１〜Ｙ３ スイッチング素子、Ｖ＋ ＤＣ−ＤＣコンバータ入力電圧

Claims (8)

1. 直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ部であって、
   前記直流電源の高電位出力に接続される第１入力端子と、
   前記直流電源の低電位出力に接続される第２入力端子と、
   前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に接続される複数のレグと、
   を含み、
   前記複数のレグのそれぞれは、
   前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に接続された第１上側スイッチング素子と、
   前記第１上側スイッチング素子と前記第１入力端子との間に接続された第２上側スイッチング素子と、
   前記第１上側スイッチング素子と前記第２入力端子との間に接続された第１下側スイッチング素子と、
   前記第１下側スイッチング素子と前記第２入力端子との間に接続された第２下側スイッチング素子と、
   前記第１上側スイッチング素子と前記第２上側スイッチング素子との間に接続された一端と、前記第１下側スイッチング素子と前記第２下側スイッチング素子との間に接続された他端と、を有する電荷蓄積素子と、
   前記第１上側スイッチング素子と前記第１下側スイッチング素子との間に接続される出力端子と、
   を含む
   インバータ部と、
   前記出力端子と負荷との間に接続され、前記交流電力の高調波成分を抑制して前記負荷に出力するフィルタ部と、
   前記負荷と並列に接続され、前記直流電源が起動した後、所定の期間では、前記電荷蓄積素子を充電する初期充電部と、
   前記出力端子と前記負荷との間で、前記フィルタ部と直列に接続され、前記所定の期間の経過の後に、前記初期充電部に流れる電流の経路を切断し、前記負荷に電流を流す切替部と、
   前記所定の期間の開始および経過を判断して、前記初期充電部に流れる電流の経路と前記負荷に流れる電流の経路とを切り替えるとともに、前記複数のレグごとに設定される複数の変調波と、前記複数のレグの前記第１上側スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のそれぞれに設定される複数のキャリア信号と、を基に、前記第１上側スイッチング素子、前記第２上側スイッチング素子、前記第１下側スイッチング素子および前記第２下側スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路と、
   を備えた電力変換装置。
2. 前記所定の期間は、前記直流電源が起動した後、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間の入力電圧が定格入力電圧に達するまでの期間を含む請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記初期充電部は、前記負荷よりも低い電力を消費する抵抗素子を有する擬似負荷を含み、
   前記切替部は、前記負荷と前記擬似負荷とを並列接続するノードと、前記負荷と、の間に接続される第１スイッチと、前記ノードと、前記擬似負荷と、の間に接続される第２スイッチと、を含み、
   前記制御回路は、前記所定の期間では、前記負荷に電力を供給しないように第１スイッチを開放し、前記第２スイッチを閉じて前記擬似負荷に電力を供給し、前記所定の期間の経過の後に、前記第２スイッチを開放し、前記第１スイッチを閉じる請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記所定の経過の後に、すべてのスイッチング素子のスイッチング動作を制限し、前記第２スイッチを開放し、前記第１スイッチを閉じた後、すべてのスイッチング素子のスイッチング動作の制限を解除して前記負荷へ電力供給を開始する請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記第１スイッチおよび前記第２スイッチは、ＭＯＳＦＥＴを含み、前記ＭＯＳＦＥＴは、複数個並列接続される請求項３または４に記載の電力変換装置。
6. 前記複数のレグのそれぞれは、前記電荷蓄積素子の電圧を検出する電圧検出部をさらに含み、
   前記制御部は、前記複数のレグのそれぞれの前記電圧検出部の検出結果を基に、前記複数のレグのそれぞれの前記電荷蓄積素子の電圧を制御する請求項１〜５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
7. 前記複数のレグのそれぞれは、前記電荷蓄積素子に接続された抵抗素子をさらに含む請求項１〜５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
8. 前記直流電源をさらに備え、
   前記直流電源は、出力電圧を生成する動作を行い、または出力電圧を生成する動作を停止するための信号を入力する制御信号入力端子を含み、
   前記インバータ部は、前記出力端子と前記負荷との間に接続され、前記出力端子に流れる電流を検出する電流検出部を含み、
   前記制御回路は、あらかじめ設定された第１しきい値を有し、前記第１しきい値と前記電圧検出部の検出電圧とを比較し、前記検出電圧が前記第１しきい値よりも大きいときに、前記直流電源を停止させる第１停止信号を出力する電圧監視部と、あらかじめ設定された第２しきい値を有し、前記第２しきい値と、前記電流検出部で検出された検出電流とを比較し、前記検出電流が前記第２しきい値よりも大きいときに、前記直流電源を停止させる第２停止信号を出力する電流監視部と、を含み、
   前記第１停止信号または前記第２停止信号のうちの少なくとも一方は、前記制御信号入力端子に入力される請求項６または７に記載の電力変換装置。
   
   

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