JP2008092611A - インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】リアクタ及びスイッチング素子の損失を低減し、並びにモータの効率の低下を抑制するインバータ装置を提供する。
【解決手段】複数の相からなる負荷に接続されるインバータ回路を有するインバータ装置1において、直流電源2の正極端側に接続された第1リアクタと、直流電源の負極端側に接続された第2リアクタと、第1リアクタの入力端と第2リアクタの出力端との間に接続された第1コンデンサと、1リアクタの出力端と第2リアクタの入力端との間に接続された第2コンデンサとを備えて構成される昇圧回路6Uを各相別に備え、各昇圧回路の出力端側には、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子を直列に接続し、それぞれのスイッチング素子と並列にダイオードを接続した直列回路が接続され、該直列回路のそれぞれの前記スイッチング素子同士の接続点に負荷が接続されている。
【選択図】図1
【解決手段】複数の相からなる負荷に接続されるインバータ回路を有するインバータ装置1において、直流電源2の正極端側に接続された第1リアクタと、直流電源の負極端側に接続された第2リアクタと、第1リアクタの入力端と第2リアクタの出力端との間に接続された第1コンデンサと、1リアクタの出力端と第2リアクタの入力端との間に接続された第2コンデンサとを備えて構成される昇圧回路6Uを各相別に備え、各昇圧回路の出力端側には、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子を直列に接続し、それぞれのスイッチング素子と並列にダイオードを接続した直列回路が接続され、該直列回路のそれぞれの前記スイッチング素子同士の接続点に負荷が接続されている。
【選択図】図1
Description
本発明は、直流電源を昇圧する昇圧回路を有するインバータ装置に関する。
ハイブリッド自動車、燃料電池車両や電動車両などでは、電動機(以下、モータ)により、駆動力が生成され、車軸に伝達される。車両の走行状態に応じた最適な駆動力を得るために、直流電源の電源電圧を昇圧回路により、所望の電圧に昇圧し、該昇圧電圧に基づき、モータの駆動力を得ている。
高出力及び高効率を実現する昇圧回路として、特許文献1に記載されたインピーダンス(Z)ソース昇圧回路が提案されている。Zソース昇圧回路は、直流電源2の正極端側に接続された第1リアクタと、直流電源の負極端側に接続された第2リアクタと、第1リアクタの入力端と第2リアクタの出力端との間に接続された第1コンデンサと、第1リアクタの出力端と第2リアクタの入力端との間に接続された第2コンデンサとを備えて構成される。そして、インバータ回路が昇圧回路の出力側に接続される。
インバータ回路は、U,V,W相について、IGBT素子(Insulated Gate Bipolar mode Transistor)(スイッチング素子)とフリーホイルダイオードとを逆並列接続したIGBTモジュールが三相インバータ回路の各アームを構成する。上アーム(ハイ側)を構成するIGBTモジュールと下アーム(ロー側)を構成するIGBTモジュールは直列接続されて三相インバータ回路を構成する。従来、昇圧回路はインバータ回路のU,V,W相に共通に設けられていた。インバータ回路は、キャリア周期毎に、U相,V相,W相について、各相電流が目標電流に一致するように、パルス幅変調(PWM)方式により制御される。
Zソース昇圧回路は、U,W,Wのいずれかの相の上下のアームが短絡するショート期間において、第1及び第2リアクタの充電による磁気エネルギーの蓄積、並びに第1及び第2コンデンサの放電を行った後、U,V,W相の全ての上又は下アームが短絡するゼロベクトル期間や、PWM制御による通電期間において、第1及び第2リアクタの放電並びに第1及び第2コンデンサの充電を行うことにより昇圧する。このとき、ショート期間、ゼロベクトル期間及び通電期間において、第1及び第2リアクタに電流が流れる。昇圧電圧を大きくする場合は、ショート期間を長くする。従来、昇圧回路の目標昇圧電圧Vo*は、U,V,W相に共通、例えば、Vo*={(Vd*)2+(Vq*)2)}1/2に設定されていた。但し、Vd*はd軸目標電圧、Vq*はq軸目標電圧である。
米国特許出願公開第2003/0231518号公報
しかしながら、従来の昇圧回路には、U,V,W相に共通の昇圧指令値Vo*に基づき昇圧されていたことから次のような問題があった。
(1)昇圧指令値Vo*を大きくするには、ショート期間を長くする必要があるが、ショート期間には第1及び第2リアクタに充電電流が流れるとともに、ショート期間が長いと、第1及び第2リアクタの充電電流が大きくなり、第1及び第2リアクタの抵抗による損失が大きくなるという問題点がある。また、通電期間及びゼロベクトル期間には、第1及び第2リアクタに放電電流が流れるが、昇圧電圧Voが大きいと、第1及び第2リアクタの放電電流が大きくなり、第1及び第2リアクタの抵抗による損失が大きくなるという問題点がある。従来、昇圧指令電圧Vo*がU,V,Wに共通の高電圧であったことから、第1及び第2リアクタの抵抗による損失が大きくなるという問題点がある。特に、損失は電流の2乗に比例することから、電流が大きくなるとそれだけ損失が大きくなる。損失により第1及び第2リアクタが発熱するという問題点がある。
(2)インバータ回路のスイッチング素子は、パルス幅変調方式によりON/OFF制御される。スイッチング素子がON/OFFされると、スイッチング素子の端子電圧と電流が共に非飽和領域を通過して、中間的な値をとるので、その間における素子のスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失は、昇圧電圧Voが大きくなると、より大きくなるが、上述したように、昇圧指令値Vo*が大きなものとなることから、昇圧電圧Voが大きくなり、スイッチング損失が大きくなるという問題がある。通常、ショート期間は、U,V,W相のPWM制御パターンが変更となるタイミングで変更となる相の上下のアームを短絡させることにより設けられるが、ショートすると、昇圧電圧Voが大きいと、より大きなショート電流が流れて、スイッチング損失は大きなものとなる。
(3)インバータ回路には、負荷としてモータが接続されるが、式(1)で示される以下のリップル電流Iripがモータの相電流に含まれる。
(1)昇圧指令値Vo*を大きくするには、ショート期間を長くする必要があるが、ショート期間には第1及び第2リアクタに充電電流が流れるとともに、ショート期間が長いと、第1及び第2リアクタの充電電流が大きくなり、第1及び第2リアクタの抵抗による損失が大きくなるという問題点がある。また、通電期間及びゼロベクトル期間には、第1及び第2リアクタに放電電流が流れるが、昇圧電圧Voが大きいと、第1及び第2リアクタの放電電流が大きくなり、第1及び第2リアクタの抵抗による損失が大きくなるという問題点がある。従来、昇圧指令電圧Vo*がU,V,Wに共通の高電圧であったことから、第1及び第2リアクタの抵抗による損失が大きくなるという問題点がある。特に、損失は電流の2乗に比例することから、電流が大きくなるとそれだけ損失が大きくなる。損失により第1及び第2リアクタが発熱するという問題点がある。
(2)インバータ回路のスイッチング素子は、パルス幅変調方式によりON/OFF制御される。スイッチング素子がON/OFFされると、スイッチング素子の端子電圧と電流が共に非飽和領域を通過して、中間的な値をとるので、その間における素子のスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失は、昇圧電圧Voが大きくなると、より大きくなるが、上述したように、昇圧指令値Vo*が大きなものとなることから、昇圧電圧Voが大きくなり、スイッチング損失が大きくなるという問題がある。通常、ショート期間は、U,V,W相のPWM制御パターンが変更となるタイミングで変更となる相の上下のアームを短絡させることにより設けられるが、ショートすると、昇圧電圧Voが大きいと、より大きなショート電流が流れて、スイッチング損失は大きなものとなる。
(3)インバータ回路には、負荷としてモータが接続されるが、式(1)で示される以下のリップル電流Iripがモータの相電流に含まれる。
Irip=(Vo−Vemf)/L ・・・ (1)
但し、Voは昇圧電圧、Vemfはモータの回転数に比例してモータコイルに発生する逆起電圧、Lはモータコイルのインダクタンスである。従来、昇圧電圧VoはU,V,W相に共通の高電圧であることから、昇圧電圧Voが高くなり、それだけリップル電流Iripが大きくなる。リップル電流Iripが大きくなると、モータの鉄心に渦電流が流れ、モータ鉄損が増大し、モータの効率が低下するという問題がある。
但し、Voは昇圧電圧、Vemfはモータの回転数に比例してモータコイルに発生する逆起電圧、Lはモータコイルのインダクタンスである。従来、昇圧電圧VoはU,V,W相に共通の高電圧であることから、昇圧電圧Voが高くなり、それだけリップル電流Iripが大きくなる。リップル電流Iripが大きくなると、モータの鉄心に渦電流が流れ、モータ鉄損が増大し、モータの効率が低下するという問題がある。
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、リアクタ及びスイッチング素子の損失を低減し、並びにモータの効率の低下を抑制するインバータ装置を提供することを目的とする。
請求項1記載の発明によると、複数の相からなる負荷に接続されるインバータ回路を有するインバータ装置であって、直流電源の正極端側に接続された第1リアクタと、前記直流電源の負極端側に接続された第2リアクタと、前記第1リアクタの入力端と前記第2リアクタの出力端との間に接続された第1コンデンサと、前記1リアクタの出力端と前記第2リアクタの入力端との間に接続された第2コンデンサとを備えて構成される昇圧回路を各相別に備え、各昇圧回路の出力端側には、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子を直列に接続し、それぞれの前記スイッチング素子と並列にダイオードを接続した直列回路が接続され、該直列回路のそれぞれの前記スイッチング素子同士の接続点に前記負荷が接続されていることを特徴とするインバータ装置が提供される。
請求項2記載の発明によると、請求項1記載の発明において、前記負荷はステータ及びロータを有する3相モータであり、前記負荷に流れる各相の相電流について、前記ロータの前記ステータに対する回転角度が所定範囲における、該相の相電流が所定値以下の場合、該相の昇圧回路による昇圧電圧がそれ以外の相電流の場合に比べて小さくなるよう制御することを特徴とするインバータ装置が提供される。
請求項3記載の発明によると、請求項1記載の発明において、前記負荷の指令トルクに基づき各相の相電圧指令値を算出する相電圧指令値算出手段と、各相の前記昇圧回路についての昇圧指令値を該相の前記相電圧指令値に基づき算出する昇圧指令値算出手段を具備したことを特徴とするインバータ装置が提供される。
請求項4記載の発明によると、請求項3記載の発明において、前記昇圧指令値算出手段は、前記相電圧指令値と前記直流電源の電圧とに基づき、該相電圧指令値に対応する昇圧回路による昇圧の必要の有無を判断し、昇圧の必要がないときは、該相の正極側及び負極側の前記スイッチング素子を短絡させないことを特徴とするインバータ装置が提供される。
請求項5記載の発明によると、請求項4記載の発明において、前記昇圧指令値算出手段は、昇圧の必要があると判断される場合は、該昇圧の必要な昇圧回路の相電圧指令値の絶対値が大きくなるにつれて、該相の昇圧指令値を大きくするインバータ装置が提供される。
請求項6記載の発明によると、請求項5記載の発明において、前記昇圧指令値算出手段は、昇圧の必要があると判断される場合は、該昇圧の必要な昇圧回路の昇圧指令値の絶対値が該相の相電圧指令値の絶対値に等しくなるようにしたインバータ装置が提供される。
請求項1記載の発明によると、相毎に昇圧回路を備えたので、相毎に最適な昇圧電圧とできるので、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第1及び第2リアクタに流れる損失を低減、並びに負荷の効率の向上化を図ることが可能となる。
請求項2記載の発明によると、負荷がステータ及びロータを有する3相モータであるとき、ロータのステータに対する回転角度により示される各相の相電流の位相が所定範囲の低電流の相電流では、指令トルクに対する寄与が小さいので、該相の昇圧回路による昇圧電圧がそれ以外の相電流の場合に比べて小さくなるように制御するので、昇圧電圧を小さくでき、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第1及び第2リアクタに流れる損失の低減、並びに負荷の効率の向上化を図ることができる。
請求項3記載の発明によると、各相の昇圧回路についての昇圧指令値を相電圧指令値に基づき算出するので、最適な昇圧指令値にでき、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第1及び第2リアクタに流れる損失を低減、並びに負荷の効率の向上化が可能となる。
請求項4記載の発明によると、昇圧の必要がないときは、該相の正極側及び負極側のスイッチング素子を短絡させずショート期間を無くすことができるので、更に、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第1及び第2リアクタに流れる損失の低減、並びに負荷の効率の向上化を図ることができる。
請求項5記載の発明によると、昇圧の必要があると判断される場合は、昇圧の必要な昇圧回路の相電圧指令値の絶対値が大きくなるにつれて、相の昇圧指令値を大きくするので、最適な昇圧指令値となり、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第1及び第2リアクタに流れる損失の低減、並びに負荷の効率の向上化を図ることができる。
請求項6記載の発明によると、昇圧指令値を必要最小なものとすることができ、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第1及び第2リアクタに流れる損失の低減、並びに負荷の効率の向上化を最適に図ることができる。
図1は本発明の実施形態による示すインバータ装置1の構成図である。図1に示すように、インバータ装置1は、直流電源2、平滑コンデンサ4、ダイオードDU,DV,DW、トランジスタ(IGBT素子)QiU,QiV,QiW、昇圧回路6U,6V,6W及びブリッジ回路7U,7V,7Wから成る昇圧・ブリッジ回路8U,8V,8W、モータ9、バッテリ電圧センサ10、相電流センサ12U,12V,12W、位置検出センサ14及びECU16を具備する。
直流電源2は、モータ9に昇圧回路6U,6V,6Wやブリッジ回路7U,7V,7Wを介して電力供給するための蓄電装置であり、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などであり、複数の単電池がモジュール化された複数のバッテリブロックが直列接続されている。直流電源2はキャパシタでも良い。
ダイオードDU,DV,DWはアノードが直流電源2(直流電源)に接続され、カソードが昇圧回路6U,6V,6Wの第1リアクタL1U,L1V,L1Wに接続されている。IGBT素子QiU,QiV,QiWは、ダイオードDU,DV,DWに並列に接続され、スイッチング素子をなす。
ダイオードDU,DV,DWは、通電期間やゼロベクトル期間ではON,ショート期間ではOFFするためのものである。直流電源2と昇圧回路6U,6V,6Wとの間の通電のオン及びオフをECU16から入力されるゲート信号に応じて切り換えるスイッチング素子をなすトランジスタQiU,QiV,QiWが設けられている。
そして、このIGBT素子QiU,QiV,QiWのコレクタは第1リアクタL1U,L1V,L1Wにそれぞれ接続され、エミッタは直流電源2の正極端に接続されている。IGBT素子QiU,QiV,QiWはECU16によりモータ9の負荷電流が低い領域において適宜オンされたり、図示しない外部原動機によりモータ9が駆動されて発電された発電電力を直流電源2に充電するときにオンされたり、モータ9の回生制動により発生された回生電力を直流電源2に充電するときにオンされる。
平滑コンデンサ4は、直流電源2の正極端と負極端に並列に接続されて、IGBT素子UH,UL,VH,VL,WH,WLのスイッチングによるノイズを除去する。
昇圧回路6U,6V,6Wは、相毎に設けられ、ダイオードDU,DV,DWのカソード(直流電源2の正極端側)にそれぞれ接続された第1リアクタL1U,L1V,L1Wと、直流電源2の負極端側にそれぞれ接続された第2リアクタL2U,L2V,L2Wと、第1リアクタL1U,L1V,L1Wの入力端と第2リアクタL2U,L2V,L2Wの出力端との間にそれぞれ接続された第1コンデンサC1U,C1V,C1Wと、第1リアクタL1U,L1V,L1Wの出力端と第2リアクタL2U,L2V,L2Wの入力端との間にそれぞれ接続された第2コンデンサC2U,C2V,C2Wとを備えて構成されたZソース昇圧回路である。
昇圧回路6Uは、ECU16の制御によりブリッジ回路7UのIGBT素子UH,ULが短絡するショート期間において、第1リアクタL1→UH→UL→第1コンデンサC1U→第1リアクタL1U、並びに第2リアクタL2U→第2コンデンサC2U→UH→UL→第2リアクタL2Uと電流が流れて、第1及び第2リアクタL1U,L2Uの充電による磁気エネルギーの蓄積並びに第1及び第2コンデンサC1U,C2Uが放電され、ショート期間の時間長で決まる昇圧電圧Vouに昇圧する。昇圧回路6V,6Wのショート期間における昇圧動作は上述の昇圧回路6Uと同様である。このように、昇圧回路6U,6V,6Wは、それぞれ独立して、所望の昇圧電圧Vou,Vov,Vowに昇圧する。
昇圧回路6Uでは、通電期間やゼロベクトル期間において、直流電源2→ダイオードDU→第1リアクタL1U→第2コンデンサC2U→直流電源2、及び直流電源2→ダイオードDU→第1コンデンサC1U→第2リアクタL2U→直流電源2と、第1及び第2リアクタL1U,L2Uの放電並びに第1及び第2コンデンサC1U,C2Uの放電電流が流れる。昇圧回路6V,6Wの通電期間やゼロベクトル期間における第1及び第2リアクタL1V,L1W,L2V,L2Wの放電並びに第1及び第2コンデンサC1V,C1W,C2V,C2Wの放電動作は、上述の昇圧回路6V,6Wの動作と同様である。
ブリッジ回路7U,7V,7Wは、Zソース昇圧回路6U,6V,6Wの各相の正極側の出力端がU,V,W相の各相の正極電源ライン、負極側の出力端がU,V,W相の各相負極電源ラインに接続された各相のブリッジ回路であり、ブリッジ回路7U,7V,7Wにより、三相インバータ回路を構成する。
ブリッジ回路7U,7V,7Wは、IGBT素子(スイッチング素子)とフリーホイルダイオードとを逆並列接続したIGBTモジュールが三相インバータ回路の各アームを構成する。U相,V相,W相の上アームと下アームを構成するIGBTモジュールは直列接続されてブリッジ回路を構成する。
IGBT素子UH及びフライホイールダイオードDUHは、U相の上アーム(ハイ側)を構成する。また、IGBT素子VH及びフライホイールダイオードDVHは、V相の上アームを構成し、IGBT素子WH及びフライホイールダイオードDWHは、W相の上アームを構成する。
IGBT素子UL及びフライホイールダイオードDULは、U相の下アーム(ロー側)を構成する。また、IGBT素子VL及びフライホイールダイオードDVLは、V相の下アームを構成し、IGBT素子WL及びフライホイールダイオードDWLは、W相の下アームを構成する。
IGBT素子UH,VH,WHのコレクタが第1リアクタL1U,L1V,L1WのZソース昇圧回路6U,6V,6Wの出力端側にそれぞれ接続されている。IGBT素子UL,VL,WLのエミッタが第2リアクタL2U,L2V,L2WのZソース昇圧回路6U,6V,6Wの出力端側にそれぞれ接続されている。各IGBT素子UH,VH,WH,UL,VL,WLのコレクタ−エミッタ間は、エミッタからコレクタの方向が順方向となるようにフライホイールダイオードDUH,DVH,DWH,DUL,DVL,DWLがそれぞれ接続されている。
IGBT素子UH,UL,VH,VL,WH,WLをパルス幅変調によりON/OFFするパルス信号(ゲート信号)がECU16よりIGBT素子UH,UL,VH,VL,WH,WLのゲートに入力される。各IGBT素子UH,VH,WHのエミッタ及び各IGBT素子UL,VL,WLのコレクタは、モータ9のU,V,W相の各コイル端子に接続されている。
パルス幅変調によるPWM制御パターンをU,V,W相の順に(***)で表す。*は、1/0であり、UH,VH,WHがON状態のとき、1であり、UH,VH,WHがOFF状態のとき、0である。また、UH,VH,WHがON状態のとき、UL,VL,WLはOFF状態である。
ゼロベクトル以外の期間において、PWM制御パターンが、例えば、(100)のとき、UHがON状態、VH,WHがOFF状態、ULがOFF状態、VL,WLがON状態であり、DUL,DVH,DWHはOFF状態となる。このとき、モータ9に流れる電流は、直流電源2→DU→第1リアクタL1U→UH→モータ9のU相コイル→モータ9のV,W相コイル→VL,WL→第2リアクタL2V,L2W→直流電源2と流れる。U相電流iuは、U相とV相の相間電圧Vuv=Vou+VovとU相とW相の相間電圧Vuw=Vou+Vowの和に相当する電流となる。即ち、U相電流iuは、U相とV相の相間電圧及びU相とW相の相間電圧の和に相当する電流となる。
また、PWM制御パターンが、例えば、(110)のとき、UH,VHがON状態、WHがOFF状態、UL,VLがOFF状態、WLがON状態であり、DUL,DVL,DWHはOFF状態となる。このとき、モータ9に流れる電流は、直流電源2→ダイオードDU,DV→第1リアクタL1U,L1V→UH,VH→モータ9のU,V相コイル→モータ9のW相コイル→WL→第2リアクタL2W→直流電源2と流れる。また、U相,V相の昇圧電圧Vou,VovをVou>Vovとする。Vou>Vovであることから、DVHがONする。第1リアクタL1UからUH及びDVHを通して、U相とV相の相間電圧(Vou−Vov)に相当する電流iuvが第1リアクタL1V側に流れる。即ち、U相電流iuは、U相とW相の相間電圧とU相とV相の相間電圧の和に相当する電流となる。ゼロベクトル以外の他のPWM制御パターンの場合も、モータ9に流れる電流は、上述したと同様である。
(111)ゼロベクトルでは、UH,VH,WHがON状態、UL,VL,WLがOFF状態であり、DUL,DVL,DWLはOFF状態となる。U相,V相,W相の昇圧電圧Vou,Vov,VowをVou>Vov,Vowとする。Vou>Vov,Vowであることから、DVH,DWHがONする。第1リアクタL1UからUH及びDVHを通して、U相とV相の相間電圧(Vou−Vov)に相当する電流iuvが第1リアクタL1V側に流れる。また、第1リアクタL1UからUH及びDWHを通して、U相とW相の相間電圧(Vou−Vow)に相当する相電流iuwが第1リアクタL1W側に流れる。従って、U相電流iuは、(iuv+ivw)となる。即ち、U相電流iuは、U相とV相の相間電圧とU相とW相の相間電圧の和に相当する電流となる。
(000)ゼロベクトルでは、UH,VH,WHがOFF状態、UL,VL,WLがON状態であり、DUH,DVH,DWHがOFF状態となる。U相,V相,W相の昇圧電圧Vou,Vov,VowをVou>Vov,Vowとする。−Vou<−Vov,−Vowであることから、DVL,DWLがONする。第2リアクタL2VからDVL及びULを通して、U相とV相の相間電圧(−Vov+Vou)に相当する電流−ivuが第2リアクタL2U側に流れる。また、第2リアクタL2WからDWL及びULを通して、U相とW相の相間電圧(−Vow+Vou)に相当する相電流−iwuが第2リアクタL2U側に流れる。従って、U相電流iuは、(−ivu−iwv)となる。即ち、U相電流iuは、U相とV相及びU相とW相の相間電圧に相当する電流となる。
V相電流ivについても同様にV相とU相の相間電圧とV相とW相の相間電圧の和に相当する電流となる。また、W相電流iwについても同様にW相とU相の相間電圧とW相とV相の相間電圧の和に相当する電流となる。
従って、パルス幅変調方式では、キャリア周期における平均相電圧は、相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に等しくなることから、相電圧Vu*,Vv*,Vw*の相間電圧に相当する相電流iu,iv,ivが流れ、モータ9に指令トルクを供給することができる。
モータ9は、3相電力機器、例えば、ハイブリッド車両や燃料電池車両や電動車両などの車両に駆動源として搭載されるDCブラシレスモータ等である。バッテリ電圧センサ10は直流電源2の電源電圧Vbattを検出する。相電流センサ12U,12V,12Wは、モータ9に流れるU,V,W相の相電流iu,iv,iwを検出するセンサである。位置検出センサ14は、モータ9のステータとロータとの相対回転角θmを検出するセンサである。センサ10,12U,12V,12W,14の出力信号は、ECU16に入力され、アナログ/デジタル変換器によりアナログ信号からデジタル信号に変換されて、ECU16で処理される。
電子制御ユニットであるECU16は、モータ9の駆動及び回生作動を制御するモータ制御手段として機能するものであり、図2に示すように、目標Vd*,Vq*算出手段52、相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*算出手段54、昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*算出手段56、ショート時間算出手段58、パルス幅決定手段60及びゲート信号出力手段62をプログラムの実行などにより実現する機能を有する。
目標Vd*,Vq*算出手段52は、回転直交座標をなすdq座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、運転者のアクセル操作に係るアクセル開度を検出する図示しないアクセル開度センサ及び運転者のブレーキ操作に係る図示しないブレーキスイッチのオン/オフ等の各センサによる検出信号等から算出された車両の運転状態に応じたモータ9に対するトルク指令値から、目標d軸電流id*及び目標q軸電流iq*を演算する。目標d軸電流id*、目標q軸電流iq*、回転角度θm、並びにU相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwの検出値をdq座標上に変換して得たd軸電流id及びq軸電流iqから、d軸電流id及びq軸電流iqと目標d軸電流id*及び目標q軸電流iq*との各偏差、並びにモータ9の回転数と回転数指令値との偏差がゼロとなるように、目標d軸電圧Vd*及び目標q軸電圧Vq*を演算する。
相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*算出手段54は、例えば、目標d軸電圧Vd*及び目標q軸電圧Vq*を座標変換し、モータ9に加えるべきU,V,W相の相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を演算する。
昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*算出手段56は、バッテリ電圧センサ10から出力された電圧Vbatt及び相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に基づいて昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*を算出する手段であり、例えば、次のようにして算出する。
(ア)昇圧回路6Uを昇圧する必要があるか否かを判断する。即ち、バッテリ電圧センサ10により検出された電圧Vbattと相電圧指令値Vu*を比較して、相電圧指令値Vu*が直流電源2の電源電圧の範囲内である場合、昇圧回路6Uによる昇圧の必要がないものと判断し、それ以外のとき、昇圧回路6Uによる昇圧の必要があると判断する。昇圧回路6V,6Wの場合も昇圧回路6Uと同様である。
(イ)昇圧回路6Uによる昇圧の必要がある場合は、相電圧指令値Vu*が大きくなると、昇圧指令値Vou*が大きくなるように昇圧指令値Vou*を演算する。例えば、昇圧指令値Vou*=相電圧指令値Vu*とする。昇圧回路6V,6Wについても昇圧回路6Uと同様である。このように、昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*がU,V,W相について別々に演算される。尚、昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*は、相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*よりも大きな値でも良い。
(ア)昇圧回路6Uを昇圧する必要があるか否かを判断する。即ち、バッテリ電圧センサ10により検出された電圧Vbattと相電圧指令値Vu*を比較して、相電圧指令値Vu*が直流電源2の電源電圧の範囲内である場合、昇圧回路6Uによる昇圧の必要がないものと判断し、それ以外のとき、昇圧回路6Uによる昇圧の必要があると判断する。昇圧回路6V,6Wの場合も昇圧回路6Uと同様である。
(イ)昇圧回路6Uによる昇圧の必要がある場合は、相電圧指令値Vu*が大きくなると、昇圧指令値Vou*が大きくなるように昇圧指令値Vou*を演算する。例えば、昇圧指令値Vou*=相電圧指令値Vu*とする。昇圧回路6V,6Wについても昇圧回路6Uと同様である。このように、昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*がU,V,W相について別々に演算される。尚、昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*は、相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*よりも大きな値でも良い。
ショート時間算出手段58は、昇圧回路6Uによる昇圧の必要がない場合は、U相について、ショート期間=0とし、昇圧の必要がある場合は、昇圧指令値Vou*及び直流電源2の電圧から、昇圧回路6Uの昇圧電圧Vouが昇圧指令値Vou*に一致するように、ショート時間Tsを演算する。V相,W相についてもU相と同様にショート時間Tsの演算をする。
パルス幅決定手段60は、相電圧指令値Vu*と、キャリア周期Tcを周期とし、昇圧指令値Vou*(昇圧の必要がない場合は、昇圧指令値は直流電源2の電圧Vbatt)に対応する振幅を有する三角波キャリア信号とに基づくパルス幅変調方式により、U相IGBT素子UH,ULのゲートに印加するためのPWM制御信号を求める。V,W相についても、同様に、VH,VL,WH,WLのゲートに印加するためのPWM制御信号を求める。
例えば、昇圧指令値Vou*=相電圧指令値Vu*の場合、キャリア周期全体において、UHがON状態となる。尚、パルス幅変調方式は、三角波キャリア変調方式以外の例えば空間ベクトル変調方式でも良い。
例えば、昇圧指令値Vou*=相電圧指令値Vu*の場合、キャリア周期全体において、UHがON状態となる。尚、パルス幅変調方式は、三角波キャリア変調方式以外の例えば空間ベクトル変調方式でも良い。
ゲート信号出力手段62は、キャリア周期Tcに同期して、ショート時間算出手段58により算出されたU,V,W相のショート時間Tsだけショート期間が継続、例えば、UH,VH,WHがONするタイミングで短絡させるようにゲート信号を出力する。ショート期間終了後、パルス幅決定手段60が決定したパルス幅だけUH,VH,WHがONするようにゲート信号を出力してから、UH,VH,WHをOFFするようゲート信号を出力する。尚、パルス幅+ショート期間>キャリア周期であれば、パルス幅=キャリア周期−ショート期間とする。
以下、図3〜図6を参照して、本実施形態によるインバータの制御方法を説明する。U,V,W相についての制御は実質的には同一であるので、図3及び図5では、U相について記載してある。ステップS2で指令トルク及び指令回転数が入力される。ステップS4で位置検出センサ14より回転角度θm、相電流センサ12U,12V,12WよりU相電流iu,V相電流iv,W相電流iw、及び図示しない回転数センサよりモータ9の回転数が検出される。ステップS6で以下の処理を行う。
トルク指令値から、目標d軸電流id*及び目標q軸電流iq*を演算する。目標d軸電流id*、目標q軸電流iq*、回転角度θm、並びにU相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwの検出値をdq座標上に変換して得たd軸電流id及びq軸電流iqから、d軸電流id及びq軸電流iqと目標d軸電流id*及び目標q軸電流iq*との各偏差、、並びにモータ9の回転数と回転数指令値との偏差がゼロとなるように、目標d軸電圧Vd*及び目標q軸電圧Vq*を演算する。そして、目標d軸電圧Vd*及び目標q軸電圧Vq*を座標変換し、モータ9に加えるべきU,V,W相の相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を演算する。以下のステップS8〜S16の処理は、U,V,W相について別々に実行されるが、ここでは、U相について説明する。
図4に示すように、相電圧指令値Vu*は時間について正弦波となる。バッテリ電圧センサ10のセンサ出力値が直流電源2の電圧の範囲を−Vbatt〜Vbattとし、バッテリ電圧センサ10によりバッテリ電圧Vbattが検出されるものとする。尚、ステップS8で相電圧指令値Vu*の絶対値とバッテリ電圧センサ10により検出されるバッテリ電圧Vbattを比較して、│Vu*│がVbattよりも大きいか否かを判定する。
肯定判定ならば、昇圧回路7Uによる昇圧の必要があると判断して、ステップS12に進む。否定判定ならば、昇圧回路7Uによる昇圧の必要がないものと判断して、ステップS14に進む。例えば、時刻t1〜t2及び時刻t3〜t4では、昇圧回路6Uによる昇圧の必要がありと判断され、時刻t2〜t3では、昇圧回路6Uによる昇圧の必要なしと判定される。
ステップS10で相電圧指令値Vu*から昇圧指令値Vou*を演算する。例えば、昇圧指令値Vou*=相電圧指令値Vu*の絶対値とする。ステップS12で昇圧指令値Vou*とバッテリ電圧Vbattから昇圧のためのショート時間Tsを演算する。このとき、図4に示すように、昇圧指令値Vou*の絶対値が大きくなると、ショート期間Tsの時間長は長くなる。ステップS14で相電圧指令値Vu*と、キャリア周期Tcを周期とし、昇圧指令値Vou*(昇圧の必要なしの場合は、Vou*=Vbatt)に対応する振幅を有する三角波キャリア信号とに基づくパルス幅変調方式により、UHのゲートに印加するゲート信号のハイレベルのパルス幅を求める。尚、パルス幅変調方式は、三角波キャリア変調方式以外の例えば空間ベクトル変調方式でも良い。
例えば、図5に示すように、昇圧指令値Vou*、例えば、直流電源2のバッテリ電圧Vbattに等しい振幅を有する三角波キャリア信号CSと相電圧指令値Vu*と比較して、UHのゲートに印加するゲート信号のハイレベルのパルス幅W1を算出する。このとき、キャリア周期におけるUHの平均エミッタ電圧(U相コイル端子の電圧)は相電圧指令値Vu*に等しくなるとともに、UHがON状態のときU相のコイル端子電圧は昇圧指令値Vou*に等しくなる。
一方、従来は、昇圧指令値Vo*はU,V,W相で共通の高圧であり、昇圧指令値Vo*に等しい値の振幅を有する三角波キャリア信号CS’と相電圧指令値Vu*と比較されて、UHのゲートに印加するゲート信号のハイレベルのパルス幅W2が算出される。このとき、UHがON状態のときU相のコイル端子電圧は昇圧指令値Vo*に等しくなり、昇圧指令値Vou*よりも高くなる。図5中のViUHは本実施形態によるUHのゲート信号のレベルを示し、V’iUHは従来技術によるUHのゲート信号のレベルを示す。
ステップS16でUHがOFF状態からON状態となるタイミングで、ショート時間TsだけUH,ULを共にON状態、例えば、UHがOFF状態からON状態となるタイミングからショート時間Tsが経過してから、ULをOFFするようにゲート信号を出力することにより時間Tsのショート期間を設け、ULがOFFされてから、ステップS14で算出したパルス幅だけUHのON状態を継続する。例えば、図5では、昇圧指令値Vou*=Vbattであり、昇圧回路6Uによる昇圧の必要がないことから、ショート期間は設けられない。一方、従来は昇圧指令値Vo*に昇圧するためにショート期間Ts’が設けられる。
この結果、昇圧回路6Uの昇圧電圧Vouは昇圧指令値Vou*に等しくなる。また、キャリア周期Tcにおけるモータ9のU相コイルの平均電圧は、相電圧指令値Vu*に等しくなる。V,W相についても、U相と同様の処理が実行されて、キャリア周期Tcにおけるモータ9のU,W相コイルの平均電圧は相電圧指令値Vv*,Vw*等しくなる。そのため、モータ9の相電流iu,iv,iwは相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*の相間電圧に基づく電流値となり、モータ9に指令トルクを供給することができる。
図6に示すように、相電圧指令値Vu*が直流電源2のバッテリ電圧Vbatt以下になって相電流iuが小さくなるB領域における昇圧電圧VouはVbattに等しくなる。また、相電圧指令値Vu*が直流電源2のバッテリ電圧Vbattよりも高くなって相電流iuが大きくなるA領域における昇圧電圧Vouは相電圧指令値Vu*となる。また、相電流iv,iwと昇圧電圧Vov,Vowの関係も上記相電流iuと昇圧電圧Vouとの関係と同様である。
第1実施形態では、以下の効果がある。
(1)各昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧電圧Vou,Vov,Vowを相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に応じた電圧としたので、通電期間における、第1リアクタL1U,L1V,L1W及び第2リアクタL2U,L2V,L2Wに流れる電流が従来よりも少なくなり、第1及び第2リアクタの抵抗による損失を抑制することができる。更に、各昇圧回路6U,6V,6Wについて、昇圧が必要ない場合は、昇圧をしないようにし、また、各昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧電圧Vou,Vov,Vowを相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に応じた電圧としたことから、ショート期間が無くなり、また、従来よりもショート期間が短くなることから、ショート時間に流れる電流が少なくなり、第1及び第2リアクタの抵抗による損失を抑制することができる。
(2)各昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧電圧Vou,Vov,Vowを相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に応じた電圧としたので、スイッチング損失を抑制することができる。
(3)各昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧電圧Vou,Vov,Vowを相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に応じた図7中のa1で示す電圧としたので、式(1)のVoが従来のb1で示す電圧よりも小さくなり、a2中のリップル電流Irip1が従来のリップル電流Irip2よりも少なくすることができる。そのため、モータ鉄損を抑制することができ、モータの効率が低下することを抑制できる。
(1)各昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧電圧Vou,Vov,Vowを相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に応じた電圧としたので、通電期間における、第1リアクタL1U,L1V,L1W及び第2リアクタL2U,L2V,L2Wに流れる電流が従来よりも少なくなり、第1及び第2リアクタの抵抗による損失を抑制することができる。更に、各昇圧回路6U,6V,6Wについて、昇圧が必要ない場合は、昇圧をしないようにし、また、各昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧電圧Vou,Vov,Vowを相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に応じた電圧としたことから、ショート期間が無くなり、また、従来よりもショート期間が短くなることから、ショート時間に流れる電流が少なくなり、第1及び第2リアクタの抵抗による損失を抑制することができる。
(2)各昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧電圧Vou,Vov,Vowを相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に応じた電圧としたので、スイッチング損失を抑制することができる。
(3)各昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧電圧Vou,Vov,Vowを相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に応じた図7中のa1で示す電圧としたので、式(1)のVoが従来のb1で示す電圧よりも小さくなり、a2中のリップル電流Irip1が従来のリップル電流Irip2よりも少なくすることができる。そのため、モータ鉄損を抑制することができ、モータの効率が低下することを抑制できる。
図8は図1と同様のインバータ装置1の構成に適用される第2実施形態によるECU100の機能ブロック図であり、図2中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態では、昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*の算出方法が異なる。昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*算出手段102は、相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*と直流電源2のバッテリ電圧Vbattと比較して、図9に示すように、昇圧回路6U,6V,6Wによる昇圧の必要のないB領域では、昇圧電圧Vou,Vov,Vowを直流電源2のバッテリ電圧に等しくし、昇圧回路6U,6V,6Wによる昇圧が必要なA領域では、昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*を一定の昇圧指令電圧Vo*、例えば、Vo*={(Vd*)2+(Vq*)2}1/2とする。第2実施形態のB領域における効果は第1実施形態と同様である。
本実施形態では、相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*と直流電源2のバッテリ電圧Vbattに基づいて、昇圧回路6U,6V,6Wの昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*を算出するようにしたが、相電流センサ12U,12V,12Wより検出される相電流iu,iv,iwから、昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*を算出することも可能である。
例えば、位置検出センサ14より検出された回転角度θmが示す相電流iu,iv,iwの位相が、各相についての該位相における相電流が指令トルクの実現のために寄与が小さい所定の範囲、例えば、相電流iu,iv,iwがゼロ付近において、相電流iu,iv,iwの絶対値が一定値以下であれば、昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*を一定値、例えば、直流電源2のバッテリ電圧Vbattとし、それ以外の昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*を、例えば、Vo*={(Vd*)2+(Vq*)2}1/2とする。
昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*は、図9のように、2段階でも良いし、3段階以上でも良い。この算出された昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*は、例えば、算出時の次のキャリア周期で使用し、パルス幅変調をする。
1 インバータ装置
2 直流電源
6U,6V,6W 昇圧回路
7U,7V,7W ブリッジ回路
9 モータ
10 バッテリ電圧センサ
12U,12V,12W 相電流センサ
14 位置検出センサ
16 ECU
56 昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*算出手段
58 ショート期間算出手段
60 パルス幅決定手段
2 直流電源
6U,6V,6W 昇圧回路
7U,7V,7W ブリッジ回路
9 モータ
10 バッテリ電圧センサ
12U,12V,12W 相電流センサ
14 位置検出センサ
16 ECU
56 昇圧指令値Vou*,Vov*,Vow*算出手段
58 ショート期間算出手段
60 パルス幅決定手段
Claims (6)
- 複数の相からなる負荷に接続されるインバータ回路を有するインバータ装置であって、
直流電源の正極端側に接続された第1リアクタと、前記直流電源の負極端側に接続された第2リアクタと、前記第1リアクタの入力端と前記第2リアクタの出力端との間に接続された第1コンデンサと、前記1リアクタの出力端と前記第2リアクタの入力端との間に接続された第2コンデンサとを備えて構成される昇圧回路を各相別に備え、
各昇圧回路の出力端側には、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子を直列に接続し、それぞれの前記スイッチング素子と並列にダイオードを接続した直列回路が接続され、該直列回路のそれぞれの前記スイッチング素子同士の接続点に前記負荷が接続されていることを特徴とするインバータ装置。 - 前記負荷はステータ及びロータを有する3相モータであり、前記負荷に流れる各相の相電流について、前記ロータの前記ステータに対する回転角度が所定範囲における、該相の相電流が所定値以下の場合、該相の昇圧回路による昇圧電圧がそれ以外の相電流の場合に比べて小さくなるよう制御することを特徴とする請求項1記載のインバータ装置。
- 前記負荷の指令トルクに基づき各相の相電圧指令値を算出する相電圧指令値算出手段と、各相の前記昇圧回路についての昇圧指令値を該相の前記相電圧指令値に基づき算出する昇圧指令値算出手段を具備したことを特徴とする請求項1記載のインバータ装置。
- 前記昇圧指令値算出手段は、前記相電圧指令値と前記直流電源の電圧とに基づき、該相電圧指令値に対応する昇圧回路による昇圧の必要の有無を判断し、昇圧の必要がないときは、該相の正極側及び負極側の前記スイッチング素子を短絡させないことを特徴とする請求項3記載のインバータ装置。
- 前記昇圧指令値算出手段は、昇圧の必要があると判断される場合は、該昇圧の必要な昇圧回路の相電圧指令値の絶対値が大きくなるにつれて、該相の昇圧指令値の絶対値を大きくする請求項4記載のインバータ装置。
- 前記昇圧指令値算出手段は、昇圧の必要があると判断される場合は、該昇圧の必要な昇圧回路の昇圧指令値の絶対値が該相の相電圧指令値の絶対値に等しくなるようにした請求項5記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2006266836A JP2008092611A (ja) | 2006-09-29 | 2006-09-29 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2006266836A JP2008092611A (ja) | 2006-09-29 | 2006-09-29 | インバータ装置 |
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JP2008092611A true JP2008092611A (ja) | 2008-04-17 |
Family
ID=39376187
Family Applications (1)
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JP2006266836A Withdrawn JP2008092611A (ja) | 2006-09-29 | 2006-09-29 | インバータ装置 |
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JP (1) | JP2008092611A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR101395556B1 (ko) * | 2012-11-20 | 2014-05-16 | 전자부품연구원 | 3상 z-소스 인버터 |
-
2006
- 2006-09-29 JP JP2006266836A patent/JP2008092611A/ja not_active Withdrawn
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