JP2014187733A

JP2014187733A - 電源回路

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Publication number: JP2014187733A
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Inventors: Chen Kong Teh; チェンコンテー
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Priority date: 2013-03-21
Filing date: 2013-03-21
Publication date: 2014-10-02
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Abstract

【課題】負荷電流が小さい軽負荷時に消費電力を抑えると共に、擬似的な電流モード制御が可能な電源回路を提供することを目的とする。
【解決手段】出力電圧Ｖｏｕｔの情報をフィードバックする第１のフィードバックループと、負荷電流Ｉｏｕｔの情報としてインダクタ電流ＩＬをフィードバックする第２のフィードバックループを有する。負荷電流Ｉｏｕｔが所定の閾値より大きい時には、前記第１のフィードバックループの信号と前記第２のフィードバックループからのフィードバック電流信号を用いてＰＷＭ信号を生成する。負荷電流Ｉｏｕｔが所定の閾値より小さくなった場合には、第２のフィードバックループを遮断し、遮断前に保持していたフィードバック電流信号のデータを用いてＰＷＭ信号を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電流モード制御と軽負荷モード制御を備えた電源回路に関する。

従来、負荷電流の大小に応じて、制御モードを電流モード制御から電圧モード制御に切替える技術が開示されている。電流モード制御では、出力電流の検知回路等が必要になるため、電圧モード制御に比べ、電力消費が大きくなる。しかしながら、電流モード制御は、負荷応答特性に優れる利点を有する。

特開平６−２２５５３０号公報

本発明の一つの実施形態は、負荷電流が小さい軽負荷時に、消費電力を抑えると共に、擬似的な電流モード制御によりパルス幅制御信号（以降ＰＷＭ信号と言う）が生成される電源回路を提供することを目的とする。

本発明の一つの実施形態によれば、出力電圧の情報をフィードバックする第１のフィードバックループを備える。負荷電流の情報をフィードバックする第２のフィードバックループを備える。前記第１のフィードバックループの信号と前記第２のフィードバックループの信号からＰＷＭ信号を生成する制御回路を備える。前記ＰＷＭ信号によりオン／オフが制御されるスイッチング素子を備える。前記負荷電流が所定の閾値より小さい場合には、前記第２のフィードバックループを遮断すると共に、遮断前に前記第２のフィードバックループから取得した保持データを用いて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする電源回路が提供される。

図１は、第１の実施形態に係る電源回路を示す図である。図２は、電流モード制御から軽負荷モード制御に切替える場合の、ＰＷＭ信号のＤｕｔｙＤの算出方法を概念的に示す図である。図３は、ＤｕｔｙＤを算出するステップの一例を示す図である。図４は、ＰＷＭ信号の補正値ｄの算出方法の他の例を示す図である。図５は、ＰＷＭ信号の補正値ｄを算出するフローを示す図である。図６は、本実施形態の効果を示す図である。図７は、第２の実施形態に係る電源回路を示す図である。図８は、第３の実施形態に係る電源回路を示す図である。

以下に添付図面を参照して、実施形態にかかる電源回路を詳細に説明する。なお、これら実施形態により本発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電源回路を示す図である。本実施形態の電源回路は、入力端子１と出力端子２を有する。入力端子１には、直流電源３が接続される。入力端子１には、ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４のソース電極が接続される。ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４のドレイン電極は、インダクタ７の一端に接続される。ＮＭＯＳスイッチングトランジスタ５のドレイン電極は、インダクタ７の一端に接続され、ソース電極は、接地される。ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４とＮＭＯＳスイッチングトランジスタ５のゲート電極には、駆動回路１１の出力が供給される。インダクタ７の他端は、出力端子２に接続される。出力端子２には、コンデンサ８の一端が接続される。コンデンサ８の他端は、接地される。インダクタ７とコンデンサ８は、平滑回路を構成する。出力端子２には、所定の負荷回路が接続されるが省略している。

出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバックループを構成するＡＤコンバータ９に供給され、デジタル値に変換される。ＡＤコンバータ９の出力は、誤差算出回路１４に供給される。誤差算出回路１４では、ＡＤコンバータ９の出力と所定の参照電圧Ｖｒｅｆ（図示せず）が比較され、その誤差信号ｅｒｒｏｒが算出される。誤差信号ｅｒｒｏｒは、補償回路１５に供給される。補償回路１５は、誤差算出回路１４の出力を受け、出力電圧Ｖｏｕｔが参照電圧Ｖｒｅｆに等しくなるようにＰＩＤ(ＰｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌＩｎｔｅｇｒａｌＤｅｒｉｖａｔｉｖｅ)制御を行い、その制御の為の制御信号Ｉｃｔｒｌを出力する。補償回路１５には、出力する制御信号Ｉｃｔｒｌを保持するメモリ回路（図示せず）を備える。制御信号Ｉｃｔｒｌは、Ｄｕｔｙ演算回路１６と有限オートマトン１８に供給される。

有限オートマトン１８は、電源回路の動作を電流モード制御から軽負荷モード制御に切替える所定の閾値の情報を保持している。負荷電流の情報をフィードバックして制御を行う電流モード制御では、制御信号Ｉｃｔｒｌは、負荷電流Ｉｏｕｔに応じた値を示す。従って、制御信号Ｉｃｔｒｌを検知することにより、負荷電流Ｉｏｕｔの大小を検知することが可能となる。有限オートマトン１８は、制御信号Ｉｃｔｒｌと所定の閾値を比較し、その比較結果に応じて、モード切替信号ｍｏｄｅを出力する。負荷電流Ｉｏｕｔに応じて変化する制御信号Ｉｃｔｒｌが、所定の閾値よりも小さい場合には、電源回路の制御モードを電流モード制御から軽負荷モード制御に切替えるモード切替信号ｍｏｄｅを有限オートマトン１８が出力する。

電流センサ６は、インダクタ７に供給される電流ＩＬ（以降インダクタ電流と言う）をセンスする。例えば、電流センサ６は、インダクタ７に直列に接続された所定の抵抗（図示せず）において、インダクタンス電流ＩＬによって生じる電圧降下を検知する差動増幅器（図示せず）で構成される。電流センサ６の出力は、ＡＤコンバータ１０に供給され、デジタル値に変換される。ＡＤコンバータ１０の出力（以降フィードバック電流信号という）Ｉｓｅｎｓｅが、検知回路１３とデジタル比較回路１９に供給される。検知回路１３は、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅを検知し、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾きＳｌｏｐｅ、ピーク値Ｐｅａｋ、及びＤｕｔｙＤを検知する。ＤｕｔｙＤは、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧になるように電源回路の動作を制御するＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間を示す。ＤｕｔｙＤの期間において、ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４がオンとなり、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる動作が行われる。インダクタ電流ＩＬは、インダクタ７とコンデンサ８による平滑回路により平滑化され、負荷電流Ｉｏｕｔとして出力される。従って、インダクタ電流ＩＬの情報を負荷電流Ｉｏｕｔの情報のフィードバック信号として用いることが出来る。

検知回路１３は、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｓｌｏｐｅ、ピーク値Ｐｅａｋ、及びＤｕｔｙＤを、内蔵するメモリ（図示せず）に保持する。検知回路１３が検知したフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｓｌｏｐｅ、ピーク値Ｐｅａｋ、及びＤｕｔｙＤを示すデータが、Ｄｕｔｙ演算回路１６に供給される。Ｄｕｔｙ演算回路１６は、補償回路１５からの制御信号Ｉｃｔｒｌと検知回路１３からのフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｓｌｏｐｅ、ピーク値Ｐｅａｋ、及びＤｕｔｙＤのデータから、新たなＤｕｔｙＤを算出し、ＰＷＭ生成回路１７に供給する。ＰＷＭ生成回路１７は、Ｄｕｔｙ演算回路１６からの出力信号に基き、新たなＰＷＭ信号を生成する。

ＡＤコンバータ１０の出力信号は、デジタル比較回路１９の非反転入力端（＋）に供給される。デジタル比較回路１９の反転入力端子（−）には、補償回路１５からの制御信号Ｉｃｔｒｌが供給される。デジタル比較回路１９での比較動作により、ＡＤコンバータ１０からの信号が制御信号Ｉｃｔｒｌより大きくなると、ＲＳラッチ回路２０のリセット端子Ｒに信号が供給される。ＲＳラッチ回路２０のセット端子Ｓには、電源回路のスイッチング周波数を設定するクロック信号ｃｌｏｃｋが供給される。ＲＳラッチ回路２０からは、パルスの立上りがクロック信号ｃｌｏｃｋに制御され、立下りがデジタル比較回路１９の出力で制御されるＰＷＭ信号が出力される。ＲＳラッチ回路２０の出力は、セレクタ１２に供給される。

セレクタ１２の出力は、有限オートマトン１８からのモード切替信号ｍｏｄｅにより選択される。負荷電流Ｉｏｕｔが所定の閾値より大きい場合には、ＲＳラッチ回路２０からの信号が選択され、駆動回路１１に供給される。駆動回路１１の出力信号により、ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４とＮＭＯＳスイッチングトランジスタ５のオン／オフが制御される。

軽負荷モード制御が選択された場合には、有限オートマトン１８からのモード切替信号ｍｏｄｅにより、電流センサ６とＡＤコンバータ１０の動作は停止される。例えば、電流センサ６を構成する差動増幅器（図示せず）、及び、ＡＤコンバータ１０を、モード切替信号ｍｏｄｅに応答するスイッチ（図示せず）により電源供給ライン（図示せず）から切り離すことで、動作を停止させることが出来る。これにより、電流センサ６からＡＤコンバータ１０を経る電流フィードバックループが遮断される。セレクタ１２は、有限オートマトン１８からのモード切替信号ｍｏｄｅに応答してＰＷＭ生成回路１７からの出力信号を選択して駆動回路１１に供給する。

電流フィードバックループが遮断された場合のＰＷＭ信号の生成ステップは以下の通りとなる。有限オートマトン１８からモード切替信号ｍｏｄｅが出力されると電流センサ６とＡＤコンバータ１０の動作が停止される。検知回路１３に保持されていたフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ、ピーク値Ｉｐｅａｋ、及びＰＷＭ信号のＤｕｔｙＤが、Ｄｕｔｙ演算回路１６に供給される。Ｄｕｔｙ演算回路１６では、補償回路１５からの制御信号Ｉｃｔｒｌと検知回路１３からの信号に基き、新たなＤｕｔｙＤを算出する。新たな、ＤｕｔｙＤは、ＰＷＭ生成回路１７に供給される。ＰＷＭ生成回路１７の出力はセレクタ１２に供給される。モード切替信号ｍｏｄｅに応答して、セレクタ１２は、ＰＷＭ生成回路１７の出力を選択し、駆動回路１１に供給する。駆動回路１１の出力は、ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４、及びＮＭＯＳスイッチングトランジスタ５のゲート電極に供給される。ＰＷＭ生成回路１７からの出力信号に応じてＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４とＮＭＯＳスイッチングトランジスタ５のオン／オフが制御される。

本実施形態に係る電源回路においては、モード切替信号ｍｏｄｅにより電流フィードバックループが遮断されても、検知回路１３が保持していたデータを用いて、新たなＰＷＭ信号のＤｕｔｙＤを算出する構成となる。従って、軽負荷モード制御では、電圧フィードバックループからの制御信号Ｉｃｔｒｌと電流フィードバックループからの出力に応じて生成された検知回路１３に保持されていたデータを用いた、擬似的な電流モード制御を実行することが出来る。軽負荷モード制御では、電流センサ６、並びに、ＡＤコンバータを停止させることにより、消費電力が軽減され、変換効率を高めた電源回路が提供される。負荷電流Ｉｏｕｔが所定の閾値を超えて大きくなった場合には、有限オートマトン１８からのモード切替信号ｍｏｄｅの出力が停止し、電流センサ６、及びＡＤコンバータ１０を有する電流フィードバックループが復帰して、通常の電流モード制御に移行する。

図２は、電流モード制御から軽負荷モード制御に切替える場合の、ＰＷＭ信号のＤｕｔｙＤの算出方法を概念的に示す図である。図２において、期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）は、電源回路のひとつ前のスイッチングサイクルの期間を示し、期間ＩＩ（ｎｏｗ）は、現在のスイッチングサイクルの期間を示す。期ＩＩ（ｎｏｗ）にて軽負荷モード制御に切替えられた場合の例を示す。図２の下段は、ＰＷＭ信号、２段目はフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅ，３段目の点線はフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ，最上段は、制御信号Ｉｃｔｒｌを示す。尚、例えば、フィードバック電流Ｉｓｅｎｓｅは、ＡＤコンバータ１０の出力信号で有るため、実際はデジタル値であるが、算出方法を概念的に説明する為、アナログ的に示している。

検知回路１３は、期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）におけるフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅとピーク値ＩｐｅａｋとＤｕｔｙＤを検知し、その情報（データ）をメモリ（図示せず）に保持している。フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅは、例えば、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅを所定のタイミングでサンプリングし、サンプリングした時間内でのフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの増加量を検出することにより検知することが出来る。フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋは、例えば、前のタイミングでサンプリングしたＩｓｅｎｓｅの値と新たにサンプリングしたＩｓｅｎｓｅの値を比較し、前のタイミングでサンプリングした値の方が大きい場合には、前のタイミングでサンプリングした値をピーク値Ｉｐｅａｋとする。ＤｕｔｙＤは、サンプリング開始時間から、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅがピーク値Ｉｐｅａｋに達する迄の時間を検知することにより得られる。サンプリングのタイミングにより、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの実際のピーク値と検出されたピーク値Ｉｐｅａｋが異なる場合も有りうるため、図２では、便宜的に両者を異ならせて表示している。

新たな期間ＩＩ（ｎｏｗ）でのＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）は、次の式（１）で示される。
Ｄ（ｎｏｗ）＝Ｄ（ｂｅｆｏｒｅ）＋ｄ・・・（１）
ここで、補正データｄは、次の式（２）で求めることが出来る。
ｄ＝Ｉｄｉｆｆ／Ｉｓｌｏｐｅ・・・（２）
よって、新たな期間ＩＩ（ｎｏｗ）でのＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）は、次の式（３）で示すことが出来る。
Ｄ（ｎｏｗ）＝Ｄ（ｂｅｆｏｒｅ）＋Ｉｄｉｆｆ／Ｉｓｌｏｐｅ・・・（３）

図３は、Ｄｕｔｙ演算回路１６にて、ＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）を算出するステップを示す。便宜上、使用するデータに添え字ｂｅｆｏｒｅ、あるいはｎｏｗを付して、対応する期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）、あるいはＩＩ（ｎｏｗ）のデータであることを示して説明する。

検知回路１３に保持していた前のサイクルのＤｕｔｙＤ（ｂｅｆｏｒｅ）、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｂｅｆｏｒｅ）、新たな期間ＩＩ（ｎｏｗ）の制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）を読み込む（Ｓ３０１）。制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）と前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）から、差分Ｉｄｉｆｆを算出する（Ｓ３０２）。前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）は、検知回路１３に保持されている。次に、補正データｄ値を算出する（Ｓ３０３）。補正データｄ値は、制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）と前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）の差分Ｉｄｉｆｆを、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｂｅｆｏｒｅ）で割り算することにより得られる（Ｓ３０３）。フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｂｅｆｏｒｅ）は、検知回路１３に保持されている。次に、新たなＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）を求める（Ｓ３０４）。新たなＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）は、前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のＤｕｔｙＤ（ｂｅｆｏｒｅ）に補正データｄを加算することにより算出される。新たに算出されたＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）が、Ｄｕｔｙ演算回路１６から出力される(Ｓ３０５)。新たに算出されたＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）が、ＰＷＭ生成回路１７に供給される。ＰＷＭ生成回路１７は、Ｄｕｔｙ演算回路１６から供給されたＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）に基き、ＰＷＭ信号を生成する。

電流フィードバックループを遮断し、軽負荷モード制御への切替を行っても、保持されていた前のスイッチングサイクル期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの所定のデータを用いて、新たなＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）を算出することが出来る。従って、軽負荷モード制御への切り替えを、スムーズに実行することが出来る。尚、ＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）の算出にあたって、補正データｄを、制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）と電流フィードバックループ遮断前に保持したフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）を用いて算出したが、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）に変えて、制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｂｅｆｏｒｅ）を用いても良い。制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）と制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｂｅｆｏｒｅ）の差分をＩｄｉｆｆとして用い、既述の算出ステップと同様の算出ステップにより補正データｄを算出することが出来る。制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｂｅｆｏｒｅ）は、例えば、ＰＩＤ制御を行う補償回路１５の所定のメモリ（図示せず）に保持しておくことが出来る。尚、制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）が、前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）、あるいは、制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｂｅｆｏｒｅ）より小さく、差分Ｉｄｉｆｆが負の値になる場合には、ＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）は、Ｄ（ｂｅｆｏｒｅ）から補正データｄ分だけ減算される。

図４は、補正データｄの他の算出方法を示す図である。本算出方法においては、補正データｄを割り算で求める代わりに、足し算により求める。図４において、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅは、所定の単位時間当たりの増加値を示す。補償回路１５から出力される制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）と前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）との差分Ｉｄｉｆｆに、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅが何回存在するかを計算することにより、補正データｄを算出することが出来る。除算回路に比べ、簡易な回路構成で補正データｄを算出することが出来る。

図５は、図４の算出方法による補正データｄの算出のフローを示す図である。前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｂｅｆｏｒｅ）と、新たな期間ＩＩ（ｎｏｗ）の制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）と前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）との差分Ｉｄｉｆｆを読み込む（Ｓ５０１）。１ずつ計数のカウント数ｉを増やす（Ｓ５０２）。フィードバック電流Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅを、１単位ずつ加算させる（Ｓ５０３）。補正データｄも１ずつ加算する（Ｓ５０４）。フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅの合計値Ｉｓｔｅｐと、新たな期間ＩＩ（ｎｏｗ）の制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）と前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅのピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）との差分Ｉｄｉｆｆを比較する（Ｓ５０５）。合計値ＩｓｔｅｐがＩｄｉｆｆより大きい場合には（Ｓ５０５，Ｙｅｓ）、その時の補正データｄ（ｉ）を出力する（Ｓ５０６）。合計値ＩｓｔｅｐがＩｄｉｆｆより小さい場合には(Ｓ５０５，Ｎｏ)、カウントを継続する。以上のステップにより、除算回路を用いることなく、カウンタ回路（図示せず）と加算回路（図示せず）により、補正データｄを求めることが出来る。

図６は、本実施形態の効果を示す図である。横軸は、負荷電流Ｉｏｕｔ、縦軸は、電力消費を示す。図６には、負荷電流Ｉｏｕｔが、０．００１Ａ（アンペア）、０．０１Ａ（アンペア）、及び、０．１Ａ（アンペア）の時の電力消費の大小を示している。図６において、電流フィードバックループｌｏｓｓは、既述した電流センサ６とＡＤコンバータ１０による電力消費を示す。電圧フィードバックループｌｏｓｓは、ＡＤコンバータ９による電力消費を示す。ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌｏｓｓは、ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４とＮＭＯＳスイッチングトランジスタ５のゲート電極側の容量により、オン／オフに伴って生じる電力消費を示す。ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎｌｏｓｓは、ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４とＮＭＯＳスイッチングトランジスタ５のオン抵抗による電力消費、インダクタ７及び配線抵抗による電力消費等を示す。各棒グラフは、左側が電流モード制御による制御の場合を示し、右側が軽負荷モード制御による制御の場合のシミュレーション結果を示す。いずれの場合も、軽負荷モード制御による制御において、消費電力が大幅に低減する。特に、負荷電流が小さい場合に、その効果が大きく、高い変換効率を得ることが出来る。

（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態に係る電源回路を示す。既述の実施形態に係る電源回路の構成要素に対応する構成要素には、同一の符号を付し、説明を省略する。本実施形態に係る電源回路は、アナログ比較回路２２を有する。アナログ比較回路２２の非反転入力端（＋）には、電流センサ６により検知されたインダクタ電流ＩＬのアナログ信号が供給される。アナログ比較回路２２の反転入力端（−）には、ＤＡコンバータ２１でアナログ値に変換された制御信号Ｉｃｔｒｌが供給される。

電流モード制御においては、ＲＳラッチ回路２０からの出力で制御されたＰＷＭ信号により駆動回路１１が制御され、ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ４とＮＭＯＳスイッチングトランジスタ５のオン／オフが制御される。有限オートマトン１８からのモード切替信号ｍｏｄｅにより軽負荷モード制御に切替られた場合には、電流センサ６とＡＤコンバータ１０を含む電流フィードバックループが遮断される。第１の実施形態と同様、検知回路１３に保持した前の期間Ｉ（ｂｅｆｏｒｅ）のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｂｅｆｏｒｅ）、ピーク値Ｉｐｅａｋ（ｂｅｆｏｒｅ）、ＤｕｔｙＤ（ｂｅｆｏｒｅ）、補償回路１５からの制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｂｅｆｏｒｅ）を用いてＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）がＤｕｔｙ演算回路１６にて算出され、ＰＷＭ生成回路１７に供給される。ＰＷＭ生成回路１７の出力信号とＲＳフリップ回路２０の信号が、セレクタ１２に供給される。モード切替信号ｍｏｄｅに応答して、ＰＷＭ生成回路１７の出力信号とＲＳラッチ回路２０の信号がセレクタ１２により選択され、駆動回路１１に供給される。

第２の実施形態によれば、軽負荷時に消費電力が軽減された制御を、アナログ比較回路２２を用いて構成することが出来る。アナログ比較回路２２は、差動増幅器（図示せず）を用いて構成することが出来る為、回路構成が簡素化される。

（第３の実施形態）
図８は、第３の実施形態に係る電源回路を示す図である。既述の実施形態に係る電源回路の構成要素に対応する構成要素には、同一の符号を付し、説明を省略する。本実施形態に係る電源回路は、電流センサ６からの信号をデジタル値に変換するＡＤコンバータ１０の出力が、検知回路２３に供給される。検知回路２３は、ＡＤコンバータ１０のフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅから、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅを検知する。

有限オートマトン１８は、補償回路１５からの制御信号Ｉｃｔｒｌと所定の閾値を比較する。有限オートマトン１８は、負荷電流Ｉｏｕｔが小さくなり、制御信号Ｉｃｔｒｌが所定の閾値より小さくなった場合に、保持制御信号ｆｒｅｅｚｅを出力する。有限オートマトン１８からの保持制御信号ｆｒｅｅｚｅは、補償回路１５、検知回路２３、ＡＤコンバータ１０、及び電流センサ６に供給される。電流センサ６とＡＤコンバータ１０は、保持制御信号ｆｒｅｅｚｅが供給されると、電源から切り離され、動作が停止する。これにより、インダクタ電流ＩＬの情報を検知回路２３にフィードバックする電流フィードバックループが遮断される。検知回路２３は、保持制御信号ｆｒｅｅｚｅを受け、フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅのデータを保持する。フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅの検知は、既述した方法により検知することが出来る。

電流モード制御の時のＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）は、次の式（４）で示される。
Ｄ（ｎｏｗ）＝Ｄ（ｂｅｆｏｒｅ）＋Ｉｄｉｆｆ／Ｉｓｌｏｐｅ・・・（４）
ここで、Ｄ（ｂｅｆｏｒｅ）は、前のスイッチングサイクルＩ（ｂｅｆｏｒｅ）で検知され、Ｄｕｔｙ演算回路２４のメモリ（図示せず）に保持されていた信号である。Ｉｄｉｆｆは、今のスイッチングサイクルの期間ＩＩ（ｎｏｗ）の制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｎｏｗ）と前のスイッチングサイクルＩ（ｂｅｆｏｒｅ）のＩｃｔｒｌ（ｂｅｆｏｒｅ）の差分を示す。フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅは、前のスイッチングサイクルＩ（ｂｅｆｏｒｅ）で検知されたフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｂｅｆｏｒｅ）である。フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｂｅｆｏｒｅ）は、電源回路のスイッチングサイクル毎に更新される。

軽負荷モード制御の時、すなわち、有限オートマトン１８から保持制御信号ｆｒｅｅｚｅが出力され、電流フィードバックループが遮断された場合のＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）は、次の式（５）で示される。
Ｄ（ｎｏｗ）＝Ｄ（ｆｒｅｅｚｅ）＋Ｉｄｉｆｆ／Ｉｓｌｏｐｅ・・・（５）
ここで、Ｄ（ｆｒｅｅｚｅ）は、保持制御信号ｆｒｅｅｚｅにより電流フィードバックループが遮断される前に算出され、Ｄｕｔｙ演算回路２４に保持されていたデータである。Ｉｄｉｆｆは、補償回路１５から出力されるＩｃｔｒｌ（ｎｏｗ）と保持制御信号ｆｒｅｅｚｅが出力される前の制御信号Ｉｃｔｒｌ（ｆｒｅｅｚｅ）の差分を示す。Ｉｃｔｒｌ（ｆｒｅｅｚｅ）は、例えば、Ｄｕｔｙ演算回路２４の所定のメモリ（図示せず）に保持されている。フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｆｒｅｅｚｅ）は、保持制御信号ｆｒｅｅｚｅが出力される前に検知回路２３の所定のメモリ（図示せず）に保持されていたデータである。フィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｆｒｅｅｚｅ）と制御信号Ｉｃｔｒｌ(ｆｒｅｅｚｅ)は、保持制御信号ｆｒｅｅｚｅが解除されるまで、Ｄｕｔｙ演算回路２４の所定のメモリ（図示せず）内に保持され、ＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）の算出に使用される。

本実施形態においては、電流モード制御と軽負荷モード制御の切り替えは、有限オートマトン１８からの保持制御信号ｆｒｅｅｚｅに応じて切替えられる。電流モード制御においては、電源回路のスイッチングサイクル毎に更新されるフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｂｅｆｏｒｅ）を用いてＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）が算出される。負荷電流Ｉｏｕｔが小さい軽負荷モード制御においては、検知回路２３に保持されたフィードバック電流信号Ｉｓｅｎｓｅの傾き値Ｉｓｌｏｐｅ（ｆｒｅｅｚｅ）を用いて、ＤｕｔｙＤ（ｎｏｗ）を算出する。従って、負荷電流が小さい軽負荷モード制御に切り替えた場合でも、消費電力が低減された、擬似的な電流モード制御での制御を実行することが出来る。尚、有限オートマトン１８からの保持制御信号ｆｒｅｅｚｅを補償回路１５に供給することにより、保持制御信号ｆｒｅｅｚｅに応答して補償回路１５に保持されているデータを瞬時に補正し、制御信号Ｉｃｔｒｌを変更することが出来る。電流モード制御と軽負荷モード制御では、制御の伝達関数が異なる。従って、制御モードの切替、すなわち、保持制御信号ｆｒｅｅｚｅに応じて補償回路１５の補償係数を瞬時に切替えることにより、安定した回路動作が提供される。また、本実施形態によれば、電流モード制御の場合も軽負荷モード制御の場合も、駆動回路１１は、ＰＷＭ生成回路２５の出力により制御される構成である。制御モードの切替に応じて出力を選択するセレクタは不要となり、回路構成が簡素化される。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１入力端子、２出力端子、３直流電源、４ＰＭＯＳスイッチングトランジスタ、５ＮＭＯＳスイッチングトランジスタ、６電流センサ、７インダクタ、８コンデンサ、９及び１０ＡＤコンバータ、１１駆動回路、１２セレクタ、１３検知回路、１４誤差算出回路、１５補償回路、１６Ｄｕｔｙ演算回路、１７ＰＷＭ生成回路、１８有限オートマトン、１９デジタル比較回路、２０ＲＳラッチ回路、２１ＤＡコンバータ、２２アナログ比較回路、２３検知回路、２４Ｄｕｔｙ演算回路、２５ＰＷＭ生成回路。

Claims

出力電圧の情報をフィードバックする第１のフィードバックループと、負荷電流の情報をフィードバックする第２のフィードバックループと、前記第１のフィードバックループの信号と前記第２のフィードバックループの信号から制御信号を形成する制御回路と、前記制御信号によりオン／オフが制御されるスイッチング素子を備えた電源回路において、
前記負荷電流が所定の閾値より小さい場合には、前記第２のフィードバックループを遮断すると共に、前記第２のフィードバックループの遮断前に前記第２のフィードバックループのフィードバック電流信号から取得した保持データを用いて前記制御信号を生成することを特徴とする電源回路。
前記スイッチング素子の出力電流が供給されるインダクタを具備し、前記第２のフィードバックループは、前記スイッチング素子から前記インダクタに供給されるインダクタ電流の情報を前記フィードバック電流信号として帰還させることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
前記第２のフィードバックループは、前記インダクタ電流を検知する電流センサと、前記電流センサの出力をデジタル信号に変換するＡＤコンバータを具備し、前記電流センサと前記ＡＤコンバータの動作を停止させて、前記第２のフィードバックループを遮断することを特徴とする請求項１又は２に記載の電源回路。
前記保持データは、前記フィードバック電流信号の傾きを示すデータを含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電源回路。
前記保持データは、前記フィードバック電流信号のピーク値を示すデータと、前記制御信号のＤｕｔｙを示すデータを含むことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電源回路。
前記第１のフィードバックループを経て供給される信号と、前記第２のフィードバックループを経て供給される両方の信号を用いて前記制御信号を生成する第１の制御モードと、前記第２のフィードバックループが遮断された時に前記第２のフィードバックループの遮断前に前記第２のフィードバックループのフィードバック電流信号から取得した保持データを用いて前記制御信号を生成する第２の制御モードを有し、前記第１及び第２の制御モードに応じて、前記スイッチング素子に供給する制御信号を選択する選択回路を備えることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電源回路。
前記第２のフィードバックループを遮断した場合には、遮断前に取得した前記フィードバック電流信号の傾きを示すデータを用いて前記制御信号を生成し、前記第２のフィードバックループが動作している場合には、電源回路のスイッチングサイクル毎に更新される前記フィードバック電流信号の傾きを示すデータを用いて前記制御信号を生成することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電源回路。
前記負荷電流が所定の閾値より小さい場合の前記制御信号のＤｕｔｙは、前記第２のフィードバックループの遮断前のスイッチングサイクルのＤｕｔｙの値を、前記第２のフィードバックループの遮断前に前記フィードバック電流信号から取得した保持データを用いて算出した補正値により補正することにより算出されることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電源回路。
直流電源が接続される入力端子と、
出力端子と、
第１、第２及び第３の電極を有し、前記第１の電極が前記入力端子に接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の第２の電極に一端が接続され、他端が前記出力端子に接続されるインダクタンス素子と、
前記出力端子の電圧情報をフィードバックする第１のフィードバックループと、
前記インダクタンス素子に供給される電流を検知する電流センサと、前記電流センサの出力信号をデジタル値に変換するＡＤコンバータを備え、前記インダクタンス素子に供給される電流情報をフィードバックする第２のフィードバックループと、
前記第１及び第２のフィードバックループの信号からＰＷＭ信号を生成する制御信号生成手段と、
前記制御信号生成手段の出力信号を、前記スイッチング素子の第３の電極に供給する手段と、
前記第１のフィードバックループの信号が所定の閾値より小さい場合には、前記電流センサと前記ＡＤコンバータの動作を停止させるモード切替信号を出力する手段とを具備することを特徴とする電源回路。