JP2008092611A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リアクタ及びスイッチング素子の損失を低減し、並びにモータの効率の低下を抑制するインバータ装置を提供する。
【解決手段】複数の相からなる負荷に接続されるインバータ回路を有するインバータ装置１において、直流電源２の正極端側に接続された第１リアクタと、直流電源の負極端側に接続された第２リアクタと、第１リアクタの入力端と第２リアクタの出力端との間に接続された第１コンデンサと、１リアクタの出力端と第２リアクタの入力端との間に接続された第２コンデンサとを備えて構成される昇圧回路６Ｕを各相別に備え、各昇圧回路の出力端側には、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子を直列に接続し、それぞれのスイッチング素子と並列にダイオードを接続した直列回路が接続され、該直列回路のそれぞれの前記スイッチング素子同士の接続点に負荷が接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源を昇圧する昇圧回路を有するインバータ装置に関する。

ハイブリッド自動車、燃料電池車両や電動車両などでは、電動機（以下、モータ）により、駆動力が生成され、車軸に伝達される。車両の走行状態に応じた最適な駆動力を得るために、直流電源の電源電圧を昇圧回路により、所望の電圧に昇圧し、該昇圧電圧に基づき、モータの駆動力を得ている。

高出力及び高効率を実現する昇圧回路として、特許文献１に記載されたインピーダンス（Ｚ）ソース昇圧回路が提案されている。Ｚソース昇圧回路は、直流電源２の正極端側に接続された第１リアクタと、直流電源の負極端側に接続された第２リアクタと、第１リアクタの入力端と第２リアクタの出力端との間に接続された第１コンデンサと、第１リアクタの出力端と第２リアクタの入力端との間に接続された第２コンデンサとを備えて構成される。そして、インバータ回路が昇圧回路の出力側に接続される。

インバータ回路は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相について、ＩＧＢＴ素子（Insulated Gate Bipolar mode Transistor）（スイッチング素子）とフリーホイルダイオードとを逆並列接続したＩＧＢＴモジュールが三相インバータ回路の各アームを構成する。上アーム（ハイ側）を構成するＩＧＢＴモジュールと下アーム（ロー側）を構成するＩＧＢＴモジュールは直列接続されて三相インバータ回路を構成する。従来、昇圧回路はインバータ回路のＵ，Ｖ，Ｗ相に共通に設けられていた。インバータ回路は、キャリア周期毎に、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相について、各相電流が目標電流に一致するように、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式により制御される。

Ｚソース昇圧回路は、Ｕ，Ｗ，Ｗのいずれかの相の上下のアームが短絡するショート期間において、第１及び第２リアクタの充電による磁気エネルギーの蓄積、並びに第１及び第２コンデンサの放電を行った後、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の全ての上又は下アームが短絡するゼロベクトル期間や、ＰＷＭ制御による通電期間において、第１及び第２リアクタの放電並びに第１及び第２コンデンサの充電を行うことにより昇圧する。このとき、ショート期間、ゼロベクトル期間及び通電期間において、第１及び第２リアクタに電流が流れる。昇圧電圧を大きくする場合は、ショート期間を長くする。従来、昇圧回路の目標昇圧電圧Ｖｏ^＊は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に共通、例えば、Ｖｏ^＊＝｛（Ｖｄ^＊）²＋（Ｖｑ^＊）²）｝^1/2に設定されていた。但し、Ｖｄ^＊はｄ軸目標電圧、Ｖｑ^＊はｑ軸目標電圧である。
米国特許出願公開第２００３／０２３１５１８号公報

しかしながら、従来の昇圧回路には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に共通の昇圧指令値Ｖｏ^＊に基づき昇圧されていたことから次のような問題があった。
（１）昇圧指令値Ｖｏ^＊を大きくするには、ショート期間を長くする必要があるが、ショート期間には第１及び第２リアクタに充電電流が流れるとともに、ショート期間が長いと、第１及び第２リアクタの充電電流が大きくなり、第１及び第２リアクタの抵抗による損失が大きくなるという問題点がある。また、通電期間及びゼロベクトル期間には、第１及び第２リアクタに放電電流が流れるが、昇圧電圧Ｖｏが大きいと、第１及び第２リアクタの放電電流が大きくなり、第１及び第２リアクタの抵抗による損失が大きくなるという問題点がある。従来、昇圧指令電圧Ｖｏ^＊がＵ，Ｖ，Ｗに共通の高電圧であったことから、第１及び第２リアクタの抵抗による損失が大きくなるという問題点がある。特に、損失は電流の２乗に比例することから、電流が大きくなるとそれだけ損失が大きくなる。損失により第１及び第２リアクタが発熱するという問題点がある。
（２）インバータ回路のスイッチング素子は、パルス幅変調方式によりＯＮ／ＯＦＦ制御される。スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦされると、スイッチング素子の端子電圧と電流が共に非飽和領域を通過して、中間的な値をとるので、その間における素子のスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失は、昇圧電圧Ｖｏが大きくなると、より大きくなるが、上述したように、昇圧指令値Ｖｏ^＊が大きなものとなることから、昇圧電圧Ｖｏが大きくなり、スイッチング損失が大きくなるという問題がある。通常、ショート期間は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ制御パターンが変更となるタイミングで変更となる相の上下のアームを短絡させることにより設けられるが、ショートすると、昇圧電圧Ｖｏが大きいと、より大きなショート電流が流れて、スイッチング損失は大きなものとなる。
（３）インバータ回路には、負荷としてモータが接続されるが、式（１）で示される以下のリップル電流Ｉｒｉｐがモータの相電流に含まれる。

Ｉｒｉｐ＝（Ｖｏ−Ｖｅｍｆ）／Ｌ ・・・ （１）
但し、Ｖｏは昇圧電圧、Ｖｅｍｆはモータの回転数に比例してモータコイルに発生する逆起電圧、Ｌはモータコイルのインダクタンスである。従来、昇圧電圧ＶｏはＵ，Ｖ，Ｗ相に共通の高電圧であることから、昇圧電圧Ｖｏが高くなり、それだけリップル電流Ｉｒｉｐが大きくなる。リップル電流Ｉｒｉｐが大きくなると、モータの鉄心に渦電流が流れ、モータ鉄損が増大し、モータの効率が低下するという問題がある。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、リアクタ及びスイッチング素子の損失を低減し、並びにモータの効率の低下を抑制するインバータ装置を提供することを目的とする。

請求項１記載の発明によると、複数の相からなる負荷に接続されるインバータ回路を有するインバータ装置であって、直流電源の正極端側に接続された第１リアクタと、前記直流電源の負極端側に接続された第２リアクタと、前記第１リアクタの入力端と前記第２リアクタの出力端との間に接続された第１コンデンサと、前記１リアクタの出力端と前記第２リアクタの入力端との間に接続された第２コンデンサとを備えて構成される昇圧回路を各相別に備え、各昇圧回路の出力端側には、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子を直列に接続し、それぞれの前記スイッチング素子と並列にダイオードを接続した直列回路が接続され、該直列回路のそれぞれの前記スイッチング素子同士の接続点に前記負荷が接続されていることを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項２記載の発明によると、請求項１記載の発明において、前記負荷はステータ及びロータを有する３相モータであり、前記負荷に流れる各相の相電流について、前記ロータの前記ステータに対する回転角度が所定範囲における、該相の相電流が所定値以下の場合、該相の昇圧回路による昇圧電圧がそれ以外の相電流の場合に比べて小さくなるよう制御することを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項３記載の発明によると、請求項１記載の発明において、前記負荷の指令トルクに基づき各相の相電圧指令値を算出する相電圧指令値算出手段と、各相の前記昇圧回路についての昇圧指令値を該相の前記相電圧指令値に基づき算出する昇圧指令値算出手段を具備したことを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項４記載の発明によると、請求項３記載の発明において、前記昇圧指令値算出手段は、前記相電圧指令値と前記直流電源の電圧とに基づき、該相電圧指令値に対応する昇圧回路による昇圧の必要の有無を判断し、昇圧の必要がないときは、該相の正極側及び負極側の前記スイッチング素子を短絡させないことを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項５記載の発明によると、請求項４記載の発明において、前記昇圧指令値算出手段は、昇圧の必要があると判断される場合は、該昇圧の必要な昇圧回路の相電圧指令値の絶対値が大きくなるにつれて、該相の昇圧指令値を大きくするインバータ装置が提供される。

請求項６記載の発明によると、請求項５記載の発明において、前記昇圧指令値算出手段は、昇圧の必要があると判断される場合は、該昇圧の必要な昇圧回路の昇圧指令値の絶対値が該相の相電圧指令値の絶対値に等しくなるようにしたインバータ装置が提供される。

請求項１記載の発明によると、相毎に昇圧回路を備えたので、相毎に最適な昇圧電圧とできるので、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第１及び第２リアクタに流れる損失を低減、並びに負荷の効率の向上化を図ることが可能となる。

請求項２記載の発明によると、負荷がステータ及びロータを有する３相モータであるとき、ロータのステータに対する回転角度により示される各相の相電流の位相が所定範囲の低電流の相電流では、指令トルクに対する寄与が小さいので、該相の昇圧回路による昇圧電圧がそれ以外の相電流の場合に比べて小さくなるように制御するので、昇圧電圧を小さくでき、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第１及び第２リアクタに流れる損失の低減、並びに負荷の効率の向上化を図ることができる。

請求項３記載の発明によると、各相の昇圧回路についての昇圧指令値を相電圧指令値に基づき算出するので、最適な昇圧指令値にでき、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第１及び第２リアクタに流れる損失を低減、並びに負荷の効率の向上化が可能となる。

請求項４記載の発明によると、昇圧の必要がないときは、該相の正極側及び負極側のスイッチング素子を短絡させずショート期間を無くすことができるので、更に、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第１及び第２リアクタに流れる損失の低減、並びに負荷の効率の向上化を図ることができる。

請求項５記載の発明によると、昇圧の必要があると判断される場合は、昇圧の必要な昇圧回路の相電圧指令値の絶対値が大きくなるにつれて、相の昇圧指令値を大きくするので、最適な昇圧指令値となり、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第１及び第２リアクタに流れる損失の低減、並びに負荷の効率の向上化を図ることができる。

請求項６記載の発明によると、昇圧指令値を必要最小なものとすることができ、スイッチング素子のスイッチングロスの低減、第１及び第２リアクタに流れる損失の低減、並びに負荷の効率の向上化を最適に図ることができる。

図１は本発明の実施形態による示すインバータ装置１の構成図である。図１に示すように、インバータ装置１は、直流電源２、平滑コンデンサ４、ダイオードＤＵ，ＤＶ，ＤＷ、トランジスタ（ＩＧＢＴ素子）ＱｉＵ，ＱｉＶ，ＱｉＷ、昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ及びブリッジ回路７Ｕ，７Ｖ，７Ｗから成る昇圧・ブリッジ回路８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ、モータ９、バッテリ電圧センサ１０、相電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ、位置検出センサ１４及びＥＣＵ１６を具備する。

直流電源２は、モータ９に昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗやブリッジ回路７Ｕ，７Ｖ，７Ｗを介して電力供給するための蓄電装置であり、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などであり、複数の単電池がモジュール化された複数のバッテリブロックが直列接続されている。直流電源２はキャパシタでも良い。

ダイオードＤＵ，ＤＶ，ＤＷはアノードが直流電源２（直流電源）に接続され、カソードが昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの第１リアクタＬ１Ｕ，Ｌ１Ｖ，Ｌ１Ｗに接続されている。ＩＧＢＴ素子ＱｉＵ，ＱｉＶ，ＱｉＷは、ダイオードＤＵ，ＤＶ，ＤＷに並列に接続され、スイッチング素子をなす。

ダイオードＤＵ，ＤＶ，ＤＷは、通電期間やゼロベクトル期間ではＯＮ，ショート期間ではＯＦＦするためのものである。直流電源２と昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗとの間の通電のオン及びオフをＥＣＵ１６から入力されるゲート信号に応じて切り換えるスイッチング素子をなすトランジスタＱｉＵ，ＱｉＶ，ＱｉＷが設けられている。

そして、このＩＧＢＴ素子ＱｉＵ，ＱｉＶ，ＱｉＷのコレクタは第１リアクタＬ１Ｕ，Ｌ１Ｖ，Ｌ１Ｗにそれぞれ接続され、エミッタは直流電源２の正極端に接続されている。ＩＧＢＴ素子ＱｉＵ，ＱｉＶ，ＱｉＷはＥＣＵ１６によりモータ９の負荷電流が低い領域において適宜オンされたり、図示しない外部原動機によりモータ９が駆動されて発電された発電電力を直流電源２に充電するときにオンされたり、モータ９の回生制動により発生された回生電力を直流電源２に充電するときにオンされる。

平滑コンデンサ４は、直流電源２の正極端と負極端に並列に接続されて、ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのスイッチングによるノイズを除去する。

昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは、相毎に設けられ、ダイオードＤＵ，ＤＶ，ＤＷのカソード（直流電源２の正極端側）にそれぞれ接続された第１リアクタＬ１Ｕ，Ｌ１Ｖ，Ｌ１Ｗと、直流電源２の負極端側にそれぞれ接続された第２リアクタＬ２Ｕ，Ｌ２Ｖ，Ｌ２Ｗと、第１リアクタＬ１Ｕ，Ｌ１Ｖ，Ｌ１Ｗの入力端と第２リアクタＬ２Ｕ，Ｌ２Ｖ，Ｌ２Ｗの出力端との間にそれぞれ接続された第１コンデンサＣ１Ｕ，Ｃ１Ｖ，Ｃ１Ｗと、第１リアクタＬ１Ｕ，Ｌ１Ｖ，Ｌ１Ｗの出力端と第２リアクタＬ２Ｕ，Ｌ２Ｖ，Ｌ２Ｗの入力端との間にそれぞれ接続された第２コンデンサＣ２Ｕ，Ｃ２Ｖ，Ｃ２Ｗとを備えて構成されたＺソース昇圧回路である。

昇圧回路６Ｕは、ＥＣＵ１６の制御によりブリッジ回路７ＵのＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬが短絡するショート期間において、第１リアクタＬ１→ＵＨ→ＵＬ→第１コンデンサＣ１Ｕ→第１リアクタＬ１Ｕ、並びに第２リアクタＬ２Ｕ→第２コンデンサＣ２Ｕ→ＵＨ→ＵＬ→第２リアクタＬ２Ｕと電流が流れて、第１及び第２リアクタＬ１Ｕ，Ｌ２Ｕの充電による磁気エネルギーの蓄積並びに第１及び第２コンデンサＣ１Ｕ，Ｃ２Ｕが放電され、ショート期間の時間長で決まる昇圧電圧Ｖｏｕに昇圧する。昇圧回路６Ｖ，６Ｗのショート期間における昇圧動作は上述の昇圧回路６Ｕと同様である。このように、昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは、それぞれ独立して、所望の昇圧電圧Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，Ｖｏｗに昇圧する。

昇圧回路６Ｕでは、通電期間やゼロベクトル期間において、直流電源２→ダイオードＤＵ→第１リアクタＬ１Ｕ→第２コンデンサＣ２Ｕ→直流電源２、及び直流電源２→ダイオードＤＵ→第１コンデンサＣ１Ｕ→第２リアクタＬ２Ｕ→直流電源２と、第１及び第２リアクタＬ１Ｕ，Ｌ２Ｕの放電並びに第１及び第２コンデンサＣ１Ｕ，Ｃ２Ｕの放電電流が流れる。昇圧回路６Ｖ，６Ｗの通電期間やゼロベクトル期間における第１及び第２リアクタＬ１Ｖ，Ｌ１Ｗ，Ｌ２Ｖ，Ｌ２Ｗの放電並びに第１及び第２コンデンサＣ１Ｖ，Ｃ１Ｗ，Ｃ２Ｖ，Ｃ２Ｗの放電動作は、上述の昇圧回路６Ｖ，６Ｗの動作と同様である。

ブリッジ回路７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、Ｚソース昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの各相の正極側の出力端がＵ，Ｖ，Ｗ相の各相の正極電源ライン、負極側の出力端がＵ，Ｖ，Ｗ相の各相負極電源ラインに接続された各相のブリッジ回路であり、ブリッジ回路７Ｕ，７Ｖ，７Ｗにより、三相インバータ回路を構成する。

ブリッジ回路７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、ＩＧＢＴ素子（スイッチング素子）とフリーホイルダイオードとを逆並列接続したＩＧＢＴモジュールが三相インバータ回路の各アームを構成する。Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の上アームと下アームを構成するＩＧＢＴモジュールは直列接続されてブリッジ回路を構成する。

ＩＧＢＴ素子ＵＨ及びフライホイールダイオードＤＵＨは、Ｕ相の上アーム（ハイ側）を構成する。また、ＩＧＢＴ素子ＶＨ及びフライホイールダイオードＤＶＨは、Ｖ相の上アームを構成し、ＩＧＢＴ素子ＷＨ及びフライホイールダイオードＤＷＨは、Ｗ相の上アームを構成する。

ＩＧＢＴ素子ＵＬ及びフライホイールダイオードＤＵＬは、Ｕ相の下アーム（ロー側）を構成する。また、ＩＧＢＴ素子ＶＬ及びフライホイールダイオードＤＶＬは、Ｖ相の下アームを構成し、ＩＧＢＴ素子ＷＬ及びフライホイールダイオードＤＷＬは、Ｗ相の下アームを構成する。

ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタが第１リアクタＬ１Ｕ，Ｌ１Ｖ，Ｌ１ＷのＺソース昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの出力端側にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのエミッタが第２リアクタＬ２Ｕ，Ｌ２Ｖ，Ｌ２ＷのＺソース昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの出力端側にそれぞれ接続されている。各ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間は、エミッタからコレクタの方向が順方向となるようにフライホイールダイオードＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ，ＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬがそれぞれ接続されている。

ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬをパルス幅変調によりＯＮ／ＯＦＦするパルス信号（ゲート信号）がＥＣＵ１６よりＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのゲートに入力される。各ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのエミッタ及び各ＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタは、モータ９のＵ，Ｖ，Ｗ相の各コイル端子に接続されている。

パルス幅変調によるＰＷＭ制御パターンをＵ，Ｖ，Ｗ相の順に（＊＊＊）で表す。＊は、１／０であり、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態のとき、１であり、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＦＦ状態のとき、０である。また、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態のとき、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬはＯＦＦ状態である。

ゼロベクトル以外の期間において、ＰＷＭ制御パターンが、例えば、（１００）のとき、ＵＨがＯＮ状態、ＶＨ，ＷＨがＯＦＦ状態、ＵＬがＯＦＦ状態、ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態であり、ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＷＨはＯＦＦ状態となる。このとき、モータ９に流れる電流は、直流電源２→ＤＵ→第１リアクタＬ１Ｕ→ＵＨ→モータ９のＵ相コイル→モータ９のＶ，Ｗ相コイル→ＶＬ，ＷＬ→第２リアクタＬ２Ｖ，Ｌ２Ｗ→直流電源２と流れる。Ｕ相電流ｉｕは、Ｕ相とＶ相の相間電圧Ｖｕｖ＝Ｖｏｕ＋ＶｏｖとＵ相とＷ相の相間電圧Ｖｕｗ＝Ｖｏｕ＋Ｖｏｗの和に相当する電流となる。即ち、Ｕ相電流ｉｕは、Ｕ相とＶ相の相間電圧及びＵ相とＷ相の相間電圧の和に相当する電流となる。

また、ＰＷＭ制御パターンが、例えば、（１１０）のとき、ＵＨ，ＶＨがＯＮ状態、ＷＨがＯＦＦ状態、ＵＬ，ＶＬがＯＦＦ状態、ＷＬがＯＮ状態であり、ＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＨはＯＦＦ状態となる。このとき、モータ９に流れる電流は、直流電源２→ダイオードＤＵ，ＤＶ→第１リアクタＬ１Ｕ，Ｌ１Ｖ→ＵＨ，ＶＨ→モータ９のＵ，Ｖ相コイル→モータ９のＷ相コイル→ＷＬ→第２リアクタＬ２Ｗ→直流電源２と流れる。また、Ｕ相，Ｖ相の昇圧電圧Ｖｏｕ，ＶｏｖをＶｏｕ＞Ｖｏｖとする。Ｖｏｕ＞Ｖｏｖであることから、ＤＶＨがＯＮする。第１リアクタＬ１ＵからＵＨ及びＤＶＨを通して、Ｕ相とＶ相の相間電圧（Ｖｏｕ−Ｖｏｖ）に相当する電流ｉｕｖが第１リアクタＬ１Ｖ側に流れる。即ち、Ｕ相電流ｉｕは、Ｕ相とＷ相の相間電圧とＵ相とＶ相の相間電圧の和に相当する電流となる。ゼロベクトル以外の他のＰＷＭ制御パターンの場合も、モータ９に流れる電流は、上述したと同様である。

（１１１）ゼロベクトルでは、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＦＦ状態であり、ＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬはＯＦＦ状態となる。Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の昇圧電圧Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，ＶｏｗをＶｏｕ＞Ｖｏｖ，Ｖｏｗとする。Ｖｏｕ＞Ｖｏｖ，Ｖｏｗであることから、ＤＶＨ，ＤＷＨがＯＮする。第１リアクタＬ１ＵからＵＨ及びＤＶＨを通して、Ｕ相とＶ相の相間電圧（Ｖｏｕ−Ｖｏｖ）に相当する電流ｉｕｖが第１リアクタＬ１Ｖ側に流れる。また、第１リアクタＬ１ＵからＵＨ及びＤＷＨを通して、Ｕ相とＷ相の相間電圧（Ｖｏｕ−Ｖｏｗ）に相当する相電流ｉｕｗが第１リアクタＬ１Ｗ側に流れる。従って、Ｕ相電流ｉｕは、（ｉｕｖ＋ｉｖｗ）となる。即ち、Ｕ相電流ｉｕは、Ｕ相とＶ相の相間電圧とＵ相とＷ相の相間電圧の和に相当する電流となる。

（０００）ゼロベクトルでは、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＦＦ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態であり、ＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨがＯＦＦ状態となる。Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の昇圧電圧Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，ＶｏｗをＶｏｕ＞Ｖｏｖ，Ｖｏｗとする。−Ｖｏｕ＜−Ｖｏｖ，−Ｖｏｗであることから、ＤＶＬ，ＤＷＬがＯＮする。第２リアクタＬ２ＶからＤＶＬ及びＵＬを通して、Ｕ相とＶ相の相間電圧（−Ｖｏｖ＋Ｖｏｕ）に相当する電流−ｉｖｕが第２リアクタＬ２Ｕ側に流れる。また、第２リアクタＬ２ＷからＤＷＬ及びＵＬを通して、Ｕ相とＷ相の相間電圧（−Ｖｏｗ＋Ｖｏｕ）に相当する相電流−ｉｗｕが第２リアクタＬ２Ｕ側に流れる。従って、Ｕ相電流ｉｕは、（−ｉｖｕ−ｉｗｖ）となる。即ち、Ｕ相電流ｉｕは、Ｕ相とＶ相及びＵ相とＷ相の相間電圧に相当する電流となる。

Ｖ相電流ｉｖについても同様にＶ相とＵ相の相間電圧とＶ相とＷ相の相間電圧の和に相当する電流となる。また、Ｗ相電流ｉｗについても同様にＷ相とＵ相の相間電圧とＷ相とＶ相の相間電圧の和に相当する電流となる。

従って、パルス幅変調方式では、キャリア周期における平均相電圧は、相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に等しくなることから、相電圧Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊の相間電圧に相当する相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｖが流れ、モータ９に指令トルクを供給することができる。

モータ９は、３相電力機器、例えば、ハイブリッド車両や燃料電池車両や電動車両などの車両に駆動源として搭載されるＤＣブラシレスモータ等である。バッテリ電圧センサ１０は直流電源２の電源電圧Ｖｂａｔｔを検出する。相電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗは、モータ９に流れるＵ，Ｖ，Ｗ相の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出するセンサである。位置検出センサ１４は、モータ９のステータとロータとの相対回転角θｍを検出するセンサである。センサ１０，１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ，１４の出力信号は、ＥＣＵ１６に入力され、アナログ／デジタル変換器によりアナログ信号からデジタル信号に変換されて、ＥＣＵ１６で処理される。

電子制御ユニットであるＥＣＵ１６は、モータ９の駆動及び回生作動を制御するモータ制御手段として機能するものであり、図２に示すように、目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊算出手段５２、相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊算出手段５４、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊算出手段５６、ショート時間算出手段５８、パルス幅決定手段６０及びゲート信号出力手段６２をプログラムの実行などにより実現する機能を有する。

目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊算出手段５２は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、運転者のアクセル操作に係るアクセル開度を検出する図示しないアクセル開度センサ及び運転者のブレーキ操作に係る図示しないブレーキスイッチのオン／オフ等の各センサによる検出信号等から算出された車両の運転状態に応じたモータ９に対するトルク指令値から、目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び目標ｑ軸電流ｉｑ^＊を演算する。目標ｄ軸電流ｉｄ^＊、目標ｑ軸電流ｉｑ^＊、回転角度θｍ、並びにＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗの検出値をｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑから、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び目標ｑ軸電流ｉｑ^＊との各偏差、並びにモータ９の回転数と回転数指令値との偏差がゼロとなるように、目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を演算する。

相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊算出手段５４は、例えば、目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を座標変換し、モータ９に加えるべきＵ，Ｖ，Ｗ相の相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算する。

昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊算出手段５６は、バッテリ電圧センサ１０から出力された電圧Ｖｂａｔｔ及び相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に基づいて昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊を算出する手段であり、例えば、次のようにして算出する。
（ア）昇圧回路６Ｕを昇圧する必要があるか否かを判断する。即ち、バッテリ電圧センサ１０により検出された電圧Ｖｂａｔｔと相電圧指令値Ｖｕ^＊を比較して、相電圧指令値Ｖｕ^＊が直流電源２の電源電圧の範囲内である場合、昇圧回路６Ｕによる昇圧の必要がないものと判断し、それ以外のとき、昇圧回路６Ｕによる昇圧の必要があると判断する。昇圧回路６Ｖ，６Ｗの場合も昇圧回路６Ｕと同様である。
（イ）昇圧回路６Ｕによる昇圧の必要がある場合は、相電圧指令値Ｖｕ^＊が大きくなると、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊が大きくなるように昇圧指令値Ｖｏｕ^＊を演算する。例えば、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊＝相電圧指令値Ｖｕ^＊とする。昇圧回路６Ｖ，６Ｗについても昇圧回路６Ｕと同様である。このように、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊がＵ，Ｖ，Ｗ相について別々に演算される。尚、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊は、相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊よりも大きな値でも良い。

ショート時間算出手段５８は、昇圧回路６Ｕによる昇圧の必要がない場合は、Ｕ相について、ショート期間＝０とし、昇圧の必要がある場合は、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊及び直流電源２の電圧から、昇圧回路６Ｕの昇圧電圧Ｖｏｕが昇圧指令値Ｖｏｕ^＊に一致するように、ショート時間Ｔｓを演算する。Ｖ相，Ｗ相についてもＵ相と同様にショート時間Ｔｓの演算をする。

パルス幅決定手段６０は、相電圧指令値Ｖｕ^＊と、キャリア周期Ｔｃを周期とし、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊（昇圧の必要がない場合は、昇圧指令値は直流電源２の電圧Ｖｂａｔｔ）に対応する振幅を有する三角波キャリア信号とに基づくパルス幅変調方式により、Ｕ相ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬのゲートに印加するためのＰＷＭ制御信号を求める。Ｖ，Ｗ相についても、同様に、ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのゲートに印加するためのＰＷＭ制御信号を求める。
例えば、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊＝相電圧指令値Ｖｕ^＊の場合、キャリア周期全体において、ＵＨがＯＮ状態となる。尚、パルス幅変調方式は、三角波キャリア変調方式以外の例えば空間ベクトル変調方式でも良い。

ゲート信号出力手段６２は、キャリア周期Ｔｃに同期して、ショート時間算出手段５８により算出されたＵ，Ｖ，Ｗ相のショート時間Ｔｓだけショート期間が継続、例えば、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮするタイミングで短絡させるようにゲート信号を出力する。ショート期間終了後、パルス幅決定手段６０が決定したパルス幅だけＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮするようにゲート信号を出力してから、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨをＯＦＦするようゲート信号を出力する。尚、パルス幅＋ショート期間＞キャリア周期であれば、パルス幅＝キャリア周期−ショート期間とする。

以下、図３〜図６を参照して、本実施形態によるインバータの制御方法を説明する。Ｕ，Ｖ，Ｗ相についての制御は実質的には同一であるので、図３及び図５では、Ｕ相について記載してある。ステップＳ２で指令トルク及び指令回転数が入力される。ステップＳ４で位置検出センサ１４より回転角度θｍ、相電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷよりＵ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗ、及び図示しない回転数センサよりモータ９の回転数が検出される。ステップＳ６で以下の処理を行う。

トルク指令値から、目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び目標ｑ軸電流ｉｑ^＊を演算する。目標ｄ軸電流ｉｄ^＊、目標ｑ軸電流ｉｑ^＊、回転角度θｍ、並びにＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗの検出値をｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑから、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び目標ｑ軸電流ｉｑ^＊との各偏差、、並びにモータ９の回転数と回転数指令値との偏差がゼロとなるように、目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を演算する。そして、目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を座標変換し、モータ９に加えるべきＵ，Ｖ，Ｗ相の相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算する。以下のステップＳ８〜Ｓ１６の処理は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相について別々に実行されるが、ここでは、Ｕ相について説明する。

図４に示すように、相電圧指令値Ｖｕ^＊は時間について正弦波となる。バッテリ電圧センサ１０のセンサ出力値が直流電源２の電圧の範囲を−Ｖｂａｔｔ〜Ｖｂａｔｔとし、バッテリ電圧センサ１０によりバッテリ電圧Ｖｂａｔｔが検出されるものとする。尚、ステップＳ８で相電圧指令値Ｖｕ^＊の絶対値とバッテリ電圧センサ１０により検出されるバッテリ電圧Ｖｂａｔｔを比較して、│Ｖｕ^＊│がＶｂａｔｔよりも大きいか否かを判定する。

肯定判定ならば、昇圧回路７Ｕによる昇圧の必要があると判断して、ステップＳ１２に進む。否定判定ならば、昇圧回路７Ｕによる昇圧の必要がないものと判断して、ステップＳ１４に進む。例えば、時刻ｔ１〜ｔ２及び時刻ｔ３〜ｔ４では、昇圧回路６Ｕによる昇圧の必要がありと判断され、時刻ｔ２〜ｔ３では、昇圧回路６Ｕによる昇圧の必要なしと判定される。

ステップＳ１０で相電圧指令値Ｖｕ^＊から昇圧指令値Ｖｏｕ^＊を演算する。例えば、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊＝相電圧指令値Ｖｕ^＊の絶対値とする。ステップＳ１２で昇圧指令値Ｖｏｕ^＊とバッテリ電圧Ｖｂａｔｔから昇圧のためのショート時間Ｔｓを演算する。このとき、図４に示すように、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊の絶対値が大きくなると、ショート期間Ｔｓの時間長は長くなる。ステップＳ１４で相電圧指令値Ｖｕ^＊と、キャリア周期Ｔｃを周期とし、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊（昇圧の必要なしの場合は、Ｖｏｕ^＊＝Ｖｂａｔｔ）に対応する振幅を有する三角波キャリア信号とに基づくパルス幅変調方式により、ＵＨのゲートに印加するゲート信号のハイレベルのパルス幅を求める。尚、パルス幅変調方式は、三角波キャリア変調方式以外の例えば空間ベクトル変調方式でも良い。

例えば、図５に示すように、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊、例えば、直流電源２のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔに等しい振幅を有する三角波キャリア信号ＣＳと相電圧指令値Ｖｕ^＊と比較して、ＵＨのゲートに印加するゲート信号のハイレベルのパルス幅Ｗ１を算出する。このとき、キャリア周期におけるＵＨの平均エミッタ電圧（Ｕ相コイル端子の電圧）は相電圧指令値Ｖｕ^＊に等しくなるとともに、ＵＨがＯＮ状態のときＵ相のコイル端子電圧は昇圧指令値Ｖｏｕ^＊に等しくなる。

一方、従来は、昇圧指令値Ｖｏ^＊はＵ，Ｖ，Ｗ相で共通の高圧であり、昇圧指令値Ｖｏ^＊に等しい値の振幅を有する三角波キャリア信号ＣＳ’と相電圧指令値Ｖｕ^＊と比較されて、ＵＨのゲートに印加するゲート信号のハイレベルのパルス幅Ｗ２が算出される。このとき、ＵＨがＯＮ状態のときＵ相のコイル端子電圧は昇圧指令値Ｖｏ^＊に等しくなり、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊よりも高くなる。図５中のＶｉＵＨは本実施形態によるＵＨのゲート信号のレベルを示し、Ｖ’ｉＵＨは従来技術によるＵＨのゲート信号のレベルを示す。

ステップＳ１６でＵＨがＯＦＦ状態からＯＮ状態となるタイミングで、ショート時間ＴｓだけＵＨ，ＵＬを共にＯＮ状態、例えば、ＵＨがＯＦＦ状態からＯＮ状態となるタイミングからショート時間Ｔｓが経過してから、ＵＬをＯＦＦするようにゲート信号を出力することにより時間Ｔｓのショート期間を設け、ＵＬがＯＦＦされてから、ステップＳ１４で算出したパルス幅だけＵＨのＯＮ状態を継続する。例えば、図５では、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊＝Ｖｂａｔｔであり、昇圧回路６Ｕによる昇圧の必要がないことから、ショート期間は設けられない。一方、従来は昇圧指令値Ｖｏ^＊に昇圧するためにショート期間Ｔｓ’が設けられる。

この結果、昇圧回路６Ｕの昇圧電圧Ｖｏｕは昇圧指令値Ｖｏｕ^＊に等しくなる。また、キャリア周期Ｔｃにおけるモータ９のＵ相コイルの平均電圧は、相電圧指令値Ｖｕ^＊に等しくなる。Ｖ，Ｗ相についても、Ｕ相と同様の処理が実行されて、キャリア周期Ｔｃにおけるモータ９のＵ，Ｗ相コイルの平均電圧は相電圧指令値Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊等しくなる。そのため、モータ９の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊の相間電圧に基づく電流値となり、モータ９に指令トルクを供給することができる。

図６に示すように、相電圧指令値Ｖｕ^＊が直流電源２のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔ以下になって相電流ｉｕが小さくなるＢ領域における昇圧電圧ＶｏｕはＶｂａｔｔに等しくなる。また、相電圧指令値Ｖｕ^＊が直流電源２のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔよりも高くなって相電流ｉｕが大きくなるＡ領域における昇圧電圧Ｖｏｕは相電圧指令値Ｖｕ^＊となる。また、相電流ｉｖ，ｉｗと昇圧電圧Ｖｏｖ，Ｖｏｗの関係も上記相電流ｉｕと昇圧電圧Ｖｏｕとの関係と同様である。

第１実施形態では、以下の効果がある。
（１）各昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの昇圧電圧Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，Ｖｏｗを相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に応じた電圧としたので、通電期間における、第１リアクタＬ１Ｕ，Ｌ１Ｖ，Ｌ１Ｗ及び第２リアクタＬ２Ｕ，Ｌ２Ｖ，Ｌ２Ｗに流れる電流が従来よりも少なくなり、第１及び第２リアクタの抵抗による損失を抑制することができる。更に、各昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗについて、昇圧が必要ない場合は、昇圧をしないようにし、また、各昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの昇圧電圧Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，Ｖｏｗを相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に応じた電圧としたことから、ショート期間が無くなり、また、従来よりもショート期間が短くなることから、ショート時間に流れる電流が少なくなり、第１及び第２リアクタの抵抗による損失を抑制することができる。
（２）各昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの昇圧電圧Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，Ｖｏｗを相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に応じた電圧としたので、スイッチング損失を抑制することができる。
（３）各昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの昇圧電圧Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，Ｖｏｗを相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に応じた図７中のａ１で示す電圧としたので、式（１）のＶｏが従来のｂ１で示す電圧よりも小さくなり、ａ２中のリップル電流Ｉｒｉｐ１が従来のリップル電流Ｉｒｉｐ２よりも少なくすることができる。そのため、モータ鉄損を抑制することができ、モータの効率が低下することを抑制できる。

図８は図１と同様のインバータ装置１の構成に適用される第２実施形態によるＥＣＵ１００の機能ブロック図であり、図２中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態では、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊の算出方法が異なる。昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊算出手段１０２は、相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊と直流電源２のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔと比較して、図９に示すように、昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗによる昇圧の必要のないＢ領域では、昇圧電圧Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，Ｖｏｗを直流電源２のバッテリ電圧に等しくし、昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗによる昇圧が必要なＡ領域では、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊を一定の昇圧指令電圧Ｖｏ^＊、例えば、Ｖｏ^＊＝｛（Ｖｄ^＊）²＋（Ｖｑ^＊）²｝^1/2とする。第２実施形態のＢ領域における効果は第１実施形態と同様である。

本実施形態では、相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊と直流電源２のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔに基づいて、昇圧回路６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊を算出するようにしたが、相電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗより検出される相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊を算出することも可能である。

例えば、位置検出センサ１４より検出された回転角度θｍが示す相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相が、各相についての該位相における相電流が指令トルクの実現のために寄与が小さい所定の範囲、例えば、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがゼロ付近において、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値が一定値以下であれば、昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊を一定値、例えば、直流電源２のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔとし、それ以外の昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊を、例えば、Ｖｏ^＊＝｛（Ｖｄ^＊）²＋（Ｖｑ^＊）²｝^1/2とする。

昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊は、図９のように、２段階でも良いし、３段階以上でも良い。この算出された昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊は、例えば、算出時の次のキャリア周期で使用し、パルス幅変調をする。

本発明の実施形態によるインバータ装置を示す図である。 図１中のＥＣＵのモータ制御に係る第１実施形態のブロック図である。 本発明の第１実施形態によるモータ制御方法を示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態によるモータ制御方法を示すタイムチャートである。 本発明の第１実施形態によるモータ制御方法を示すタイムチャートである。 本発明の第１実施形態による昇圧指令値を示す波形図である。 本発明の効果を説明するための図である。 本発明の第２実施形態によるモータ制御に係るブロック図である。 本発明の第２実施形態による昇圧指令値を示す波形図である。

符号の説明

１ インバータ装置
２ 直流電源
６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ 昇圧回路
７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ ブリッジ回路
９ モータ
１０ バッテリ電圧センサ
１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ 相電流センサ
１４ 位置検出センサ
１６ ＥＣＵ
５６ 昇圧指令値Ｖｏｕ^＊，Ｖｏｖ^＊，Ｖｏｗ^＊算出手段
５８ ショート期間算出手段
６０ パルス幅決定手段

Claims (6)

1. 複数の相からなる負荷に接続されるインバータ回路を有するインバータ装置であって、
   直流電源の正極端側に接続された第１リアクタと、前記直流電源の負極端側に接続された第２リアクタと、前記第１リアクタの入力端と前記第２リアクタの出力端との間に接続された第１コンデンサと、前記１リアクタの出力端と前記第２リアクタの入力端との間に接続された第２コンデンサとを備えて構成される昇圧回路を各相別に備え、
   各昇圧回路の出力端側には、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子を直列に接続し、それぞれの前記スイッチング素子と並列にダイオードを接続した直列回路が接続され、該直列回路のそれぞれの前記スイッチング素子同士の接続点に前記負荷が接続されていることを特徴とするインバータ装置。
2. 前記負荷はステータ及びロータを有する３相モータであり、前記負荷に流れる各相の相電流について、前記ロータの前記ステータに対する回転角度が所定範囲における、該相の相電流が所定値以下の場合、該相の昇圧回路による昇圧電圧がそれ以外の相電流の場合に比べて小さくなるよう制御することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 前記負荷の指令トルクに基づき各相の相電圧指令値を算出する相電圧指令値算出手段と、各相の前記昇圧回路についての昇圧指令値を該相の前記相電圧指令値に基づき算出する昇圧指令値算出手段を具備したことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
4. 前記昇圧指令値算出手段は、前記相電圧指令値と前記直流電源の電圧とに基づき、該相電圧指令値に対応する昇圧回路による昇圧の必要の有無を判断し、昇圧の必要がないときは、該相の正極側及び負極側の前記スイッチング素子を短絡させないことを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。
5. 前記昇圧指令値算出手段は、昇圧の必要があると判断される場合は、該昇圧の必要な昇圧回路の相電圧指令値の絶対値が大きくなるにつれて、該相の昇圧指令値の絶対値を大きくする請求項４記載のインバータ装置。
6. 前記昇圧指令値算出手段は、昇圧の必要があると判断される場合は、該昇圧の必要な昇圧回路の昇圧指令値の絶対値が該相の相電圧指令値の絶対値に等しくなるようにした請求項５記載のインバータ装置。