JP2015019370A - 逆導通ｉｇｂｔおよびゲートドライバ回路を有する電子回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 逆導通ＩＧＢＴおよびゲートドライバ回路を有する電子回路を提供する。【解決手段】 電子回路が、逆導通ＩＧＢＴおよびドライバ回路を含む。逆導通ＩＧＢＴの、第１のオフ状態ゲート電圧における第１のダイオードエミッタ効率と、第２のオフ状態ゲート電圧における第２のダイオードエミッタ効率との間には、差がある。ドライバ回路のドライバ端子が、逆導通ＩＧＢＴのゲート端子と電気的に結合されている。ドライバ回路は、第１の状態では、ドライバ端子において、オン状態ゲート電圧を供給する。第２の状態では、ドライバ回路は、ドライバ端子において、第１のオフ状態ゲート電圧を供給し、第３の状態では、ドライバ回路は、ドライバ端子において、第２のオフ状態ゲート電圧を供給する。逆導通ＩＧＢＴは、様々なモードで動作させることができ、たとえば、全体損失を低減できる。【選択図】 図１Ａ
Description
ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）は、典型的には、モータ巻線のような誘導負荷を切り替える。オン状態では、インダクタを流れる電流が磁界を発生させる。この電流がオフに切り替えられると、インダクタに蓄積された磁界エネルギがインダクタの両端に高い電圧降下を発生させ、発生した電圧の極性は、オン状態のときの電圧降下の極性と逆である。フライバックダイオード、あるいはフリーホイールダイオードは、スイッチまたはインダクタと並列に配置されてよく、オン状態ではバイパスまたは逆バイアスされており、オフ状態ではインダクタまたはスイッチを短絡し、インダクタに蓄積されている磁界エネルギが消散されるまで電流を通す。逆導通ＩＧＢＴは、電子スイッチとして作用するＩＧＢＴと、このスイッチと並列なフリーホイールダイオードとを、モノリシックに集積したものである。逆導通ＩＧＢＴを含む電子回路を改良することが望ましい。
一実施形態によれば、電子回路が、逆導通ＩＧＢＴおよびドライバ回路を含む。逆導通ＩＧＢＴの、第１のオフ状態ゲート電圧における第１のダイオードエミッタ効率と、第２のオフ状態ゲート電圧における第２のダイオードエミッタ効率との間には、差がある。ドライバ回路のドライバ端子が、逆導通ＩＧＢＴのゲート端子と電気的に結合されている。ドライバ回路は、第１の状態では、ドライバ端子において、オン状態ゲート電圧を供給する。第２の状態では、ドライバ回路は、ドライバ端子において、第１のオフ状態ゲート電圧を供給する。第３の状態では、ドライバ回路は、ドライバ端子において、第２のオフ状態ゲート電圧を供給する。
例示的ハーフブリッジ回路が、第１および第２の逆導通ＩＧＢＴと、第１および第２のドライバ回路と、を含む。各逆導通ＩＧＢＴの、第１のオフ状態ゲート電圧における第１のダイオードエミッタ効率と、第２のオフ状態ゲート電圧における第２のダイオードエミッタ効率との間には差がある。各ドライバ回路のドライバ端子が、それぞれに対応する逆導通ＩＧＢＴのゲート端子と電気的に結合されている。各ドライバ回路は、ドライバ端子において、ドライバ回路の第１の状態ではオン状態ゲート電圧を供給し、第２の状態では第１のオフ状態ゲート電圧を供給し、第３の状態では第２のオフ状態ゲート電圧を供給する。
例示的ＩＧＢＴモジュールが、少なくとも第１および第２の逆導通ＩＧＢＴと、少なくとも第１および第２のドライバ回路と、を含む。逆導通ＩＧＢＴのそれぞれにおいて、第１のオフ状態ゲート電圧における第１のダイオードエミッタ効率と、第２のオフ状態ゲート電圧における第２のダイオードエミッタ効率との間には差がある。各ドライバ回路のドライバ端子が、それぞれに対応する逆導通ＩＧＢＴのゲート端子と電気的に結合されている。各ドライバ回路は、ドライバ端子において、ドライバ回路の第１の状態ではオン状態ゲート電圧を供給し、第２の状態では第１のオフ状態ゲート電圧を供給し、第３の状態では第２のオフ状態ゲート電圧を供給する。
さらなる実施形態によるゲートドライバ回路が、ＩＧＢＴ用のゲート信号をドライブするように構成されたドライバ回路を含む。ドライバ回路は、ドライバ端子を含み、ドライバ回路は、ドライバ端子において、第１の状態ではオン状態ゲート電圧を供給し、第２の状態では第１のオフ状態ゲート電圧を供給し、第３の状態では第２の、異なるオフ状態ゲート電圧を供給する。制御回路が、ドライバ回路と電気的に結合され、ドライバ回路が第２の状態と第３の状態との間で変化するようにドライバ回路を制御する。
別の実施形態は、逆導通ＩＧＢＴを動作させる方法である。第１の状態において、逆導通ＩＧＢＴのゲート端子にオン状態ゲート電圧が供給される。第２の状態において、逆導通ＩＧＢＴのゲート端子に第１のオフ状態ゲート電圧が供給される。第３の状態において、逆導通ＩＧＢＴのゲート端子に第２のオフ状態ゲート電圧が供給される。逆導通ＩＧＢＴは、第１のオフ状態ゲート電圧において、第１のダイオードエミッタ効率を有し、第２のオフ状態ゲート電圧において、第２の、異なるダイオードエミッタ効率を有する。
当業者であれば、以下の詳細説明を読み、添付図面を参照することにより、さらなる特徴および利点を認識されるであろう。
添付図面は、本発明をよりよく理解できるようにするためのものであり、本明細書に組み込まれ、本明細書の一部を成すものである。図面は、本発明の実施形態を図示しており、本明細書とともに、本発明の原理を説明する役割を果たす。以下の詳細説明を参照することにより、本発明の他の実施形態および意図された利点がよりよく理解されるため、それらが容易に認識されるであろう。
以下の詳細説明では、詳細説明の一部を成す添付図面を参照する。添付図面には、本発明を実施することが可能な特定の実施形態が例示されている。当然のことながら、他の実施形態も利用されてよく、本発明の範囲から逸脱しない限り、構造的または論理的な変更が行われてよい。たとえば、ある実施形態に関して図示または記載された特徴を、他の実施形態において、または他の実施形態と組み合わせて使用することにより、さらに別の実施形態を得ることが可能である。本発明は、そのような修正や変形も包含するものとする。各実施例は、具体的な文言で記載されているが、これらは、添付の特許請求の範囲を限定するものとして解釈されてはならない。各図面は、縮尺が正確ではなく、例示を目的としたものに過ぎない。明確さのために、別々の図面に同じ要素がある場合は、特に断らない限り、対応する参照符号で示されている。
「有する（ｈａｖｉｎｇ）」、「含む（ｃｏｎｔａｉｎｉｎｇ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」等の用語はオープンであり、これらの用語は、述べられた構造、要素、または特徴の存在を示すものであって、別の要素または特徴を排除するものではない。冠詞の「ａ」、「ａｎ」、および「ｔｈｅ」は、明らかに文脈と矛盾しない限り、単数だけでなく複数も包含するものとする。
「電気的に接続されている（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）」という用語は、電気的に接続されている要素間の永続的な低抵抗接続を表し、たとえば、関係する要素間の直接接触、あるいは、金属および／または高ドープ半導体を介する低抵抗接続を表す。「電気的に結合されている（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ｃｏｕｐｌｅｄ）」という用語は、電気的結合素子、たとえば、抵抗器、抵抗要素、または、第１の状態における低抵抗接続および第２の状態における高抵抗電気的減結合を一時的に与えるように制御可能な素子の間に、信号伝送に適合された１つ以上の介在素子が設けられてよいことを包含する。
各図面では、ドープの種類を表す「ｎ」または「ｐ」の横に「−」または「＋」を表示することによって、相対ドープ濃度を表している。たとえば、「ｎ−」は、「ｎ」ドープ領域のドープ濃度より低いドープ濃度を意味し、「ｎ＋」ドープ領域は、「ｎ」ドープ領域より高いドープ濃度を有する。相対ドープ濃度が同じドープ領域同士であっても、絶対ドープ濃度が同じとは限らない。たとえば、「ｎ」ドープ領域が２つある場合、これらの絶対ドープ濃度は、同じである可能性と、異なる可能性とがある。
図１Ａは、電子回路７００を示しており、これは、ＲＣ−ＩＧＢＴ（逆導通ＩＧＢＴ）６００と、ドライバ回路５２０を有するゲートドライバ回路５００と、を含む。ＲＣ−ＩＧＢＴ６００は、ＩＧＢＴ６１０とフリーホイールダイオード６２０とをモノリシックに集積したものである。ドライバ回路５２０のドライバ端子Ｇｏｕｔが、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のゲート端子Ｇと電気的に結合されている。ドライバ回路５２０においては、第１の電圧端子Ｖ１に第１の電圧ＶＰが印加され、第２の電圧端子Ｖ２に第２の電圧ＶＮが印加される。第１および第２の電圧ＶＮ、ＶＰは、電圧基準端子Ｒｅｆにおいて印加される電位を基準に規定されてよく、電圧基準端子Ｒｅｆは、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のエミッタ端子Ｅに電気的に接続されてよい。
電気回路７００は、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のコレクタ端子と電気的に結合された誘導負荷９００に対するシングルエンデッドドライバ回路として作用してよい。他の実施形態によれば、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００およびドライバ回路５２０を含む電気回路７００は、ハーフブリッジ回路の一部分である。誘導負荷９００は、たとえば、モータ巻線、誘導調理プレート、または、スイッチング電源内の変圧器巻線であってよい。
ドライバ回路５２０は、第１の状態では、第１の電圧ＶＰから導出されたオン状態ゲート電圧をドライバ端子Ｇｏｕｔに印加する。第２の状態では、ドライバ回路５２０は、第２の電圧ＶＮから導出された第１のオフ状態ゲート電圧をドライバ端子Ｇｏｕｔに印加する。第３の状態では、ドライバ回路５２０は、第２のオフ状態ゲート電圧をドライバ端子Ｇｏｕｔに印加する。第２のオフ状態ゲート電圧は、オン状態ゲート電圧および第１のオフ状態ゲート電圧との間に差がある。
ゲートドライバ回路５００は、第２のオフ状態ゲート電圧を、第３の電圧ＶＱから導出する。一実施形態によれば、電圧レギュレータ回路５３０が、第３の電圧ＶＱを、第１および第２の電圧ＶＰ、ＶＮから発生させる。別の実施形態によれば、ゲートドライバ回路５００は、第３の電圧端子Ｖ３を含んでよく、ここに第３の電圧ＶＱが印加されてよい。
ドライバ端子Ｇｏｕｔにおけるゲート信号が、オン状態ゲート電圧と、いずれかのオフ状態ゲート電圧との間でトグルされるように、制御回路５１０がドライバ回路５２０を制御してよい。制御回路５１０は、ゲート信号がトグルされる周波数、および／または、ゲート信号パルスのパルス長を制御するように構成された周波数発生器（たとえば、パルス幅変調器）を含んでよい。
制御回路５１０は、ゲート信号中に飽和解除パルスを与えるように適合されてよく、飽和解除パルスは、通常のスイッチング期間に比べて短い期間においてＩＧＢＴをオンに切り替える。たとえば、ハーフブリッジ回路の動作モードは、一方のブロッキングＩＧＢＴに飽和解除パルスが印加されてから他方のブロッキングＩＧＢＴがオンに切り替えられる飽和解除サイクルを含んでよい。オン状態では、ＩＧＢＴのドリフトゾーン内の移動電荷キャリアの数が減り、スイッチング損失を減らすことが可能になる。
制御回路５１０は、誘導負荷９００を流れる電流を表すセンス信号を、センス端子Ｓｎｓを通して受信してよく、センス信号に対する応答として、ゲート信号の周波数および／またはパルス幅を、用途ごとの仕様に応じて制御してよい。制御回路５１０は、第１の制御端子Ｃｎｔ１を通して、第１の制御信号を受信してよく、第１の制御信号に対する応答として、周波数発生器の制御、イネーブル／ディセーブル、および／または、始動／停止を、用途ごとの仕様に応じて行ってよい。
制御回路５１０は、第２の制御端子Ｃｎｔ２を通して、第２の制御信号を受信してよく、第２の制御信号に対する応答として、第１および第２のオフ状態ゲート電圧の使用に関する動作モードを、用途ごとの仕様に応じて選択してよく、あるいは、いずれかのオフ状態電圧のイネーブル／ディセーブルを行ってよい。他の実施形態によれば、制御回路５１０は、内部信号または内部状態（たとえば、現在適用されているスイッチング周波数または動作モード（たとえば、発電機モード／モータモード））に対する応答として、事前定義されたスキームに従ってオフ状態ゲート電圧を選択するか、あるいは、スイッチング電源回路によって発生する交流電圧の周波数を、電気回路７００に基づいて選択する。
ドライバ回路５２０、制御回路５１０、および電圧レギュレータ回路５３０のそれぞれは、ディスクリート電子素子を用いて実装されてよく、モノリシックに集積されてもよい。別の実施形態によれば、ドライバ回路５２０および制御回路５１０は、電圧レギュレータ回路５３０の有無にかかわらず、同一半導体ダイ上にモノリシックに集積されている。
ＲＣ−ＩＧＢＴ６００の集積フリーホイールダイオードは、第１のオフ状態ゲート電圧において、第１のダイオードエミッタ効率を有する。この集積フリーホイールダイオードは、第２のオフ状態ゲート電圧において、第１のダイオードエミッタ効率との間に差がある第２のダイオードエミッタ効率を有する。一実施形態によれば、第１のエミッタ効率と第２のエミッタ効率との差は、少なくとも５％である。
たとえば、第１および第２のオフ状態ゲート電圧は、両方とも、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のドリフトゾーン内に反転層が形成される閾値電圧より高く、反転層の寸法が異なれば、結果として、エミッタ効率も異なる。一実施形態によれば、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のドリフトゾーン内に反転層が形成される閾値電圧に対して、第１および第２のオフ状態ゲート電圧の一方は高く、他方は低い。閾値電圧は、０．１Ｖから−１０Ｖの範囲であってよい。たとえば、第１のオフ状態ゲート電圧と第２のオフ状態ゲート電圧との間は、少なくとも０．５Ｖの差がある場合がある。以下の、実施形態の作用の説明では、ｎチャネルＲＣ−ＩＧＢＴを参照する。同様の考察が、ｐチャネルＲＣ−ＩＧＢＴにも同様に当てはまる。
ｎチャネルＲＣ−ＩＧＢＴ用の従来型のゲートドライバ回路のゲートドライバ端子が、ＲＣ−ＩＧＢＴがオン状態にある正のオン状態ゲート電圧（たとえば、＋１５Ｖ）と、ＩＧＢＴがオフ状態にある、１つのオフ状態ゲート電圧（たとえば、−１０Ｖ）との間でトグルされる場合、電気回路７００は、異なる２つのオフ状態ゲート電圧を与え、一方のオフ状態ゲート電圧（たとえば、第１のオフ状態ゲート電圧）においてのみ存在するのが、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のドリフトゾーン内に形成される反転層（これは、ｎ型ＲＣ−ＩＧＢＴの場合にはｐチャネル）である。第２のオフ状態ゲート電圧においては、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のドリフトゾーン内に、反転層が形成されないか、第１のオフ状態ゲート電圧における反転層より小さい寸法の反転層が形成される。
ｎチャネルＲＣ−ＩＧＢＴの場合、ドリフトゾーン内のｐ型反転層は、ダイオードホールエミッタ効率が目に見えて上昇し、少なくとも５％上昇する。ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のドリフトゾーンに押し寄せる移動電荷キャリアが増え、モノリシックに集積されたダイオード６２０の順方向抵抗が低くなる。ドリフトゾーンに押し寄せた移動電荷キャリアは、ダイオード６２０が逆バイアスされるたびに放出されなければならないため、スイッチング損失は、比較的大きい。
第２のオフ状態ゲート電圧においては、ドリフトゾーン内には、反転層がまったく形成されないか、より小さい（たとえば、より薄い）反転層が形成される。結果として、ダイオードホールエミッタ効率は低く、ドリフトゾーンに押し寄せる移動電荷キャリアは減る。移動電荷キャリアが減ると、第１のオフ状態ゲート電圧の場合よりも、ダイオード６２０の順方向抵抗は高くなり、スイッチング損失は小さくなる。
両方のオフ状態ゲート電圧に対してＩＧＢＴ６１０はオフ状態にあるため、電子回路７００は、動作中に、第１のオフ状態ゲート電圧と第２のオフ状態ゲート電圧とを安全に切り替えるように適合されている。
電子回路７００は、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のフリーホイールダイオードのデバイスパラメータを、特定の用途の要件に適合させることを可能にする。これら２つのオフ状態ゲート電圧を、飽和解除パルスと組み合わせることが可能である。ＲＣ−ＩＧＢＴ６００は、様々な動作モードで運用されてよく、ゲートドライバ回路５００は、動作中に、２つ以上の動作モードを切り替えてよい。
第１の動作モードは、たとえば、閾値周波数より低いスイッチング周波数に適合されてよく、この第１の動作モードでは、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のゲート端子Ｇに供給されるゲート信号が、オン状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は＋１５Ｖ）と第１のオフ状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は−１５Ｖ）との間でトグルされることにより、飽和解除パルスを適用しなくても、ダイオードエミッタ効率が高くなる。サイクル当たりのスイッチング損失は比較的高いが、その分、オン状態損失は低く、このことは、全体として、スイッチング周波数が低い場合にはさほど重要ではないと考えられる。閾値周波数は、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のレイアウトおよびさらなるパラメータに依存してよく、たとえば、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００の仕様である降伏電圧または電圧クラスに依存してよい。６．５ｋＶのＲＣ−ＩＧＢＴの場合、閾値周波数は、たとえば、約１００Ｈｚであってよい。
第２の動作モードは、たとえば、閾値周波数より高いスイッチング周波数に適合されてよく、この第２の動作モードでは、ゲート信号が、オン状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は＋１５Ｖ）と第２のオフ状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は０Ｖ）との間でトグルされることにより、ダイオードエミッタ効率が低くなる。オン状態損失は比較的高いが、その分、スイッチング損失は低く、このことは、スイッチング周波数が高い場合にはさほど重要ではないと考えられる。飽和解除パルスは、温存されてよく、従って、良好な動的挙動が維持される。ハーフブリッジまたはフルブリッジの環境における相短絡のリスクは回避される。
第３の動作モードでは、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のゲート端子Ｇに供給されるゲート信号が、オン状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は＋１５Ｖ）と第１のオフ状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は−１５Ｖ）との間でトグルされ、かつ、オン状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は＋１５Ｖ）において飽和解除パルスが含むことにより、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のボディゾーン内のｎチャネルが開く。用途によっては、特定の動的損失や、特定の相短絡リスクがあるが、その分、オン状態損失もスイッチング損失も低い。
第４の動作モードでは、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のゲート端子Ｇに供給されるゲート信号が、オン状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は＋１５Ｖ）と第１のオフ状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は−１５Ｖ）との間でトグルされ、かつ、第２のオフ状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は０Ｖ）において飽和解除パルスを含むことにより、ドリフトゾーン内のｐチャネルがシャットダウンされる。特定の動的損失があるが、その分、オン状態損失もスイッチング損失も低い。飽和解除パルスの間、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００はオフ状態にとどまるため、第４の動作モードでは、有効な飽和解除サイクルが短くなる可能性があるが、その分、用途によっては相短絡のリスクが回避される。
第５の動作モードでは、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のゲート端子Ｇに供給されるゲート信号が、オン状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は＋１５Ｖ）と第２のオフ状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は０Ｖ）との間でトグルされ、かつ、オン状態ゲート電圧（たとえば、ｎチャネルＩＧＢＴの場合は＋１５Ｖ）において飽和解除パルスを含むことにより、ボディゾーン内のｎチャネルが開く。用途によっては、オン状態損失、特定の動的損失、および特定の相短絡リスクがあるが、その分、スイッチング損失は非常に低い。
図２は、ｎ型ドリフトゾーンおよびｐ型ボディゾーンがエミッタ電極に接続されているｎチャネルＲＣ−ＩＧＢＴの場合の、ダイオード６２０における、逆方向電圧ＶＦおよびゲート電圧ＶＧに対する順方向電流ＩＦの一例を示す。ＶＧ＝０Ｖでは、エミッタ電極に接続されたｐ型ゾーンだけが、ダイオードホールエミッタ効率に寄与する。ＶＧ＝−１５Ｖでは、ｎ型ドリフトゾーン内の少なくともｐ型反転層が、ダイオードホールエミッタ効率への寄与に加わる。さらに、反転層により、ｐドープ浮遊ゾーンを、ｐドープ非浮遊ゾーンを介して、エミッタ電極に接続して、ダイオードホールエミッタ効率をさらに高めることが可能である。どの順方向電流ＩＦにおいても、オフ状態ゲート電圧が十分マイナスであれば、順方向電圧ＶＦを１０％以上下げることが可能である。
図１Ｂは、ドライバ回路５２０および制御回路５１０が同一半導体ダイ内でモノリシックに集積されたゲートドライバ回路５００を示す。ドライバ回路５２０は、ハイ側スイッチ５２１と、並列な２つのロー側スイッチ５２２ａ、５２２ｂと、を有するプッシュプルドライバ段を含んでよい。ハイ側スイッチ５２１は、ｎチャネルＩＧＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果トランジスタ）であってよく、第１の電圧端子Ｖ１とドライバ端子Ｇｏｕｔとの間に接続されてよい。第１のロー側スイッチ５２２ａは、第２の電圧端子Ｖ２とドライバ端子Ｇｏｕｔとの間に電気的に接続されたｐチャネルＩＧＦＥＴであってよい。第２のロー側スイッチ５２２ｂは、第３の電圧端子Ｖ３とドライバ端子Ｇｏｕｔとの間に電気的に接続されたｐチャネルＩＧＦＥＴであってよい。図示された回路では、第１のドライバ５３１がハイ側スイッチ５２１を制御し、第２のドライバ５３２ａが第１のロー側スイッチ５２２ａを制御し、第３のドライバ５３２ｂが第２のロー側スイッチ５２２ｂを制御する。電圧端子Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３に印加される電圧は、電圧基準端子Ｒｅｆに印加される電圧を基準にしてよい。
ドライバ端子Ｇｏｕｔにおけるゲート信号出力が、第１の電圧端子Ｖ１に印加された第１の電圧から導出された電圧と、第２の電圧端子Ｖ２に印加された第２の電圧から導出された電圧との間でトグルされるか、第１の電圧から導出された電圧と、第３の電圧端子Ｖ３に印加された第３の電圧から導出された電圧との間でトグルされるように、制御回路５１０がドライバ５３１、５３２ａ、５３２ｂを制御する。ハイ側スイッチ５２１がオフになっているフェーズの間に、ゲート信号レベルが、第２の電圧から導出された電圧から、第３の電圧から導出された電圧に切り替わるように（または逆方向に切り替わるように）、制御回路５１０が第２および第３のドライバ５３２ａ、５３２ｂを制御してよい。
第１の制御端子Ｃｎｔ１に印加される第１の制御信号によって、トグルが開始／停止されたり、トグル周波数が修正されたりしてよい。第２の制御端子Ｃｎｔ２に印加される第２の制御信号が、いずれかのオフ状態ゲート電圧を、ロー側スイッチ５２２ａ、５２２ｂを通して選択することに使用されてよい。他の実施形態では、第１および第２の制御端子Ｃｎｔ１、Ｃｎｔ２の機能をまとめた１つの制御端子が設けられてよい。
トグル周波数および／またはパルス幅を制御するために、センス端子Ｓｎｓによって電流センス信号がフィードバックされてよい。第３の電圧端子Ｖ３の代替として、またはこれに追加して、ゲートドライバ回路５００は、第１および第２の電圧から第３の電圧を導出するための電圧レギュレータ回路を含んでよい。
図１Ｃは、図１Ａの電子回路７００をハーフブリッジ回路７０２のかたちで応用したものを示しており、ハーフブリッジ回路７０２は、ハーフブリッジ回路７０２およびさらなるＩＧＢＴ６０３ｘ、６０４ｘを含むフルブリッジ回路の一部分として作用することが可能である。誘導負荷９００は、たとえば、モータ巻線、誘導調理プレート、または、スイッチング電源内の変圧器巻線であってよい。ハーフブリッジ回路７０２では、第１のＲＣ−ＩＧＢＴ６０１および第２のＲＣ−ＩＧＢＴ６０２が並列に配置されており、誘導負荷９００の一方の端子は、第１のＲＣ−ＩＧＢＴ６０１のエミッタ端子および第２のＲＣ−ＩＧＢＴ６０２のコレクタ端子に接続されており、誘導負荷９００の他方の端子は、第３のＲＣ−ＩＧＢＴ６０３ｘのエミッタ端子および第４のＲＣ−ＩＧＢＴ６０４ｘのコレクタ端子に接続されている。
ゲートドライバ回路５００は、２つのドライバ回路５２０ａ、５２０ｂを含む。ドライバ回路５２０ａ、５２０ｂのそれぞれは、実質的には、図１Ａおよび図１Ｂのドライバ回路５２０に対応してよい。ＲＣ−ＩＧＢＴ６０１、６０２のドライバ回路５２０ａ、５２０ｂへの個別給電のために、ドライバ回路５２０ａ、５２０ｂは、別々の供給電圧系統Ｖ１１、Ｖ２１、Ｒｅｆ１、およびＶ１２、Ｖ２２、Ｒｅｆ２を含んでよい。供給電圧系統同士は、ＤＣ（直流）リンク電圧に耐えられるように、互いに隔離される。第１のドライバ回路５２０ａは、第１のドライバ端子Ｇｏｕｔ１から第１のゲート信号を出力し、第２のドライバ回路５２０ｂは、第２のドライバ端子Ｇｏｕｔ２から第２のゲート信号を出力する。第１および第２のドライバ端子Ｇｏｕｔ１、Ｇｏｕｔ２は、ＲＣ−ＩＧＢＴ６０１、６０２のゲート端子Ｇと電気的に結合されている。
制御回路５１０は、この２つのゲート信号を制御して、通常のスイッチングサイクルの間に、第１および第２のＲＣ−ＩＧＢＴ６０１、６０２が交代でオン状態になるようにする。飽和解除サイクルの間は、制御回路５１０が、ＲＣ−ＩＧＢＴ６０１、６０２の一方をオン状態に切り替える前に飽和解除パルスを印加してもよい。さらなるゲートドライバ回路が、第３および第４のＲＣ−ＩＧＢＴ６０３ｘ、６０４ｘを制御して、フルブリッジドライバ回路として動作するようにしてもよい。
図１Ｄでは、図１Ｃの電子回路７０２は、ＩＧＢＴモジュール７０４に集積されており、ＩＧＢＴモジュール７０４は、モータＭを３本の巻線Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３でドライブするための３つのハーフブリッジを含む。各巻線Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３は、モータ巻線Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３のスターノードと、いずれかのハーフブリッジの２つのＲＣ−ＩＧＢＴ６００の間のノードとの間に、それぞれ接続されている。ゲートドライバ回路５００は、３つのハーフブリッジのための制御回路５１０＿１、．．．、５１０＿６、およびドライバ回路５２０＿１、．．．、５２０＿６を含み、制御回路５１０＿１、．．．、５１０＿６、およびドライバ回路５２０＿１、．．．、５２０＿６のそれぞれは、それぞれに対応するＲＣ−ＩＧＢＴ６００に割り当てられている。
電子回路、ハーフブリッジ回路、およびＩＧＢＴモジュールの上述の実施形態は、第１のオフ状態ゲート電圧におけるダイオードエミッタ効率が、第２のオフ状態ゲート電圧におけるダイオードエミッタ効率とかなり（たとえば、少なくとも５％の）差があるのであれば、任意のタイプのＲＣ−ＩＧＢＴ６００を含んでよい。
一実施形態によれば、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００は、不純物浮遊ゾーンを含み、この領域は、第１のオフ状態ゲート電圧が印加されている場合には不純物非浮遊ゾーンと接続され、第２のオフ状態ゲート電圧が印加されている場合には不純物非浮遊ゾーンと接続されない。
以下の図示された実施形で態は、ｎチャネルＩＧＢＴを参照する。ｎチャネルＩＧＢＴのベースとなる原理および考察は、ｐチャネルＩＧＢＴにも同様に当てはまるであろう。
図３Ａは、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００を示しており、半導体部分１００が、第１の面１０１と、第１の面１０１に平行な第２の面１０２とを有する。半導体部分１００は、単結晶半導体材料で作られており、たとえば、シリコンＳｉ、シリコンカーバイドＳｉＣ、ゲルマニウムＧｅ、シリコンゲルマニウム結晶ＳｉＧｅ、窒化ガリウムＧａＮ、またはガリウムヒ素ＧａＡｓで作られている。第１の面１０１と第２の面１０２との間の距離が、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００の仕様である降伏電圧に依存し、少なくとも３０μｍであり、たとえば、少なくとも１７５μｍであり、数百μｍに達してもよい。半導体部分１００は、エッジ長が数ミリメートルの範囲である矩形形状を有してよい。第１および第２の面１０１、１０２に直角な方向を垂直方向としており、その直角な方向に直交する方向を水平方向としている。
半導体部分１００のコレクタ層１３０が、第２の面１０２に直接隣接している。コレクタ層１３０は、ｐ型の第１の部分１３０ａおよびｎ型の第２の部分１３０ｂを含み、これらは、一方の水平方向、または両方の水平方向に交互になっていてよい。第１および第２の部分１３０ａ、１３０ｂは、両方とも、比較的高濃度にドープされている。たとえば、正味の不純物濃度の平均は、５×１０１７ｃｍ−３より高くてよい。
半導体層１２０がコレクタ層１３０との界面を形成しており、この界面は、第１および第２の面１０１、１０２と平行である。半導体層１２０では、ｎ型フィールドストップ層１２８が、コレクタ層１３０に直接隣接してよい。フィールドストップ層１２８内の正味の不純物濃度の平均は、コレクタ層１３０の第２の部分１３０ｂ内の正味の不純物濃度の平均より低い。たとえば、コレクタ層１３０の第２の部分１３０ｂ内の正味の不純物濃度の平均は、フィールドストップ層１２８内の正味の不純物濃度の平均の少なくとも５倍である。一実施形態によれば、フィールドストップ層１２８内の正味の不純物濃度の平均は、１×１０１６ｃｍ−３と１×１０１７ｃｍ−３との間にある。
半導体層１２０は、ｎ型ドリフトゾーン１２１を含み、ドリフトゾーン１２１内の正味の不純物濃度の平均は、フィールドストップ層１２８内の正味の不純物濃度の平均より低く、たとえば、フィールドストップ層１２８内の正味の不純物濃度の平均のせいぜい１０分の１である。一実施形態によれば、フィールドストップ層１２８内の正味の不純物濃度の平均は、５×１０１２ｃｍ−３と５×１０１４ｃｍ−３との間にある。
埋め込み電極構造２１０が、第１の面１０１から半導体部分１００内に延びている。誘電体ライナ２０５が、埋め込み電極構造２１０を、半導体部分１００の半導体材料から隔てている。埋め込み電極構造２１０は、規則的なパターンで配列された平行ストライプであってよい。他の実施形態によれば、埋め込み電極構造２１０の水平方向の断面は、円、楕円、長円、または矩形（たとえば、正方形）であってよく、角や環の丸みはあってもなくてもよい。たとえば、２つまたは３つの埋め込み電極構造２１０が、２つまたは３つの同心環を有する配列を形成してよく、これらの環は、円、楕円、長円、または矩形（たとえば、角に丸みのある正方形）であってよい。
半導体部分１００内の、隣接する２つの埋め込み電極構造２１０の間、あるいは、環状埋め込み電極構造２１０の内部において、ＩＧＢＴ領域４１０ａ、ダイオード領域４１０ｂ、およびスペーサ領域４２０が形成されてよい。各スペーサ領域４２０は、隣接する２つのＩＧＢＴ領域４１０ａ、隣接する２つのダイオード領域４１０ｂを隔ててよく、あるいは、ＩＧＢＴ領域４１０ａとダイオード領域４１０ｂとの間に形成されてよい。
各ダイオード領域４１０ｂでは、隣接する２つの埋め込み電極構造２１０の間、あるいは、環状埋め込み電極構造２１０の内部において、ｐ型アノードゾーン１１６が、第１の面１０１から半導体層１２０内に延びている。アノードゾーン１１６は、ｎ型ドリフトゾーン１２１とｐｎ接合を形成しており、コレクタ層１３０の、第２のｎ型部分１３０ｂと位置合わせされてよい。たとえば、アノードゾーン１１６は、第２の部分１３０ｂの垂直投影のかたちで形成されてよい。
各ＩＧＢＴ領域４１０ａでは、半導体部分１００内の、隣接する２つの埋め込み電極構造２１０の間、あるいは、環状埋め込み電極構造２１０の内部において、ｐ型ボディゾーン１１５が形成され、ボディゾーン１１５は、ｎ型ドリフトゾーン１２１とｐｎ接合を形成している。ボディゾーン１１５内の正味の不純物濃度は、アノードゾーン１１６内の正味の不純物濃度とほぼ同じであってよい。各ＩＧＢＴ領域４１０ａでは、ｎ型ソースゾーン１１０が、第１の面１０１から半導体部分１００内に延びており、ソースゾーン１１０は、ボディゾーン１１５とｐｎ接合を形成している。ｐ型接触ゾーン１１７が、ソースゾーン１１０間を、第１の面１０１からボディゾーン１１５内に延びてよい。接触ゾーン１１７内の正味の不純物濃度は、ボディゾーン１１５内の正味の不純物濃度より高い。たとえば、接触ゾーン１１７内の正味の不純物濃度は、ボディゾーン１１５内の正味の不純物濃度の少なくとも１０倍である。ＩＧＢＴ領域４１０ａは、コレクタ層１３０のｐ型の第１の部分１３０ａと位置合わせされてよい。たとえば、ボディゾーン１１５は、第１の部分１３０ａの垂直投影のかたちで形成されてよい。
各スペーサ領域４２０では、隣接する埋め込み電極構造２１０間、あるいは、環状埋め込み電極構造２１０の内部において、ｐドープ浮遊ゾーン１１９が、第１の面１０１から半導体部分１００内に延びている。浮遊ゾーン１１９は、ボディゾーン１１５およびアノードゾーン１１６より深く、半導体部分１００内に延びてよい。一実施形態によれば、浮遊ゾーン１１９は、埋め込み電極構造２１０より深く、半導体部分１００内に延びており、埋め込み電極構造２１０は、ボディゾーン１１５より深く、半導体部分１００内に延びている。
エミッタ電極構造３１０が、第１の面１０１上に設けられており、アノードゾーン１１６、ソースゾーン１１０、および接触ゾーン１１７に電気的に接続されているが、浮遊ゾーン１１９には電気的に接続されていない。コレクタ電極構造３２０が、第２の面１０２に直接隣接しており、コレクタ層１３０に電気的に接続されている。
エミッタ電極構造３１０およびコレクタ電極構造３２０のそれぞれは、アルミニウムＡｌ、銅Ｃｕ、またはアルミニウムか銅の合金（たとえば、ＡｌＳｉ、ＡｌＣｕ、またはＡｌＳｉＣｕ）で構成されてよく、あるいは、これを主成分として含んでよい。他の実施形態によれば、エミッタ電極構造３１０およびコレクタ電極構造３２０の一方または両方が、ニッケルＮｉ、チタンＴｉ、タングステンＷ、銀Ａｇ、金Ａｕ、白金Ｐｔ、および／またはパラジウムＰｄを主成分として含んでよい。たとえば、エミッタ電極構造３１０およびコレクタ電極構造３２０の少なくとも一方は、２つ以上の副層を含み、各副層は、Ｎｉ、Ｔｉ、Ｗ、Ａｇ、Ａｕ、Ｐｔ、およびＰｄのうちの１つ以上を、主成分として（たとえば、窒化物および／または合金として）含む。
配線構造３０５が、隣接する埋め込み電極構造２１０同士を電気的に接続してよい。配線構造３０５は、高導電性の半導体材料から作られてよく、かつ／または、それぞれが金属または金属化合物から作られた１つ以上の金属層を含んでよい。第１の誘電体構造２２１が、配線構造３０５を浮遊ゾーン１１９から電気的に隔てる。第２の誘電体構造２２２が、配線構造３０５をエミッタ電極構造３１０から隔てる。
ＩＧＢＴ領域４１０ａに隣接する埋め込み電極構造２１０は、ゲート電圧Ｇとして作用する。ゲート電極Ｇに印加される電位が、ソースゾーン１１０とドリフトゾーン１２１との間で誘電体ライナ２０５に隣接するボディゾーン１１５のチャネル部分の少数電荷キャリア分布を制御する。ゲート電極Ｇに印加された電圧が十分高い場合は、ボディゾーン１１５内に反転層（ｎチャネル）が形成され、ソースゾーン１１０とコレクタ層１３０との間にオン状態電流が流れる。
ゲート電圧が０Ｖの場合、反転層は形成されない。ゲート電極Ｇに印加された電圧が負の場合は、ドリフトゾーン１２１において、ｐ型反転層１２２（ｐチャネル）が、誘電体ライナ２０５に沿って形成される。ｐチャネル１２２は、ｐ型ボディゾーン１１５を、ｐ型浮遊ゾーン１１９と接続してよい。ｐ型反転層１２２、ならびに、今述べた例でのｐ型浮遊ゾーン１１９は、ダイオードホールエミッタ効率に寄与する。結果として、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００が価値を示すのは、ダイオードの順方向電流ＩＦに対してであり、かつ、異なる２つのオフ状態ゲート電圧の間で著しく異なるスイッチング損失に対してである。結果として、図１Ａの電子回路、図１Ｃのハーフブリッジ回路、および図１ＤのＩＧＢＴモジュールのそれぞれにおいて、図３ＡのＲＣ−ＩＧＢＴ６００は、ＲＣ−ＩＧＢＴの集積されたフリーホイールダイオードのデバイス特性を、著しく異なる動作時要件に合わせることを可能にする。
ダイオードホールエミッタ効率は、エミッタ電極構造３１０に接続されたｐドープゾーンにおけるｐ型不純物の総量と、エミッタ電極構造３１０とｐドープゾーンとの間の接触抵抗とに依存する。第１および第２のオフ状態ゲート電圧の間のダイオードホールエミッタ効率の差を大きくするための、第１のアプローチは、両状態におけるダイオードホールエミッタ効率に寄与する、ボディゾーン１１５および接触ゾーン１１７のダイオードホールエミッタ効率を下げることである。第２のアプローチは、第２の状態におけるダイオードホールエミッタ効率にのみ寄与するｐ型不純物の数を増やすことである。両アプローチは、累積的に結合することが可能である。
第１のアプローチによれば、ボディゾーン１１５のチャネル部分に近接している場所を除き、ボディゾーン１１５のドープが局所的に減らされる。これは、ｎチャネルが形成されていて、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のカットオフ電圧が、ＲＣ−ＩＧＢＴ６００のオン状態での不純物濃度によって規定されることが条件である。高度にドープされた接触ゾーン１１７の幾何学的寸法を減らすことにより、ｐ型不純物の総量が減り、結果として、ホールエミッタ効率が下がる。他の実施形態では、ボディゾーン１１５に補助不純物を注入してよく、この補助不純物は、ボディゾーン１１５および接触ゾーン１１７における移動電荷キャリアの寿命を減らすことに適合されている。補助不純物は、たとえば、陽子、電子、または白金原子であってよい。
第２のアプローチによれば、ｐチャネル１２２の寸法を大きくするために、埋め込み電極構造２１０を半導体部分１００内に深く延ばしてよい。
図３Ｂは、フィールド領域４１０ｃを与えるレイアウトのＲＣ−ＩＧＢＴ６００を示す。埋め込み電極構造２１０は、平行ストライプの規則的なパターンとして配列されている。ＩＧＢＴ領域４１０ａにおいては、ｐ型ボディゾーン１１５が、隣接する埋め込み電極構造２１０同士の間に形成されている。ダイオード領域４１０ｂにおいては、アノードゾーン１１６が、隣接する埋め込み電極構造２１０同士の間を、第１の面１０１から半導体部分１００のドリフト層１２１内に延びている。スペーサ領域４２０においては、ｐ型浮遊ゾーン１１９が、隣接する埋め込み電極構造２１０同士の間を、第１の面１０１から半導体部分１００内に延びている。ボディゾーン１１５、アノードゾーン１１６、および浮遊ゾーン１１９は、同じ注入プロセスから発生してよい。
埋め込み電極構造２１０は、ボディゾーン１１５、アノードゾーン１１６、および浮遊ゾーン１１９より深く、半導体部分１００内に延びる。誘電体構造２２０が、浮遊ゾーン１１９を、エミッタ電極構造３１０から電気的に絶縁する。エミッタ電極構造３１０は、アノードゾーン１１６に電気的に接続されており、かつ、ｐドープ接触ゾーン１１７を通じてボディゾーン１１５に電気的に接続されている。各スペーサ領域４２０における埋め込みゲート電極構造２１０の数は、２個、３個、またはそれ以上、たとえば、少なくとも５個であってよい。
ＩＧＢＴ領域４１０ａにおける第１の埋め込み電極構造２１０は、ゲート電極Ｇを形成する。ＩＧＢＴ領域４１０ａとスペーサ領域４２０との間のフィールド領域４１０ｃにある第２の埋め込み電極構造２１０が、ゲート電極Ｇに印加される電圧とは無関係に制御される。一実施形態によれば、ゲート電極Ｇにおいてドリフト層１２１内にｐチャネル１２２が形成されている場合には、フィールド領域４１０ｃ内の埋め込み電極構造２１０は、ドリフト層１２１内にｐチャネルを形成しない。たとえば、第２の埋め込み電極構造２１０は、エミッタ電極構造３１０に電気的に接続され、フィールド電極Ｅを形成する。ＩＧＢＴ領域４１０ａから間隔をおいて配置された第３の埋め込み電極構造２１０が、ゲート電極Ｇに電気的に接続されて、ドリフトゾーン１２１内のｐチャネルを制御する補助電極Ｙを形成してよい。
第１のオフ状態ゲート電圧が印加されると、ドリフトゾーン１２１内のゲート電極Ｇおよび補助電極Ｙに沿って、ｐチャネル１２２が形成される。ｐチャネル１２２は、浮遊ゾーン１１９がダイオードエミッタ効率に寄与するように、浮遊ゾーン１１９をアノードゾーン１１６に接続する。電圧が印加されて、ドリフトゾーン１２１内のその場所にｐチャネルが形成されない場合、浮遊ゾーン１１９は、ダイオードエミッタ効率に寄与しない。したがって、第１および第２のオフ状態Ｇｏｕｔ電圧間のダイオードエミッタ効率の差が大きくなる。
図４Ａの実施形態が図３Ａの実施形態と異なるのは、第１の電極構造３１０が界面層３１１および本層３１２を含む点である。界面層３１１は、ボディゾーン１１５に電気的に接続されており、たとえば、接触ゾーン１１７を通して接続されている。界面層３１１は、接点材料で作られており、この接点材料と接触ゾーン１１７またはボディゾーン１１５との間の接触抵抗が高く、このため、ボディゾーン１１５および接触ゾーン１１７の全体ダイオードエミッタ効率は、界面層３１１がない場合より低い。
一実施形態によれば、接点材料は、半導体部分の不純物濃度が減るにつれて接点材料と半導体部分１００との間の接触抵抗が増えるように選択されている。たとえば、この接点材料は、導電性のチタン化合物および／またはタンタル化合物、たとえば、タングステン化チタン、窒化チタン、窒化タンタル、およびタンタルを含む群から選択される。ボディゾーン１１５および接触ゾーン１１７のダイオードエミッタ効率が低いため、ｐチャネルの形成によるダイオードホールエミッタ効率の相対変化が大きく、第２の状態および第３の状態におけるフリーホイールダイオードのデバイス特性の差が比較的大きい。
さらに、図４ＢのＲＣ−ＩＧＢＴ６００では、ＩＧＢＴ６００のエッジ領域４９０に埋め込み電極構造２１０が設けられる。エッジ領域４９０は、ＩＧＢＴ領域４１０ａ、スペーサ領域４２０、およびダイオード領域４１０ｂを含むアクティブな範囲を囲んでおり、この範囲では、ＩＧＢＴ６００がオン状態のときに、エミッタ電極構造３１０とコレクタ電極構造３２０との間をオン状態電流が流れる。エッジ領域４９０には、ソースゾーン１１５が与えられていないが、ｐ型浮遊終端ゾーン１１８（たとえば、ガードリング）が与えられており、これがドリフトゾーン１２１との間にさらなるｐｎ接合を形成する。エッジ領域４９０に追加された埋め込み電極構造２１０は、セル領域内のゲート電極Ｇに電気的に接続されて補助電極Ｙを形成してよく、これにより、ゲート電極Ｇに第１のオフ状態ゲート電圧が印加された場合に、浮遊ｐ型終端ゾーン１１８は、ダイオードホールエミッタ効率に寄与し、アクティブ範囲内に、第１のフリーホイールダイオードＤ１と平行な第２のフリーホイールダイオード構造Ｄ２を形成する。
図５Ａの実施形態では、トレンチ接点３０２が、隣接する埋め込み電極構造２１０同士の間、または環状埋め込み電極構造２１０の内部において、第１の面１０１から半導体部分１００内に延びている。トレンチ接点３０２は、半導体部分１００に直接隣接する界面層３１１と、本層３１２とを含んでよい。
トレンチ接点３０２は、高度にドープされた接触ゾーン１１７の一部に取って代わり、ｐ型非浮遊ゾーン１１５、１１７、１１６のホールエミッタ効率を下げる。２つのオフ状態の間の差は増える。界面層３１１は、接点材料で作られてよく、この材料の、半導体部分１００に対する接触抵抗は、半導体部分１００内の不純物濃度が減るにつれて増える。たとえば、接点材料は、ＴｉＷ、ＴｉＮ、ＴａＮ、およびＴａを含む群から選択される。
図５Ｂは、図５ＡのＲＣ−ＩＧＢＴ６００の、第１および第２の面１０１、１０２に平行な断面を示しており、図５Ａの線Ｂ−Ｂで示されるように、トレンチ接点３０２の断面を示している。図の左側では、第１の環状埋め込み電極構造２１０によって、ＩＧＢＴ領域４１０ａが画定されている。ソースゾーン１１０は、環状であってよく、トレンチ接点３０２の全面を取り囲んでよい。一実施形態によれば、ソースゾーン１１０は、それぞれのトレンチ接点３０２の１つのエッジにのみ沿って形成される。図示された実施形態によれば、ソースゾーン１１０の空間的に離れている２つの部分が、トレンチ接点３０２の対向面に形成されている。図の右側では、第２の環状埋め込み電極構造２１０によって、ダイオード領域４１０ｂが画定されている。ＩＧＢＴ領域４１０ａおよびダイオード領域４１０ｂは、スペーサ領域４２０に埋め込まれている。
別の実施形態は、ハーフブリッジ回路であり、これは、第１および第２の逆導通ＩＧＢＴと、第１および第２のドライバ回路と、を含み、第１および第２の逆導通ＩＧＢＴは、それぞれ、第１のオフ状態ゲート電圧において第１のダイオードエミッタ効率を有し、第２のオフ状態ゲート電圧において、第２の、異なるダイオードエミッタ効率を有し、第１および第２のドライバ回路のそれぞれは、一方の逆導通ＩＧＢＴのゲート端子と電気的に結合されたドライバ端子を含み、各ドライバ回路は、ドライバ端子において、第１の状態ではオン状態ゲート電圧を供給し、第２の状態では第１のオフ状態ゲート電圧を供給し、第３の状態では第２のオフ状態ゲート電圧を供給するように構成されている。各逆導通ＩＧＢＴは、第１の状態ではボディゾーン内に第１の反転層を形成し、第２の状態ではドリフトゾーン内に第２の反転層を形成し、第３の状態では、反転層を形成しないか、第２の反転層とは異なる第３の反転層を形成するように適合されてよい。代替または追加として、第２のダイオードエミッタ効率は、第１のダイオードエミッタ効率との間に、少なくとも５％の差があってよい。
別の実施形態は、ＩＧＢＴモジュールであり、これは、少なくとも第１および第２の逆導通ＩＧＢＴと、少なくとも第１および第２のドライバ回路と、を含み、少なくとも第１および第２の逆導通ＩＧＢＴは、それぞれ、第１のオフ状態ゲート電圧において第１のダイオードエミッタ効率を有し、第２のオフ状態ゲート電圧において、第２の、異なるダイオードエミッタ効率を有し、少なくとも第１および第２のドライバ回路のそれぞれは、一方の逆導通ＩＧＢＴのゲート端子と電気的に結合されたドライバ端子を含み、各ドライバ回路は、ドライバ端子において、第１の状態ではオン状態ゲート電圧を供給し、第２の状態では第１のオフ状態ゲート電圧を供給し、第３の状態では第２のオフ状態ゲート電圧を供給するように構成されている。
本明細書では特定の実施形態を図示および説明してきたが、当業者であれば理解されるように、本発明の範囲から逸脱しない限り、図示および説明された特定の実施形態を、様々な代替的かつ／または均等な実施形態に置き換えてよい。本出願は、本明細書で説明された特定実施形態の任意の適合形態または変形形態を包含するものとする。したがって、本発明は、特許請求の範囲およびその均等物によってのみ限定されるものとする。
１００ 半導体部分
１０１ 第１の面
１０２ 第２の面
１１０ ソースゾーン
１１５ ボディゾーン
１１６ アノードゾーン
１１７ 接触ゾーン
１１８ 浮遊終端ゾーン
１１９ 浮遊ゾーン
１２０ 半導体層
１２１ ドリフトゾーン
１２８ フィールドストップ層
１３０、１３０ａ、１３０ｂ コレクタ層
２０５ 誘電体ライナ
２１０ 埋め込み電極構造
２２０ 誘電体構造
２２１ 第１の誘電体構造
３０２ トレンチ接点
３０５ 配線構造
３１０ エミッタ電極構造
３１１ 界面層
３１２ 本層
３２０ コレクタ電極構造
４１０ａ ＩＧＢＴ領域
４１０ｂ ダイオード領域
４１０ｃ フィールド領域
４２０ スペーサ領域
４９０ エッジ領域
５００ ゲートドライバ回路
５１０ 制御回路
５２０、５２０ａ、５２０ｂ ドライバ回路
５２１ ハイ側スイッチ
５２２ａ、５２２ｂ ロー側スイッチ
５３０ 電圧レギュレータ回路
５３１、５３２ａ、５３２ｂ ドライバ
６００ ＲＣ−ＩＧＢＴ
６１０ ＩＧＢＴ
６２０ フリーホイールダイオード
７００ 電子回路
７０２ ハーフブリッジ回路
７０４ ＩＧＢＴモジュール
９００ 誘導負荷
１０１ 第１の面
１０２ 第２の面
１１０ ソースゾーン
１１５ ボディゾーン
１１６ アノードゾーン
１１７ 接触ゾーン
１１８ 浮遊終端ゾーン
１１９ 浮遊ゾーン
１２０ 半導体層
１２１ ドリフトゾーン
１２８ フィールドストップ層
１３０、１３０ａ、１３０ｂ コレクタ層
２０５ 誘電体ライナ
２１０ 埋め込み電極構造
２２０ 誘電体構造
２２１ 第１の誘電体構造
３０２ トレンチ接点
３０５ 配線構造
３１０ エミッタ電極構造
３１１ 界面層
３１２ 本層
３２０ コレクタ電極構造
４１０ａ ＩＧＢＴ領域
４１０ｂ ダイオード領域
４１０ｃ フィールド領域
４２０ スペーサ領域
４９０ エッジ領域
５００ ゲートドライバ回路
５１０ 制御回路
５２０、５２０ａ、５２０ｂ ドライバ回路
５２１ ハイ側スイッチ
５２２ａ、５２２ｂ ロー側スイッチ
５３０ 電圧レギュレータ回路
５３１、５３２ａ、５３２ｂ ドライバ
６００ ＲＣ−ＩＧＢＴ
６１０ ＩＧＢＴ
６２０ フリーホイールダイオード
７００ 電子回路
７０２ ハーフブリッジ回路
７０４ ＩＧＢＴモジュール
９００ 誘導負荷
Claims (20)
- 逆導通ＩＧＢＴであって、第１のオフ状態ゲート電圧において第１のダイオードエミッタ効率を有し、第２のオフ状態ゲート電圧において第２の、異なるダイオードエミッタ効率を有する逆導通ＩＧＢＴと、
前記逆導通ＩＧＢＴのゲート端子と電気的に結合されたドライバ端子を備えたドライバ回路であって、前記ドライバ端子において、第１の状態ではオン状態ゲート電圧を供給し、第２の状態では前記第１のオフ状態ゲート電圧を供給し、第３の状態では前記第２のオフ状態ゲート電圧を供給するように構成された前記ドライバ回路と、
を備える電子回路。 - 前記ドライバ回路は、前記オン状態ゲート電圧を、第１の電圧端子に印加された第１の電圧から導出し、前記第１のオフ状態ゲート電圧を、第２の電圧端子に印加された第２の電圧から導出するように構成されている、請求項１に記載の電子回路。
- 前記ドライバ回路は、前記第２のオフ状態ゲート電圧を、第３の電圧端子に印加された第３の電圧から導出するように構成されている、請求項２に記載の電子回路。
- 前記第１および第２の電圧から前記第２のオフ状態ゲート電圧を導出するように構成された電圧レギュレータ回路を備える、請求項２に記載の電子回路。
- 前記第２のオフ状態ゲート電圧は、前記第１のオフ状態ゲート電圧との間に、少なくとも０．５Ｖの差がある、請求項１に記載の電子回路。
- 前記第２のダイオードエミッタ効率は、第１のダイオードエミッタ効率との間に、少なくとも５％の差がある、請求項１に記載の電子回路。
- 前記ドライバ回路が前記第２の状態と前記第３の状態との間で変化するように前記ドライバ回路を制御するように構成された制御回路をさらに備える、請求項１に記載の電子回路。
- 前記制御回路は、前記制御回路に印加された制御信号に対する応答として、前記ドライバ回路が前記第２の状態と前記第３の状態との間で変化するように前記ドライバ回路を制御する、請求項７に記載の電子回路。
- 前記制御回路は、内部状態の変化に対する応答として、前記ドライバ回路が前記第２の状態と前記第３の状態との間で変化するように前記ドライバ回路を制御する、請求項７に記載の電子回路。
- 前記逆導通ＩＧＢＴは、前記オン状態ゲート電圧においてボディゾーン内に第１の反転層を形成し、前記第１のオフ状態ゲート電圧においてドリフトゾーン内に第２の反転層を形成し、前記第２のオフ状態ゲート電圧において、前記ドリフトゾーン内に、反転層を形成しないか、前記第２の反転層とは異なる第３の反転層を形成するように適合されている、請求項１に記載の電子回路。
- 前記逆導通ＩＧＢＴは、第１の面から半導体部分のドリフトゾーン内に延びるゲート電極を備えており、前記ドリフトゾーンは、第１の導電型を有し、第２の、逆の導電型のボディゾーンが、前記第１の面と前記ドリフトゾーンとの間に配列され、誘電体ライナが、前記ゲート電極と前記半導体部分とを隔てている、請求項１に記載の電子回路。
- 前記半導体部分は、前記第２の導電型の浮遊ゾーンを含み、前記浮遊ゾーンは、前記第１の状態と前記第３の状態との間を浮遊し、前記第２の反転層は、前記第２の状態において、前記ボディゾーンと前記浮遊ゾーンとをつなぐ、請求項１１に記載の電子回路。
- トレンチ接点が、前記第１の面から前記ボディゾーン内に延びる、請求項１１に記載の電子回路。
- 前記ボディゾーンと、前記ボディゾーンに電気的に接続された電極構造との間に界面層が設けられ、前記界面層は接点材料で作られ、前記接点材料と前記ボディゾーンとの間の接触抵抗が、前記ボディゾーン内の不純物濃度が減るにつれて増える、請求項１１に記載の電子回路。
- 前記接点材料は、ＴｉＷ、ＴｉＮ、ＴａＮ、およびＴａからなる群から選択される、請求項１４に記載の電子回路。
- 請求項１に記載の電子回路を少なくとも２つ備え、前記逆導通ＩＧＢＴが電気的に並列に配列されているハーフブリッジ回路。
- 請求項１に記載の電子回路を少なくとも２つ備えるＩＧＢＴモジュール。
- ＩＧＢＴ用のゲート信号をドライブするように構成され、ドライバ端子を備えるドライバ回路であって、前記ドライバ回路は、前記ドライバ端子において、第１の状態ではオン状態ゲート電圧を供給し、第２の状態では第１のオフ状態ゲート電圧を供給し、第３の状態では第２のオフ状態ゲート電圧を供給するように構成され、前記第２のオフ状態ゲート電圧と前記第１のオフ状態ゲート電圧との間に差がある、前記ドライバ回路と、
前記ドライバ回路と電気的に結合され、前記ドライバ回路が前記第２の状態と前記第３の状態との間で変化するように前記ドライバ回路を制御するように構成された制御回路と、
を備えるゲートドライバ回路。 - 逆導通ＩＧＢＴを動作させる方法であって、
第１の状態において、前記逆導通ＩＧＢＴのゲート端子にオン状態ゲート電圧を供給するステップと、
第２の状態において、前記逆導通ＩＧＢＴの前記ゲート端子に第１のオフ状態ゲート電圧を供給するステップと、
第３の状態において、前記逆導通ＩＧＢＴの前記ゲート端子に第２のオフ状態ゲート電圧を供給するステップと、を含み、
前記逆導通ＩＧＢＴは、前記第１のオフ状態ゲート電圧において、第１のダイオードエミッタ効率を有し、前記第２のオフ状態ゲート電圧において、第２の、異なるダイオードエミッタ効率を有する、
方法。 - 前記第２のダイオードエミッタ効率は、前記第１のダイオードエミッタ効率との間に少なくとも５％の差がある、請求項１９に記載の方法。
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