JP2016021854A - 電力変換制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電源側のインピーダンスの大きさによらず、直流リンクの電圧変動の減衰係数を、所望の値に維持する。【解決手段】電圧周期計算部311は、両端電圧VLの振動周期τを取得する。電源インピーダンス推定部312は、電源インピーダンスZの推定値Z^を、振動周期τと、インダクタンスLと、静電容量Cとから求める。ゲイン設定部313Aは推定値Z^と、インダクタンスLと、静電容量Cと、所望の減衰係数指令ζzとから、制御ゲインkを設定し、これを出力する。乗算器321は制御ゲインkと両端電圧VLとの積k・VLを求める。減算器322は指令値K**から積k・VLを減算して電圧制御率指令K*を求める。【選択図】図2
Description
本発明は、電力変換装置の制御技術に関する。当該制御技術は、例えば後述するコンデンサレスインバータの制御装置に適用できる。
特許文献1には電動機制御装置が記載されている。当該電動機制御装置は、整流部とインバータとを有している。整流部とインバータとは直流リンクを介して互いに接続される。整流部は交流電圧を入力し、これを全波整流して直流電圧に変換して直流リンクに出力する。インバータは当該直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して電動機へと出力する。
直流リンクにはリアクトルとコンデンサとを有するLCフィルタが設けられる。より詳細には、コンデンサとリアクトルとは整流部の一対の出力端の間で互いに直列に接続され、コンデンサの両端電圧が直流電圧としてインバータに入力される。コンデンサの静電容量はいわゆる平滑コンデンサの静電容量よりも小さく、コンデンサの両端電圧は全波整流による脈動成分を有する。このように、直流リンクにおいて設けられるコンデンサの静電容量が小さい場合、当該直流リンク並びにこれを介して連結される整流部およびインバータは纏めて「コンデンサレスインバータ」と称されることがある。
特許文献1では、LCフィルタの共振に起因する直流電圧の高調波成分を低減すべく、リアクトルの両端電圧に基づいてインバータが制御される。例えばインバータの電圧制御率についての初期値に対して、リアクトルの両端電圧とゲインとを乗算した値を減算する補正を行って、電圧制御率の目標値が算出される。そして、この電圧制御率の目標値と、公知の手法により算出される電圧指令値とに基づいて、インバータの制御信号が生成される。これによってコンデンサの両端電圧の高調波成分は低減し、ひいては電動機制御装置に入力する電流のゆがみが低減する。このようなリアクトルの電圧に基づく制御は、本願においてはVL制御系とも称される。
特許文献2では、コンデンサの両端電圧に基づいて、インバータに入力する直流電圧の共振を抑制する技術が提案されている。
特許文献1で紹介されたVL制御系では、LCフィルタを形成するリアクトルのインダクタンスとコンデンサの静電容量とから制御ゲインが決定されている。
しかし、実際には、電動機制御装置に接続される電源にもインピーダンス(以下、このインピーダンスは電源インピーダンスと称される)が存在する。電動機制御装置が接続される地域や場所によって電源インピーダンスは相違する。よって上述のVL制御系では、電源インピーダンスの相違によって、直流リンクの電圧、換言すればインバータの入力側電圧が変動し、ひいては制御特性が変化する可能性がある。かかる変化は、特に電源インピーダンスのインダクタンス成分が大きい場合に顕著となる。
この発明は上記の課題に鑑みてなされたもので、電源側のインピーダンスの大きさによらず、直流リンクの電圧変動の減衰係数を、所望の値に維持することを目的とする。
この発明にかかる電力変換制御装置(3)は電力変換装置を制御する。当該電力変換装置は、一対の電源線(LH,LL)と、前記一対の電源線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、前記コンデンサと共にチョークインプット型のLCフィルタ(8)を形成するリアクトル(L1)と、電源(E1)から入力される第1交流電圧を直流電圧に整流して前記LCフィルタに出力する整流部(1)と、スイッチング信号(S)に基づいて、前記コンデンサの両端電圧(VC)を第2交流電圧に変換する電力変換部(2)とを備える。
この発明にかかる電力変換制御装置は、前記リアクトルの両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する電流(IL)、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つの減衰係数(ζcal)の指令値たる減衰係数指令(ζz)に基づいて、制御ゲイン(k)を設定するゲイン設定部(313A,313B)と;前記第2交流電圧の振幅の、前記コンデンサの前記両端電圧の平均値に対する比たる電圧制御率についての指令値(K**)を、前記リアクトルの両端電圧、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つ(W2)と前記制御ゲインとの積を減算して補正して電圧制御率指令(K*)として出力する電圧制御率指令生成部(32)と;前記電圧制御率指令に基づいて前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部(33)とを備える。
この発明にかかる電力変換制御装置の第1の態様は、前記整流部から見た前記電源側のインピーダンス(Z)の推定値(Z^)を求める電源インピーダンス推定部(312)を更に備える。前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値と、前記リアクトル(L1)のインダクタンス(L)と、前記コンデンサ(C1)の静電容量(C)と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する。前記電圧制御率指令生成部(32)は、前記指令値(K**)から前記制御ゲインと前記リアクトルの前記両端電圧(VL)との積を減算して前記電圧制御率指令(K*)を出力する。
この発明にかかる電力変換制御装置の第2の態様は、その第1の態様であって、前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、及び前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)の何れか一つの振動周期(τ)を求める電圧周期計算部(311)を更に備える。そして前記電源インピーダンス推定部(312)は、前記振動周期と、前記インダクタンス(L)と、前記静電容量(C)とから少なくとも前記推定値(Z^)のインダクタンス成分(l)を求める。前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値の少なくとも前記インダクタンス成分と、前記静電容量と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する。
この発明にかかる電力変換制御装置の第3の態様は、その第2の態様であって、前記電源インピーダンス推定部(312)は、前記電源(E1)の線間電圧(VS)、前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記コンデンサ(C1)の両端電圧(VC)、前記リアクトルに流れる前記電流(IL)、前記推定値(Z^)の前記インダクタンス成分(l)とから前記推定値(Z^)の抵抗成分(r)を更に求める。前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値の前記インダクタンス成分および前記抵抗成分と、前記静電容量(C)と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する。
この発明にかかる電力変換制御装置の第4の態様は、前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)の何れか一つを測定対象(W1)とし、前記測定対象の前記減衰係数(ζcal)を求める減衰係数求解回路(310)を更に備える。前記ゲイン設定部(313B)は、前記減衰係数指令(ζz)から前記減衰係数を差し引いて得られる偏差(Δζ)に基づいて前記制御ゲイン(k)を設定する。前記電圧制御率指令生成部(32)は、前記指令値(K**)を前記制御ゲインと前記測定対象との積を減算して補正して前記電圧制御率指令(K*)として出力する。
この発明にかかる電力変換制御装置の第5の態様は、その第4の態様であって、前記第1交流電圧(VS)は三相であり、前記測定対象の前記第1交流電圧の周波数の6次成分が除去されて、前記測定対象の前記減衰係数(ζcal)が求められる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第6の態様は、その第5の態様であって、前記減衰係数求解回路(310)は、前記測定対象(W1)の一対の極大値(a(j),a(j+m))を検出するピーク値検出回路(314)と、前記一対の前記極大値の間に発生する他の極大値の個数よりも1大きい整数(m)と前記一対の前記極大値同士の比とから前記測定対象の対数減衰率(δ)を求め、前記対数減衰率から前記減衰係数(ζcal)を求める計算を行う減衰係数計算回路(316)とを含む。
この発明にかかる電力変換制御装置によれば、電源側のインピーダンスの大きさによらず、電力変換部の入力側の電圧変動の減衰係数が、所望の値に維持される。
この発明にかかる電力変換制御装置の第1の態様によれば、電源側のインピーダンスの大きさを考慮した電圧制御率指令が得られる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第2の態様によれば、電源側のインピーダンスの推定値のインダクタンス成分が得られる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第3の態様によれば、電源側のインピーダンスの推定値の抵抗成分もが得られる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第4の態様によれば、電源側のインピーダンスを推定すること無く、電力変換部の入力側の電圧変動の減衰係数が、所望の値に維持される。
この発明にかかる電力変換制御装置の第5の態様によれば、整流部での整流に起因する脈動の影響が小さく、減衰係数が正確に求められる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第6の態様によれば、対数減衰率から減衰係数が求められる。
<1.電力変換装置の構成>
図1は以下の実施の形態において採用される電力変換装置の、概念的な構成を例示する回路図である。本電力変換装置は、一対の電源線LH,LLと、LCフィルタ8と、整流部1と、電力変換部2とを備える。
図1は以下の実施の形態において採用される電力変換装置の、概念的な構成を例示する回路図である。本電力変換装置は、一対の電源線LH,LLと、LCフィルタ8と、整流部1と、電力変換部2とを備える。
LCフィルタ8は、コンデンサC1とリアクトルL1とを有する。コンデンサC1は電源線LHと電源線LLとの間に設けられる。リアクトルL1は、コンデンサC1と共に、チョークインプット型のローパスフィルタであるLCフィルタ8を形成する。
整流部1は交流電源E1から入力されるN(Nは正の整数)相交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をLCフィルタ8に出力する。図1の例示では、整流部1はダイオード整流回路である。
なお整流部1は、ダイオード整流回路に限らず、交流電圧を直流電圧に変換する他のAC−DCコンバータであってもよい。例えばサイリスタブリッジ整流回路やPWM(Pulse-Width-Modulation:パルス幅変調)方式のAC−DCコンバータを採用できる。
また図1の例示では整流部1は、三相交流電圧が入力される三相の整流回路である。ただし整流部1に入力される交流電圧の相数、即ち整流部1の相数は三相に限らず適宜に設定されればよい。
電力変換部2は例えば電圧形インバータであって、電源線LH,LLの間の直流電圧(コンデンサC1の両端電圧)VCを入力する。そして電力変換部2は、電力変換制御装置3からのスイッチング信号Sに基づいて両端電圧VCを交流電圧に変換し、この交流電圧を負荷M1へと出力する。以下では、電力変換部2が出力する交流電圧は出力電圧とも称される。
図1では、例えば電力変換部2は、電源線LH,LLの間で互いに直列に接続される一対のスイッチング部を、三相分有している。図1の例示では電源線LH,LLの間で、一対のスイッチング部Su1,Su2が互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Sv1,Sv2が互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Sw1,Sw2が互いに直列に接続される。そして各相の一対のスイッチング部Sx1,Sx2(xはu,v,wを代表する、以下同様)同士の接続点が負荷M1に接続される。
これらのスイッチング部Sx1,Sx2がスイッチング信号Sに基づいて適切に導通/非導通することで、電力変換部2は両端電圧VCを三相交流電圧に変換してこれを負荷M1へと出力する。これにより、負荷M1には三相の交流電流が流れる。
負荷M1には、例えば回転機(例えば誘導機又は同期機)が採用される。また図1の例示では三相の負荷M1が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、電力変換部2は三相の電力変換部に限られない。
電源線LH,LLは整流部1と電力変換部2とを連結する直流リンクとして機能する。LCフィルタ8はこの直流リンクにおいて設けられるものの、電力変換部2が入力する電圧、即ちコンデンサC1の両端電圧VCを平滑する機能を有する必要はない。言い換えれば、LCフィルタ8は整流部1が整流した整流電圧の脈動を許容してもよい。
具体的には、両端電圧VCは、N相交流電圧の整流に起因する脈動成分(例えば全波整流を用いれば、N相交流電圧の周波数の2N倍の周波数を有する脈動成分:以下、当該脈動成分の周波数は脈動周波数とも称される)を有する。図1の例示では、三相交流電圧を全波整流するので、両端電圧VCは三相交流電圧の周波数の6倍の周波数で脈動する。つまり脈動成分は三相交流電圧の6次成分である。
つまり図1で示された電力変換装置として、いわゆるコンデンサレスインバータを採用することができる。このときコンデンサC1には大きな静電容量は要求されない。よってコンデンサC1としては、電解コンデンサに比べて安価で小型の、例えばフィルムコンデンサを採用できる。
コンデンサC1の静電容量が上述の通り小さければ、LCフィルタ8の共振周波数は高くなる傾向にある。同様にリアクトルL1のインダクタンスを小さくするほど、共振周波数は高くなる傾向にある。例えば図1において、コンデンサC1の静電容量が40μFであり、リアクトルL1のインダクタンスが0.5mHである場合、共振周波数は約1.125kHz程度になる。
<2.制御>
以下、電圧制御率に基づいた電力変換部2の制御について説明する。ここでいう電圧制御率とは、電力変換部2が入力する電圧に対して、どの程度の割合で交流電圧が出力されるか、を示す値である。例えば出力電圧の振幅をVmとし、両端電圧VCの平均値をVC0とすると、電圧制御率は比Vm/VC0で表される。
以下、電圧制御率に基づいた電力変換部2の制御について説明する。ここでいう電圧制御率とは、電力変換部2が入力する電圧に対して、どの程度の割合で交流電圧が出力されるか、を示す値である。例えば出力電圧の振幅をVmとし、両端電圧VCの平均値をVC0とすると、電圧制御率は比Vm/VC0で表される。
電力変換部2はスイッチング動作を行うので、スイッチングに伴って両端電圧VCが変動する。つまり両端電圧VCに高調波成分が生じる。なお、スイッチング周波数は、整流による両端電圧VCの脈動周波数よりも高いので、ここでいう高調波成分の周波数は脈動周波数よりも高い。
本電力変換装置は、上述のように、コンデンサC1とリアクトルL1とによって形成されるLCフィルタ8を有している。よってこのLCフィルタ8が寄与する共振現象によって両端電圧VCの高調波成分の変動幅が増大する。
このような両端電圧VCの高調波成分の変動を考慮して電圧制御率を制御すること、とりわけリアクトルL1の両端電圧VLに基づいて電圧制御率を制御すること自体は、例えば特許文献1で公知である。
第1の実施の形態では上記共振現象に対するLCフィルタ8の寄与のみならず、交流電源E1の電源インピーダンスZの寄与をも考慮することが、新たに提案される。また第2の実施の形態では電源インピーダンスZに依存せず両端電圧VCの減衰係数を制御する技術が提案される。
なお、整流部1には電源線LLから電流が流れ込み、電源線LHへと電流が流れ出すことを考慮して、両端電圧VLとしてはリアクトルL1のコンデンサC1側の電位が基準として採用される。
<3.制御構成>
具体的な制御構成が説明される。以下の実施の形態における電力変換器は、電力変換制御装置3の制御の下で動作する。電力変換制御装置3の構成はブロック図として、電力変換器と共に図1において併記されている。
具体的な制御構成が説明される。以下の実施の形態における電力変換器は、電力変換制御装置3の制御の下で動作する。電力変換制御装置3の構成はブロック図として、電力変換器と共に図1において併記されている。
この電力変換装置にはリアクトル電圧検出部4、電流検出部5が設けられる。
リアクトル電圧検出部4はリアクトルL1の両端電圧VLを検出し、例えばこれにアナログ/デジタル変換を施して得られる情報を、電力変換制御装置3に出力する。
電流検出部5は、電力変換部2が出力する交流電流(負荷M1を流れる交流電流)を検出し、例えばこれにアナログ/デジタル変換を施して得られる情報を、電力変換制御装置3に出力する。
図1の例示では、電力変換部2が三相(u相、v相、w相)の交流電流を出力し、そのうち二相(u相、v相)の交流電流iu,ivが検出されている。三相の交流電流の和は理想的には零であるので、電力変換制御装置3は、二相の交流電流iu,ivから残りの一相の交流電流iwを算出することができる。これらの電流はスイッチング信号Sを生成する目的で、公知の手法で適宜に用いられる。
電力変換制御装置3は、ゲイン出力部31、電圧制御率指令生成部32、スイッチング信号生成部33を備える。
電力変換制御装置3は例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ(換言すれば手順)を実行する。上記記憶装置は、例えばROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、ハードディスク装置などの各種記憶装置の1つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。
また、電力変換制御装置3はこれに限らず、電力変換制御装置3によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部がハードウェアで実現されても構わない。
ゲイン出力部31は、両端電圧VLを示す情報及びリアクトル減衰係数の指令たる減衰係数指令ζz、あるいは更にリアクトルL1のインダクタンスL、コンデンサC1の静電容量Cをも入力し、制御ゲインkを設定する。但し後述されるように、両端電圧VLに代えて両端電圧VCあるいはリアクトルに流れる電流の情報がゲイン出力部31に与えられてもよい。
減衰係数指令ζzは、両端電圧VCの、交流電源E1から入力される交流電圧の線間電圧たる電源電圧VSに対する伝達関数における減衰係数についての指令値である。ゲイン出力部31は、入力された減衰係数指令ζzを実現するような制御ゲインkを、後述する各実施の形態における処理によって設定する。
電圧制御率指令生成部32は、制御ゲインkと両端電圧VLとを入力し、これらに基づいて、電力変換部2の電圧制御率が、その指令値K**となるために必要な電圧制御率指令K*を出力する。具体的には、指令値K**を、制御ゲインkと両端電圧VLとの積を減算して補正することにより、電圧制御率指令K*を得る。但し第2の実施の形態においては、両端電圧VLに代えて両端電圧VCあるいはリアクトルL1に流れる電流の情報を電圧制御率指令生成部32に与えてもよい。
<4.第1の実施の形態>
図2は第1の実施の形態におけるゲイン出力部31および電圧制御率指令生成部32の具体的な内部構成の一例を示す機能ブロック図である。
図2は第1の実施の形態におけるゲイン出力部31および電圧制御率指令生成部32の具体的な内部構成の一例を示す機能ブロック図である。
ゲイン出力部31は、電圧周期計算部311と、電源インピーダンス推定部312と、ゲイン設定部313Aとを備える。
電圧周期計算部311は両端電圧VLの振動周期τを得る。電源インピーダンス推定部312は、電源インピーダンスZ(ここでは整流部1から見た交流電源E1側のインピーダンス)の推定値Z^を求める。例えば推定値Z^は、両端電圧VLの振動周期τと、インダクタンスLと、静電容量Cとから求めることができる。この推定値Z^の具体的な求め方については後述される。
ゲイン設定部313Aは推定値Z^と、インダクタンスLと、静電容量Cと、減衰係数指令ζzとから、制御ゲインkを設定し、これを出力する。
電圧制御率指令生成部32は乗算器321と減算器322とを備える。乗算器321は制御ゲインkと両端電圧VLとの積k・VLを求める。減算器322は指令値K**から積k・VLを減算して電圧制御率指令K*を求め、これをスイッチング信号生成部33に出力する。
スイッチング信号生成部33は、電力変換部2が出力する交流電圧についての電圧指令を、電圧制御率指令K*に基づいて生成する。スイッチング信号生成部33は更に、例えば当該電圧指令をキャリアと比較して、スイッチング信号Sを生成する。スイッチング信号Sは電力変換部2へと出力される。スイッチング信号生成部33の動作は公知の手法(例えば特許文献1)で実現されるので、ここではその詳細は省略される。
以上のようにして電圧制御率指令K*に基づいた出力電圧が得られる。よって、両端電圧VCの高調波成分を抑制することができる。しかも出力電圧が、電源インピーダンスZを考慮して指令値K**を補正して得られた電圧制御率指令K*に基づいて設定されるので、電源インピーダンスZの大きさによらず、電力変換部2の入力側の電圧(両端電圧VC)の変動の減衰係数は、所望の減衰係数指令ζzに維持される。
次に、推定値Z^を求めるための具体的な手法が例示される。
図3は、図1の電力変換装置の簡易的な等価回路を示している。ここでは負荷M1が誘導性負荷であり、電力変換部2と負荷M1とが纏めて電流源20として把握されている。電源インピーダンスZは、交流電源E1と整流部1との間で、各相において直列に存在する抵抗成分rとインダクタンス成分lとで示されている。リアクトルL1に流れる電流IL、コンデンサC1に流れる電流IC、電流源20が流す電流I0、電源インピーダンスZにおいて発生する電圧VZも併記されている。
この等価回路において、リアクトルL1がインダクタンス成分lの二相分と共に、コンデンサC1と直列に接続される。よって等価回路における共振周波数は電源インピーダンスZも考慮して、式(1)で求められる。
図4は両端電圧VLの波形を模式的に示すグラフである。横軸には時間tが採用されている。ここでは整流部1が三相電圧の全波整流を行う場合が例に取られているので、両端電圧VLの変動の大きな周期は、電源電圧VSの周波数をFとして、脈動周波数の逆数1/(6F)で表される。式(1)で求められる共振周波数fcの逆数1/fcが、両端電圧VLの変動の小さい方の周期τとして把握される。以下、この周期τは振動周期として、脈動周波数の逆数で表される周期(1/(6F))とは区別して扱われる。
このような両端電圧VLの振動周期τは電圧周期計算部311で取得される。具体的には両端電圧VLの隣接する極値同士の間の時間で振動周期τが求められる。例えば図4に例示されるように、隣接する極大値同士の間の時間をそのまま振動周期τとして採用することができる。あるいは隣接する極小値と極大値との間の時間が二倍された期間が振動周期τとして採用されてもよい。
特にコンデンサレスインバータの場合、静電容量Cが小さいため、両端電圧VCは平滑されにくく、電源インピーダンスZとLCフィルタとで発生する共振現象は顕著となる。よって振動周期τを求める精度を高める観点でも、本実施の形態においてコンデンサレスインバータが採用されることは好適である。
式(1)およびτ=1/fcの関係から、インダクタンス成分lは式(2)から求められる。
このようにして電源インピーダンスZ(特にそのインダクタンス成分l)は、コンデンサC1の静電容量Cと、リアクトルL1のインダクタンスLと、振動周期τとから推定される。このような電源インピーダンスZの推定、つまり推定値Z^の取得は、電源インピーダンス推定部312において行われる。このように推定値Z^を取得すべく、本実施の形態では減衰係数指令ζzのみならず、リアクトルL1のインダクタンスL、コンデンサC1の静電容量Cもゲイン出力部31に入力される。
次に、本実施の形態の動作について、より詳細に説明される。当該説明を理解しやすくするため、まず電源インピーダンスZを考慮しない従来の場合が考察される。
図5は図3の等価回路において電源インピーダンスZを無視した場合の等価回路を示す。これは特許文献1で示された等価回路であると把握されてもよい。よって特許文献1に示されたように、制御ゲインkを導入して電流I0を値(−k・VL)に設定することにより、図5の等価回路は図6のブロック図に書き換えられる。なお、ラプラス変数sが導入される。
図6から伝達関数G(s)=VC/VSは式(3)〜(5)で表される。但し、電源インピーダンスZを無視した場合の減衰係数ζが導入され、これは大きく設定されるべきなので、[(2ζ√(LC)s+1]/[(ζ+√(ζ2−1))√(LC)s+1]が1に近似して扱われる。
さて、本実施の形態にかかる図3の等価回路は、図6のブロック図に対して電圧VZを考慮したブロックを追加して、図7のブロック図に書き換えられる。これを変形して図8の構成が得られる。図8の構成を更に変形して図9の構成が得られる。
図9において破線で囲まれた部分は従来の技術にかかる図6の構成と同じである。よってこの部分の伝達関数は(従来の減衰係数ζが大きいことによる近似を採用して)式(3)〜(5)で表される。従って図9の構成は更に、図10の構成へと変形される。
よって本実施の形態での伝達関数は、式(6)で表される。
式(6)から求められる減衰係数指令ζzは式(4)を参照して式(7)で表される。
従来の減衰係数ζが大きいことから式(7)の分子の第1項(Cr)は分子の第2項に対して無視できる。更に式(5)を参照して、減衰係数指令ζzは式(8)で表される。
このように電源インピーダンスZの抵抗成分rを無視した近似により、制御ゲインkは、電源インピーダンスZのインダクタンス成分lと、コンデンサC1の静電容量Cと、リアクトルL1のインダクタンスLと、減衰係数指令ζzとで決定される。
式(2)で示されたように、電源インピーダンスZのインダクタンス成分lが推定される。よって所望の減衰係数指令ζzを入力することにより、制御ゲインkが設定される。かかる設定は上述のようにゲイン設定部313Aにおいて行われる。
このようにして、振動周期τと、インダクタンスLと、静電容量Cとから推定値Z^のインダクタンス成分lが得られる。
もちろん、電源インピーダンスZの抵抗成分rを推定することも可能である。たとえば下記のように推定される抵抗成分rを用いて、式(8)の分子に項(Cr)を加算して減衰係数指令ζzが決定されてもよい。
具体的には、図3を参照して、電源電圧VS、両端電圧VL,VC、電流IL、電源インピーダンスZの抵抗成分rおよびインダクタンス成分lとの間には式(9)の関係がある。よって上述のようにしてインダクタンス成分lが推定されれば、これを用いて、推定値Z^の抵抗成分rが得られる。
つまりゲイン設定部313Aは、推定値Z^の少なくともインダクタンス成分lを用いて、あるいは更に抵抗成分rをも用いて制御ゲインkを設定することができる。
図11はインダクタンス成分lの値と減衰係数ζと制御ゲインkとの関係を示すグラフである。図11は制御ゲインkを一定値1に設定した場合であって、従来の技術に相当する。
図12はインダクタンス成分lの値と減衰係数指令ζzと制御ゲインkとの関係を示すグラフである。図12は制御ゲインkを式(8)に基づいて設定した場合であって本実施の形態の技術に相当する。
両者ともに横軸にはインダクタンス成分lの二倍の値2lが採用される。また、2・l=0.0001[H](即ちl=0.05[mH])のときの減衰係数ζ、減衰係数指令ζzは互いに等しい。またこのときの制御ゲインkは、図11および図12において共通している。また抵抗成分r=0に設定されている。
図11に示されたグラフでは、インダクタンス成分lが大きいほど減衰係数ζが低下してしまう。これに対して図12に示されたグラフでは、インダクタンス成分lによらずに減衰係数指令ζzが維持されることがわかる。よって本実施の形態によれば、従来の技術と異なり、インダクタンス成分lによらずに所望の減衰係数指令ζzが維持されるように、制御ゲインkが設定されることがわかる。
図13および図14はいずれも伝達関数G(s)のボード線図である。図13は制御ゲインkが一定である場合であって、従来の技術に相当する。図14は制御ゲインkが式(8)に基づいて設定された場合であって本実施の形態の技術に相当する。
図13における曲線Q1,Q3および図14における曲線Q5,Q7はl=0.05[mH]の場合を示し、図13における曲線Q2,Q4および図14における曲線Q6,Q8はl=0.2[mH]の場合を示す。いずれも抵抗成分r=0に設定されている。
図13に示されたグラフでは、インダクタンス成分lが大きいほど共振しやすいことがわかる。これに対して図14に示されたグラフでは、インダクタンス成分が大きくても共振しにくいことがわかる。よって本実施の形態によれば、従来の技術と異なり、インダクタンス成分lによらずに、電力変換部2に入力する両端電圧VCの変動が抑制されることがわかる。
負荷M1に所望の運転動作をさせる前に、前駆期間を設け、当該前駆期間において仮の指令値K**、仮の減衰係数指令ζzを用いて電力変換装置を駆動することは望ましい処理の一つである。これにより、ゲイン設定部313Aは推定値Z^を得ることができ、その後の所望の運転動作において上記の効果が得られるからである。
なお、図1の例示ではリアクトルL1はコンデンサC1よりも整流部1側で電源線LHに設けられている。ただしこれに限らず、電源線LLに設けられても、上記の説明が妥当する。
このように本実施の形態では電源インピーダンスZを考慮した電圧制御率指令K*を用いて電力変換部2を制御することにより、電源インピーダンスZの大きさによらず、電力変換部2の入力側の電圧変動の減衰係数ζを、所望の値(減衰係数指令ζz)に維持することができる。
コンデンサレスインバータの場合、両端電圧VCは平滑されにくい。よって振動周期τは両端電圧VLからではなく、両端電圧VCから得られてもよい。より具体的には、両端電圧VCの隣接する極値同士の間の時間で振動周期τが求められればよい。あるいは電流ILから、同様にして、振動周期τが得られてもよい。図3に示された等価回路に鑑みて、両端電圧VL,VC、電流ILのいずれもが同じ振動周期τで振動すると考えられるからである。両端電圧VCや電流ILの検出は、周知の技術を用いて達成することができる。
式(2)を用いて示されたように、振動周期τはインダクタンス成分lの推定に用いられる。そして式(3)〜(9)には振動周期τは現れない。よって式(8)で決定される制御ゲインkは、両端電圧VL,VC、電流ILのいずれから求めた振動周期τに基づいて決定されてもよい。つまり電圧周期計算部311は、振動周期τを求めるに際し、両端電圧VLの振動周期τではなく、両端電圧VCの振動周期τ、あるいは電流ILの振動周期τを求めてもよい。つまりゲイン出力部31には両端電圧VLの情報の代わりに、両端電圧VCあるいは電流ILの情報が入力されてもよい。
また、図6に示されたブロック図に基づいた式(3)は、制御ゲインkと両端電圧VLとの積が用いられることが前提となっている。よって、制御ゲインkが両端電圧VL,VC、電流ILのいずれから求めた振動周期τに基づいて決定されるかに依らずに、両端電圧VLと制御ゲインkとの積で指令値K**を補正して、電圧制御率指令K*が得られる。
<5.第2の実施の形態>
本実施の形態では減衰係数それ自身が評価され、減衰係数をその指令値たる減衰係数指令ζzへと移行させる技術が採用される。従って第1の実施の形態で示された電源インピーダンスZの推定は不要である。
本実施の形態では減衰係数それ自身が評価され、減衰係数をその指令値たる減衰係数指令ζzへと移行させる技術が採用される。従って第1の実施の形態で示された電源インピーダンスZの推定は不要である。
図15は第2の実施の形態におけるゲイン出力部31および電圧制御率指令生成部32の具体的な内部構成の一例を示す機能ブロック図である。
本実施の形態においてゲイン出力部31は、ピーク値検出回路314、カウンタ315、減衰係数計算回路316、ゲイン設定部313Bを備えている。ピーク値検出回路314、カウンタ315、減衰係数計算回路316は纏めて、後に詳述する減衰係数ζcalを求める機能を担う減衰係数求解回路310として把握される。
本実施の形態において採用される電圧制御率指令生成部32の具体的な内部構成は、第1の実施の形態のそれと同じである。
ゲイン出力部31には、両端電圧VC,VL及び電流ILのいずれか一つが測定対象W1として入力する。ゲイン出力部31は、測定対象W1と減衰係数指令ζzとに基づいて制御ゲインkを設定し、これを出力する。
電圧制御率指令生成部32には、両端電圧VC,VL及び電流ILのいずれか一つが制御ゲインkに対する被乗数W2として入力する。電圧制御率指令生成部32は、指令値K**を、指令値K**から被乗数W2と制御ゲインkとの積k・W2を差し引くことで補正して、電圧制御率指令K*を得る。
測定対象W1と被乗数W2とは、いずれも両端電圧VC,VL及び電流ILの中からいずれか一つ選択されるものであり、互いに一致していても、異なっていてもよい。但し、後述するように、測定対象W1はフィルタリング処理されることが望ましい点で、被乗数W2とは異なる。
ピーク値検出回路314は測定対象W1の極大値a(i)(例えばiは正整数)を検出し、これを保持する。ピーク値検出回路314はカウンタ315に対して、例えば極大値を検出した旨の通知Gを与える。
図16は測定対象W1の波形を例示するグラフである。測定対象W1は、時間tの経過と共に振動しつつ減衰する。よって減衰係数ζcalを正しく求めるために必要な極大値は、測定対象W1が減衰している途中で取得される極大値でなければならない。よって、ピーク値検出回路314が連続して取得した一対の極大値が時間的な増加を示す場合には、ピーク値検出回路314は、カウンタ315を初期値(例えばi=1)へリセットするリセット信号Rを、カウンタ315に与える。
カウンタ315はリセットされた際の通知Gを受けることにより、ピーク値検出回路314に対して出力指令Hを与える。ピーク値検出回路314はこの出力指令Hに対応して、極大値a(j)を減衰係数計算回路316へ出力、あるいはピーク値検出回路314に格納する。
カウンタ315はまた、リセットされた際の通知Gを含めて(m+1)回目の通知Gを受けることにより、ピーク値検出回路314に対して出力指令Hを与える。ピーク値検出回路314はこの出力指令Hに対応して、極大値a(j+m)を減衰係数計算回路316へ出力、あるいはピーク値検出回路314に格納する。
一対の極大値a(j),a(j+m)は、上述のようにしてピーク値検出回路314に対して出力指令Hが与えられる度にそれぞれ減衰係数計算回路316へ出力されてもよいし、通知Gが与えられるタイミングで一対として減衰係数計算回路316へ出力されてもよい。例えばリセット信号Rがカウンタ315に与えられる際の通知Gで、リセット信号Rが発生する前にピーク値検出回路314に格納されていた一対の極大値a(j),a(j+m)が、減衰係数計算回路316へ出力されてもよい。
図16では振動周期τ、及び振動周期τのm個分の期間m・τをも併記した。測定対象W1において、一対の極大値a(j),a(j+m)の間には(m−1)個の極大値が発生する。このことに鑑み、減衰係数計算回路316は、個数(m−1)よりも1大きい整数mと一対の極大値a(j),a(j+m)同士の比a(j)/a(j+m)とから、測定対象W1の対数減衰率δを、式(10)から求める。但し、記号「ln()」は丸括弧内の自然対数(ネイピア数を底とする対数)を示す。
減衰係数ζcalは対数減衰率δと円周率πとを用いて式(11)で求められる。但し、近似的な等号(ニアリイコール)は減衰係数ζcalが1よりも十分に小さい場合に妥当である。
このようにして得られた減衰係数ζcalは測定対象W1における減衰係数の測定値であると把握されてもよい。
もちろん、減衰係数計算回路316は、対数減衰率δを一旦求めること無く、式(10)を式(11)に代入して得られる式を用いて、減衰係数ζcalを求めてもよい。
図17はゲイン設定部313Bの構成を例示するブロック図である。ゲイン設定部313Bは、減算器3131とゲイン決定部3132とを有する。減算器3131は、減衰係数指令ζzから減衰係数ζcalを差し引いて偏差Δζを得る。ゲイン決定部3132は偏差Δζが大きいほど制御ゲインkを高く決定する。但し、制御ゲインkの変動幅に制限を設けなければ、指令値K**を補正することによる効果が過剰となって望ましくない。よってゲイン決定部3132は上限及び下限を設けたリミッタとしての機能を併有することが望ましい。
式(1)に鑑みて、被乗数W2の共振による減衰係数は、測定対象W1の共振による減衰係数ζcalと一致すると考えられる。よって減衰係数ζcalに基づいて設定された制御ゲインkと被乗数W2との積k・W2で差し引くことによって指令値K**を補正し、以て電圧制御率指令K*を得ることで、第1の実施の形態と同様の効果、即ち、所望の減衰係数指令ζzが維持される。しかも本実施の形態では電源インピーダンスZを推定する必要が無い。
但し、測定対象W1には脈動周波数による変動も重畳しているので、測定対象W1の極大値から減衰係数ζcalを正確に求めるには、当該変動(脈動)の影響が除去されることが望ましい。
図18は本実施の形態の変形としてのゲイン出力部31の構成を部分的に例示するブロック図である。当該変形におけるゲイン出力部31では、図15に示された構成に対してフィルタ317が追加された構成が採用される。ピーク値検出回路313には測定対象W1それ自体ではなく、低域の周波数成分が低減された測定対象W1が入力する。但し、図18では、図15に示された減衰係数計算回路316、ゲイン設定部313Bの図示を省略した(後述する図19、図21、図23においても同様である)。
フィルタ317には、共振周波数fc(=1/τ)よりも低い成分、具体的には脈動周波数及びこれよりも低い周波数成分を低減させる機能を有するハイパスフィルタが採用される。測定対象W1として電流IL、両端電圧VCのいずれかが採用される場合、これらは直流成分も有する。しかし当該直流成分も当該ハイパスフィルタによって低減される。よって測定対象W1として電流IL、両端電圧VL,VCのいずれを採用しても、極大値同士の比a(j)/a(j+m)に対する脈動周波数成分及び直流成分のいずれの影響も小さい。よって減衰係数ζcalが正確に求められる。
但し、脈動周波数と共振周波数fcとが近い場合、共振周波数fcの成分を残して脈動周波数の成分を低減するようなハイパスフィルタを構成することは容易ではない。そこで、第3の実施の形態では、測定対象W1からその脈動周波数の成分を計算にて除去する技術が採用される。
<6.第3の実施の形態>
図19は第3の実施の形態の第1の構成を示すブロック図である。具体的には図19はゲイン出力部31の構成を部分的に例示する。この第1の構成では、測定対象W1として両端電圧VCが採用される。第1の構成では、図18に示されたフィルタ317が脈動成分除去部318a及び直流成分除去回路319に置換された構成が採用される。
図19は第3の実施の形態の第1の構成を示すブロック図である。具体的には図19はゲイン出力部31の構成を部分的に例示する。この第1の構成では、測定対象W1として両端電圧VCが採用される。第1の構成では、図18に示されたフィルタ317が脈動成分除去部318a及び直流成分除去回路319に置換された構成が採用される。
脈動成分除去部318aには、電源電圧VSの情報(図では簡単の為に当該情報をも記号VSで示す)が与えられる。これにより、交流電源E1から入力されるN相交流電圧の位相ωt(tは時間を、ωは角周波数を、それぞれ示す)、振幅の実効値Vnの計算が可能となる。
共振に起因した振動が存在せず、損失が無視された場合の両端電圧VCの値VChが、以下に検討される。整流部1が整流した整流電圧の脈動成分は存在するので、位相ωtの関数D(ωt)が導入される。
図20は、交流電源E1から入力される多相交流電圧が三相交流電圧であり、整流部1が全波整流を行う場合における値VChの波形を示すグラフである。実線は値VChの波形を、破線は三相交流電圧の波形を、それぞれ示す。
図20に例示された値VChは、周期π/3を有する周期関数である。この場合、位相ωtの関数D(ωt)は下式(13)で表される。
かかる値VChで両端電圧VCを除算することにより、測定対象W1から、整流に起因した脈動成分が除去される。
図20からも理解されるように、値VChは直流成分を有しており、よって両端電圧VCも直流成分を有している。かかる直流成分は直流成分除去回路319によって除去される。
脈動周波数と共振周波数fcとが近い場合であっても、以上のようにして、脈動成分除去部318a及び直流成分除去回路319の機能によりフィルタ317と同様の機能が実現できる。
図21は本実施の形態の第2の構成を示すブロック図である。具体的には図20はゲイン出力部31の構成を部分的に例示する。この第2の構成では、測定対象W1として電流ILが採用される。第2の構成では、図19に示された脈動成分除去部318aが脈動成分除去部318bに置換された構成が採用される。
図22は、共振に起因した振動が存在せず、損失を無視した場合の電流ILの値ILhの波形を示すグラフである。ここでは交流電源E1から入力される多相交流電圧が三相交流電圧であり、整流部1が全波整流を行う場合が想定されている。図22に例示された値ILhは、周期π/3を有する周期関数である。
脈動成分除去部318bには、電源電圧VSの情報と、それぞれ電力変換部2の出力電圧、出力電流の指令値となる指令値V*,I*が与えられる。指令値V*,I*は電力変換制御装置3において周知の技術で採用される。よって指令値V*,I*は、電力変換制御装置3の内部において脈動成分除去部318bに与えられる。
電力変換部2に入力する電力Pinvは、値ILh,VChの積として下式(14)で表される。
理想的には電力変換部2における損失がなく、入力する電力Pinvは電力変換部2の出力電力と等しい。当該出力電力は指令値をV*,I*を変数とした既知の関数J(V*,I*)で表すことができるので、下式(15)が成立する。
かかる値ILhで電流ILを除算することにより、測定対象W1から、整流に起因した脈動成分が除去される。
図22からも理解されるように、値ILhは直流成分を有しており、よって電流ILも直流成分を有している。かかる直流成分は直流成分除去回路319によって除去される。
脈動周波数と共振周波数fcとが近い場合であっても、以上のようにして、脈動成分除去部318a及び直流成分除去回路319の機能によりフィルタ317と同様の機能が実現できる。
図23は本実施の形態の第3の構成を示すブロック図である。具体的には図23はゲイン出力部31の構成を部分的に例示する。この第3の構成では、測定対象W1として両端電圧VLが採用される。第3の構成では、図21に示された脈動成分除去部318b及び直流成分除去回路319が脈動成分除去部318cに置換された構成が採用される。脈動成分除去部318cには、脈動成分除去部318bと同様、電源電圧VSの情報と、指令値V*,I*が与えられる。
図24は、共振に起因した振動が存在せず、損失が無視された場合の両端電圧VLの値VLhの波形を示すグラフである。ここでは交流電源E1から入力される多相交流電圧が三相交流電圧であり、整流部1が全波整流を行う場合が想定されている。図22に例示された値VLhは、周期π/3を有する周期関数である。
値VLhは、電流式(12)〜(15)を用いて下式(16)によって求められる。
かかる値VLhで両端電圧VLを除算することにより、測定対象W1から、整流に起因した脈動成分が除去される。
なお、両端電圧VLは電流ILhの微分値に比例するので直流成分を有しない。よって直流成分除去回路319は不要である。
以上のように、第2の実施の形態並びに第3の実施の形態の第1の構成乃至第3の構成では制御ゲインkを得るに際し、インダクタンスLを用いることはあっても静電容量Cを用いることはない。よって図1において示されるような、ゲイン出力部31への静電容量Cの入力は省略できる。
また、第2の実施の形態並びに第3の実施の形態の第1の構成及び第2の構成では制御ゲインkを得るに際し、インダクタンスL及び静電容量Cのいずれも用いることはない。よって図1において示されるような、ゲイン出力部31へのインダクタンスL及び静電容量Cの入力は省略できる。
1 整流部
2 電力変換部
3 電力変換制御装置
31 ゲイン出力部
310 減衰係数求解回路
311 電圧周期計算部
312 電源インピーダンス推定部
313A,313B ゲイン設定部
314 ピーク値検出回路
316 減衰係数計算回路
32 電圧制御率指令生成部
33 スイッチング信号生成部
8 LCフィルタ
C 静電容量
C1 コンデンサ
E1 交流電源
IL (リアクトルL1に流れる)電流
L インダクタンス
L1 リアクトル
LH,LL 電源線
S スイッチング信号
VL,VC 両端電圧
VS (電源電圧の)線間電圧
Z(Z^) 電源インピーダンス(の推定値)
k 制御ゲイン
K* 電圧制御率指令
K** 指令値
l インダクタンス成分
r 抵抗成分
2 電力変換部
3 電力変換制御装置
31 ゲイン出力部
310 減衰係数求解回路
311 電圧周期計算部
312 電源インピーダンス推定部
313A,313B ゲイン設定部
314 ピーク値検出回路
316 減衰係数計算回路
32 電圧制御率指令生成部
33 スイッチング信号生成部
8 LCフィルタ
C 静電容量
C1 コンデンサ
E1 交流電源
IL (リアクトルL1に流れる)電流
L インダクタンス
L1 リアクトル
LH,LL 電源線
S スイッチング信号
VL,VC 両端電圧
VS (電源電圧の)線間電圧
Z(Z^) 電源インピーダンス(の推定値)
k 制御ゲイン
K* 電圧制御率指令
K** 指令値
l インダクタンス成分
r 抵抗成分
Claims (7)
- 一対の電源線(LH,LL)と、
前記一対の電源線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、
前記コンデンサと共にチョークインプット型のLCフィルタ(8)を形成するリアクトル(L1)と、
電源(E1)から入力される第1交流電圧を直流電圧に整流して前記LCフィルタに出力する整流部(1)と、
スイッチング信号(S)に基づいて、前記コンデンサの両端電圧(VC)を第2交流電圧に変換する電力変換部(2)と
を備える電力変換装置を制御する制御装置(3)であって、
前記リアクトルの両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する電流(IL)、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つの減衰係数(ζcal)の指令値たる減衰係数指令(ζz)に基づいて
、制御ゲイン(k)を設定するゲイン設定部(313A,313B)と、
前記第2交流電圧の振幅の、前記コンデンサの前記両端電圧の平均値に対する比たる電圧制御率についての指令値(K**)を、前記リアクトルの前記両端電圧、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つ(W2)と前記制御ゲインとの積を減算して補正して電圧制御率指令(K*)として出力する電圧制御率指令生成部(32)と、
前記電圧制御率指令に基づいて前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部(33)と
を備える、電力変換制御装置。 - 前記整流部から見た前記電源側のインピーダンス(Z)の推定値(Z^)を求める電源インピーダンス推定部(312)
を更に備え、
前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値と、前記リアクトル(L1)のインダクタンス(L)と、前記コンデンサ(C1)の静電容量(C)と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定し、
前記電圧制御率指令生成部(32)は、前記指令値(K**)から前記制御ゲインと前記リアクトルの前記両端電圧(VL)との積を減算して前記電圧制御率指令(K*)を出力する、請求項1記載の電力変換制御装置。 - 前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、及び前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)の何れか一つの振動周期(τ)を求める電圧周期計算部(311)
を更に備え、
前記電源インピーダンス推定部(312)は、前記振動周期と、前記インダクタンス(L)と、前記静電容量(C)とから少なくとも前記推定値(Z^)のインダクタンス成分(l)を求め、
前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値の少なくとも前記インダクタンス成分と、前記静電容量と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する、請求項2記載の電力変換制御装置。 - 前記電源インピーダンス推定部(312)は、前記電源(E1)の線間電圧(VS)、前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)、前記リアクトルに流れる前記電流(IL)、前記推定値(Z^)の前記インダクタンス成分(l)とから前記推定値(Z^)の抵抗成分(r)を更に求め、
前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値の前記インダクタンス成分および前記抵抗成分と、前記静電容量(C)と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する、請求項3記載の電力変換制御装置。 - 前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)の何れか一つを測定対象(W1)とし、前記測定対象の前記減衰係数(ζcal)を求める減衰係数求解回路(310)
を更に備え、
前記ゲイン設定部(313B)は、前記減衰係数指令(ζz)から前記減衰係数を差し引いて得られる偏差(Δζ)に基づいて前記制御ゲイン(k)を設定し、
前記電圧制御率指令生成部(32)は、前記指令値(K**)を前記制御ゲインと前記測定対象との積を減算して補正して前記電圧制御率指令(K*)として出力する、請求項1記載の電力変換制御装置。 - 前記第1交流電圧(VS)は三相であり、
前記測定対象の前記第1交流電圧の周波数の6次成分が除去されて、前記測定対象の前記減衰係数(ζcal)が求められる、請求項5記載の電力変換制御装置。 - 前記減衰係数求解回路(310)は、
前記測定対象(W1)の一対の極大値(a(j),a(j+m))を検出するピーク値検出回路(314)と、
前記一対の前記極大値の間に発生する他の極大値の個数よりも1大きい整数(m)と前記一対の前記極大値同士の比とから前記測定対象の対数減衰率(δ)を求め、前記対数減衰率から前記減衰係数(ζcal)を求める計算を行う減衰係数計算回路(316)と
を含む、請求項6記載の電力変換制御装置。
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