JP2014159685A

JP2014159685A - 伝搬時間測定装置

Info

Publication number: JP2014159685A
Application number: JP2013030094A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Koga; 健一古賀
Original assignee: Tokai Rika Co Ltd
Current assignee: Tokai Rika Co Ltd
Priority date: 2013-02-19
Filing date: 2013-02-19
Publication date: 2014-09-04
Also published as: US20140235181A1; US9065841B2; CN103997758B; CN103997758A

Abstract

【課題】装置構成を簡素化することができる伝搬時間測定装置を提供する。
【解決手段】各発振器４ｎ（ｎ＝１〜Ｋ）は、合成前の複素信号f₁(p)〜f_K(p)をそれぞれ相関演算部３６ｎ（ｎ＝１〜Ｋ）に出力する。各相関演算部３６ｎ（ｎ＝１〜Ｋ）は、端末２から返信された電波（複素信号F(p−2Δt)）を受信すると、複素信号f₁(p)〜f_K(p)ごとに相関を演算し、その相関結果として相関値c₁(p)〜c_K(p)を出力する。そして、これら相関値c₁(p)〜c_K(p)を用いて、基地局１と端末２との間の電波送受信に要する伝搬時間を測定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、基地局と端末との間で信号を送受信して、信号の伝搬時間を測定する伝搬時間測定装置に関する。

従来、基地局から端末に電波を送信し、その電波を受信した端末から電波を基地局に再送信させ、基地局が受信した信号から伝搬時間を推定する伝搬時間測定装置が周知である（例えば、特許文献１〜４等参照）。特許文献１〜４でも示されるように、この種の伝搬時間測定装置は、車両及び電子キーの間でキー照合を無線により行う電子キーシステムへの適用が検討されている。これは、車両及び電子キーの通信を中継器によって不正に成立させられ、意図しないところでＩＤ照合が成立されてしまうことを防止するためである。

特開平９−１７０３６４号公報特開２００３−１３６４４号公報特開２００６−５１２５１５号公報特開２００８−５１５３１５号公報

この種の伝搬時間測定装置においては、回路構成をできる限り簡素化したい要望があった。特に、伝搬時間測定装置に必要な実装回路として高価な回路が必要となってしまうと、その分だけ装置コストも高くなるので、汎用化に向けて、回路構成の簡素化のニーズは非常に高い。

本発明の目的は、装置構成を簡素化することができる伝搬時間測定装置を提供することにある。

前記問題点を解決する伝搬時間測定装置は、互いに異なる周波数の連続波を基地局において合成し、これを送信信号として基地局から端末に無線送信し、当該送信信号が前記基地局から前記端末を経て前記基地局に戻ってくるまでの伝播時間を測定する構成において、前記端末から返信された電波を前記基地局で受信した際の受信信号の相関演算を、各連続波の周波数ごとに別々に行う相関演算部と、前記相関演算において前記無変調連続波ごとに求まる各相関値を基に、その位相から前記伝搬時間を測定する伝搬時間測定部とを備えた。

本構成によれば、伝搬時間を演算するとき、基地局から送信される連続波と、端末から返信されてきた連続波との間の相関を演算することになるが、本構成の場合は、合成する前の連続波ごとに相関を計算する。よって、フーリエ変換の計算を使用しなくても伝搬時間を推定することが可能となるので、フーリエ変換を使用しない分、装置構成を簡素化することが可能となる。

前記伝搬時間測定装置において、前記連続波は、信号成分として実部及び虚部を有する複素信号であることが好ましい。この構成によれば、連続波を複素信号として取り扱うので、伝搬時間を精度よく測定することが可能となる。

前記伝搬時間測定装置において、各々の前記複素信号から実部を取り出し、前記連続波のこれら実部を合成することにより、送信のための信号を生成する実数取出部と、前記端末から受信した電波を通常の位相で復調することにより、受信信号の実部を生成する第１の復調部と、前記端末から受信した電波を通常の位相に対して９０°遅れの位相で復調することにより、受信信号の虚部を生成する第２の復調部と、前記第１の復調部により生成された前記実部と前記第２の復調部により生成された前記虚部とを基に、複素信号を生成する複素化部とを備え、前記相関演算部は、合成前の複素信号と、前記複素化部により生成された複素信号とを基に、各周波数において相関演算を行うことが好ましい。この構成によれば、例えば送信信号として実部をやり取りする場合において、基地局側で受信信号を元の複素信号に戻すことが可能となる。

本発明によれば、伝搬時間測定装置において、装置構成を簡素化することができる。

一実施形態の伝搬時間測定装置の構成図。基地局から端末に信号が送信される際の概念図。端末が基地局に信号を返信する際の概念図。比較対象とする伝搬時間測定装置の構成図。

以下、伝搬時間測定装置の一実施形態を図１〜図４に従って説明する。
図１に示すように、基地局１と端末２とには、これら２者の間の電波送信にかかる時間（伝搬時間Δｔ）を測定する伝搬時間測定装置３が設けられている。伝搬時間測定装置３は、例えば電子キーのキー照合を無線によって行う電子キーシステムに搭載されている。この場合、伝搬時間測定装置３は、基地局１及び端末２の間で仮にＩＤ照合が成立していても、伝搬時間Δtが閾値以上であれば、不正通信の可能性が高いとして、ＩＤ照合成立を不許可とする。

基地局１には、各々異なる周波数の無変調連続波（ＣＷ波）として複素信号f_k(p)を出力する複数の発振器４ｎ（ｎ＝１〜Ｋ）が設けられている。各周波数の複素信号f_k(p)は、信号成分として実部及び虚部を有する信号である。なお、「ｋ」は、何番目の周波数かを表す数であり、「Ｋ」は、使用する周波数の総数であり、「ｐ」は離散時間である。

これら発振器４ｎには、各複素信号f_k(p)から実部を取り出す実数取出部５が接続されている。実数取出部５は、複素信号f_k(p)からの実部の取り出しにより、信号real(f_k(p))を出力する。なお、real(・)は、複素数から実数部を取り出す関数を示す。これら信号real(f_k(p))は、加算器６に入力される。加算器６の後段には、加算器６から出力される合成信号real(F(p))をＤ／Ａ変換するＤ／Ａコンバータ７と、Ｄ／Ａ変換後の合成信号real(F(t))と局部発振器８から出力される発振信号とを乗算するミキサ９と、合成後の信号をフィルタリングするバンドパスフィルタ１０と、フィルタリング後の合成信号を送信信号real(F(t))cos(ωt)として送信する送信アンテナ１１とが接続されている。なお、「F(p)」及び「F(t)」は、合成された複素信号であり、「ｔ」は、連続時間である。

端末２には、基地局１から送信された送信信号real(F(t))cos(ωt)を伝搬時間Δｔ分遅れた信号で受信する受信アンテナ１２と、この受信信号real(F(t−Δｔ))cos(ωt)をフィルタリングするバンドパスフィルタ１３と、フィルタリング後の信号と局部発振器１４から出力される発振信号とを乗算するミキサ１５と、合成後の信号をフィルタリングするローパスフィルタ１６と、フィルタリング後の受信信号real(F(t−Δt))をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ１７とが設けられている。

端末２には、Ａ／Ｄコンバータ１７から入力する受信信号real(F(p−Δt))を読み取り、この信号に基づく動作を端末２に実行させる信号処理部１８が設けられている。信号処理部１８は、受信信号real(F(t−Δｔ))cos(ωt)が基地局１から受け付けた信号であることを認識すると、この受信信号real(F(t−Δｔ))cos(ωt)を基地局１に返信する動作を実行する。

端末２には、電波返信時において信号処理部１８から入力する信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａコンバータ１９と、Ｄ／Ａ変換後の信号と局部発振器２０から出力される発振信号とを乗算するミキサ２１と、合成後の信号をフィルタリングするバンドパスフィルタ２２と、フィルタリング後の信号を送信信号real(F(t−Δｔ))cos(ωt)として送信する送信アンテナ２３とが設けられている。

基地局１には、端末２から返信された送信信号F(t−Δｔ)cos(ωt)を伝搬時間Δｔ分遅れた信号で受信する受信アンテナ２４が設けられている。受信アンテナ２４の後段は、２経路に分岐されている。受信アンテナ２４において一方の経路には、受信信号real(F(t−2Δｔ))cos(ωt)をフィルタリングするバンドパスフィルタ２５と、フィルタリング後の信号と局部発振器２６から出力される発振信号とを乗算するミキサ２７と、合成後の信号のうち低い周波数のみ通過させるローパスフィルタ２８と、フィルタリング後の受信信号real(F(t−2Δt))をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ２９が接続されている。Ａ／Ｄコンバータ２９からは、受信信号real(F(p−2Δt))が出力される。なお、２５〜２９が第１の復調部の一例である。

受信アンテナ２４の後段において他方の経路には、受信信号real(F(t−2Δｔ))cos(ωt)をフィルタリングするバンドパスフィルタ３０と、局部発振器２６から出力される発振信号を移送器３１によって９０°位相を送らせた信号とフィルタリング後の信号とを乗算するミキサ３２と、合成後の信号のうち低い周波数のみ通過させるローパスフィルタ３３と、フィルタリング後の信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ３４とが接続されている。Ａ／Ｄコンバータ３４からは、受信信号img(F(p−2Δt))が出力される。なお、img(・)は、複素数から虚部を取り出す関数を示す。なお、２６，３０〜３４が第２の復調部の一例である。

基地局１には、実部及び虚部から複素信号を算出可能な複素化部３５が設けられている。複素化部３５は、Ａ／Ｄコンバータ２９から入力する受信信号real(F(p−2Δt))とＡ／Ｄコンバータ３４から入力する受信信号img(F(p−2Δt))とを基に、複素信号F(p−2Δｔ)を算出する。

基地局１には、それぞれの複素信号f_k(p)ごとに複素信号F(p−2Δｔ)との間の相関を計算する相関演算部３６ｎ（ｎ＝１〜Ｋ）が設けられている。相関演算部３６−１は、複素信号f₁(p)と複素信号F(p−2Δｔ)との相関を演算し、演算結果として相関値c₁(p)を出力する。相関演算部３６ｋは、複素信号f_k(p)と複素信号F(p−2Δｔ)との相関を演算し、演算結果として相関値c_k(p)を出力する。相関演算部３６Ｋは、複素信号f_K(p)と複素信号F(p−2Δｔ)との相関を演算し、演算結果として相関値c_K(p)を出力する。

基地局１には、各相関演算部３６ｎ（ｎ＝１〜Ｋ）から出力された各相関値c₁(p)〜c_K(p)において複素相関値c_kを演算する期待値演算部３７が設けられている。期待値演算部３７は、それぞれの各相関値c₁(p)〜c_K(p)ごとに複素相関値c_k（＝E[c_k(p)]）を求め、これを後段に出力する。なお、「E［・］)」は、期待値演算を示す。

基地局１には、各複素相関値c₁〜c_Kをベクトル化するベクトル化部３８と、ベクトル化後の複素相関値c₁〜c_Kにおいて相関行列を求める相関行列化部３９と、算出された相関行列の周波数の平均をとる周波数平均演算部４０と、平均化された周波数から伝搬時間Δｔを推定する伝搬時間推定部４１とが設けられている。なお、３７〜４１が伝搬時間測定部の一例である。

次に、図１〜図４を用いて、伝搬時間測定装置３の動作を説明する。なお、本例は、端末２側での信号処理は何も行われていないものとして定式化している。また、回路による遅延は存在せず、遅延は電波の伝搬でのみ発生するとして定式化している。

図１に示すように、各発振器４ｎ（ｎ＝１〜Ｋ）は、各々異なる周波数の複素信号f₁(p)〜f_K(p)を実数取出部５に出力する。実数取出部５は、各複素信号f₁(p)〜f_K(p)において実部を取り出し、実数のみから構築される信号real(f₁(p))〜real(f_K(p))を加算器６に出力する。加算器６は、これら信号real(f₁(p))〜real(f_K(p))を足し合わせて合成信号real(F(p))とし、これをＤ／Ａコンバータ７に出力する。合成信号real(F(p))は、次式(1)により表される。

合成信号real(F(p))は、Ｄ／Ａコンバータ７によってＤ／Ａ変換され、合成信号real(F(t))としてミキサ９に出力される。ミキサ９に入力された合成信号real(F(t))は、局部発振器８から出力された発振信号と乗算され、バンドパスフィルタ１０に出力される。バンドパスフィルタ１０に入力された合成信号real(F(t))は、所定帯域の信号のみが通過する。バンドパスフィルタ１０に通された合成信号real(F(t))は、送信信号real(F(t))cos(ωt)として送信アンテナ１１から無線送信される。

図２に示すように、送信アンテナ１１から送信された送信信号real(F(t))cos(ωt)は、伝搬時間Δｔ後、端末２に到達する。なお、送信信号real(F(t))cos(ωt)は、複素信号f₁(p)〜f_K(p)を合成することにより生成された所定波形が繰り返し出現する繰り返し信号である。また、送信信号real(F(t))cos(ωt)は、広帯域信号である。

図１に示すように、端末２は、基地局１から送信された送信信号real(F(t))cos(ωt)を、伝搬時間Δｔ遅れた信号、つまりreal(F(t−Δｔ))cos(ωt)として受信アンテナ１２で受信する。この受信信号real(F (t−Δｔ))cos(ωt)は、バンドパスフィルタ１３を通過後、ミキサ１５に出力される。ミキサ１５に入力された受信信号real(F (t−Δｔ))cos(ωt)は、局部発振器１４から出力された発振信号と乗算され、ローパスフィルタ１６に出力される。ローパスフィルタ１６に入力された受信信号は、低帯域のみ通過される。ローパスフィルタ１６を通過した受信信号real(F (t−Δｔ))は、Ａ／Ｄコンバータ１７でＡ／Ｄ変換され、受信信号real(F(p−Δｔ))として信号処理部１８に出力される。

信号処理部１８は、Ａ／Ｄコンバータ１７から入力した受信信号real(F(p−Δｔ))の信号波形を読み取る。このとき、信号処理部１８は、受信信号real(F(p−Δｔ))を正常に読み取ることができると、受信信号real(F(p−Δｔ))cos(ωt)を返信する動作に移行し、送信信号real(F(p−Δｔ))をＤ／Ａコンバータ１９に出力する。

Ｄ／Ａコンバータ１９に入力された送信信号real(F(p−Δｔ))は、Ｄ／Ａ変換によって送信信号real(F(t−Δｔ))に変換され、ミキサ２１に出力される。ミキサ２１に入力された送信信号real(F(p−Δｔ))は、局部発振器２０から出力された発振信号と乗算され、バンドパスフィルタ２２に出力される。バンドパスフィルタ２２に入力された信号は、所定帯域のみ通過され、これが送信信号real(F(t−Δｔ))cos(ωt)として送信アンテナ２３から無線送信される。

図３に示すように、送信アンテナ２３から送信された送信信号real(F(t−Δｔ))cos(ωt)は、伝搬時間Δｔ後、基地局１に到達する。なお、ここで端末２から送信される送信信号real(F(t−Δｔ))cos(ωt)は、基地局１から端末２に送信された送信信号real(F(t))cos(ωt)において、波形は同じであるものの位相が所定時間遅れた無線信号である。

図１に示すように、送信アンテナ２３から返信された送信信号real(F(t−Δｔ))cos(ωt)は、伝搬時間Δｔ遅れた信号、つまりreal(F(t−2Δｔ))cos(ωt)として基地局１に到達する。この受信信号real(F(t−2Δｔ))cos(ωt)は、バンドパスフィルタ２５，３０の各々に入力される。バンドパスフィルタ２５に入力された受信信号real(F(t−2Δｔ))cos(ωt)は、所定帯域のみ通過され、ミキサ２７に出力される。ミキサ２７に入力された受信信号real(F(t−2Δｔ))cos(ωt)は、局部発振器２６から出力された発振信号と乗算され、ローパスフィルタ２８に通される。ローパスフィルタ２８を通過した受信信号real(F(t−2Δt))は、Ａ／Ｄコンバータ２９によってＡ／Ｄ変換され、受信信号real(F(p−2Δt))として複素化部３５に入力される。

バンドパスフィルタ３０に入力された受信信号real(F(t−2Δｔ))cos(ωt)は、所定帯域のみ通過され、ミキサ３２に出力される。ミキサ３２に入力された受信信号real(F(t−2Δｔ))cos(ωt)は、局部発振器２６から出力された９０°位相遅れの発振信号と乗算され、ローパスフィルタ３３に通される。ローパスフィルタ３３を通過した信号は、Ａ／Ｄコンバータ３４によってＡ／Ｄ変換され、受信信号img(F(p−2Δt))として複素化部３５に入力される。

複素化部３５は、Ａ／Ｄコンバータ２９，３４から受信信号real(F(p−2Δt))及び受信信号img(F(p−2Δt))を入力すると、これらを複素化することにより、複素信号F(p−2Δt)を算出する。複素化部３５は、算出した複素信号F(p−2Δt)を、各各相関演算部３６ｎ（ｎ＝１〜Ｋ）に出力する。

相関演算部３６−１は、１番目の発振器４ｎから入力した複素信号f₁(p)と、複素化部３５から入力した複素信号F(p−2Δt)との相関を演算し、演算結果である相関値c₁(p)を期待値演算部３７に出力する。相関演算部３６ｋは、ｋ番目の発振器４ｋから入力した複素信号f_k(p)と、複素化部３５から入力した受信信号F(p−2Δt)との相関を演算し、演算結果である相関値c_k(p)を期待値演算部３７に出力する。相関演算部３６Ｋは、Ｋ番目の発振器４Ｋから入力した複素信号f_K(p)と、複素化部３５から入力した複素信号F(p−2Δt)との相関を演算し、演算結果である相関値c_K(p)を期待値演算部３７に出力する。

相関値c_k(p)は、次式(2)により表される。なお、次式において「 ^＊」は、複素共役を表す記号である。また、「f_k(t)」は、各周波数の複素信号である。

期待値演算部３７は、各相関演算部３６ｎ（ｎ＝１〜Ｋ）から入力する相関値c₁(p)〜c_K(p)を基に、それぞれの相関値c₁(p)〜c_K(p)ごとに複素相関値c₁〜c_Kを算出する。期待値演算部３７は、算出した複素相関値c₁〜c_Kをベクトル化部３８に出力する。ベクトル化部３８は、期待値演算部３７から入力した複素相関値c₁〜c_Kをベクトル化する。相関行列化部３９は、ベクトル化された複素相関値c₁〜c_Kを基に相関行列を演算する。周波数平均演算部４０は、算出された相関行列から周波数の平均をとる。伝搬時間推定部４１は、算出された周波数平均を基に伝搬時間Δｔを演算する。前述の伝搬時間Δｔの演算は、例えばMUSIC法などの演算方法が使用される。

図４に、例えばフーリエ変換した信号から伝搬時間Δｔを測定する例を図示する。同図に示されるように、この測定方法の場合は、複素信号f₁(p)〜f_K(p)の合成信号F(p)と複素信号F(p−2Δt)との相関演算を求めて伝搬時間Δtを測定するものであり、合成信号F(p)用のフーリエ変換回路（FFT）と、複素信号F(p−Δt)用のフーリエ変換回路（FFT）とがそれぞれ必要となる。よって、図４の回路構成の場合は、フーリエ変換を行う回路を実装する必要が生じるので、その分、装置構成の複雑化したり、装置コスト増加したりするなどの懸念がある。

一方、図１に示す本例の回路構成の場合は、各々の複素信号f₁(p)〜f_K(p)ごとに相関を演算するので、図４で示したようなフーリエ変換が不要となる。よって、本例の場合は、フーリエ変換を行わずに伝搬時間Δｔを推定することが可能となるので、伝搬時間測定装置３の構成簡素化や装置コスト低減等に有利である。

本実施形態の構成によれば、以下に記載の効果を得ることができる。
（１）伝搬時間Δｔを演算するとき、基地局１から送信される電波の元となる信号と、端末２から返信されてきた信号との相関を演算する必要があるが、本例の場合は、合成する前の複素信号f₁(p)〜f_K(p)ごとに相関を演算する。よって、フーリエ変換の計算を使用しなくとも伝搬時間Δｔを測定することが可能となるので、その分、伝搬時間測定装置３の構成を簡素化することができる。

（２）伝搬時間Δｔの演算方法として、位相から距離を推定する方式（例えば、MUSIC法等）を用いたので、伝搬時間Δｔを精度よく算出することができる。
（３）本例の伝搬時間測定装置３を電子キーシステムに適用したので、例えば中継器を使用した不正な通信を、ＩＤ照合不成立として判定することができる。よって、電子キーシステムのセキュリティ性を確保することができる。

なお、実施形態はこれまでに述べた構成に限らず、以下の態様に変更してもよい。
・伝搬時間測定装置３の回路構成、つまり基地局１や端末２の回路構成は、実施形態に述べたような構成に限らず、必要に応じて他に変更可能である。

・伝搬時間Δｔを電波の位相から推定する方式は、MUSIC法に限定されず、例えばエスプリ法等、他の方法に変更可能である。
・伝搬時間Δｔの演算方法は、電波が往復するのにかかる時間を測定できるものであれば、種々の方式が採用可能である。

・伝搬時間測定装置３は、伝搬時間Δtを測定する目的で設けられるものでもよい。
・伝搬時間測定装置３は、電子キーシステムに搭載されることに限らず、種々のシステムや装置に適用可能である。

・端末２の信号処理部１８では、基地局１と既知の方法で信号処理が実施されてもよい。これにより、例えば中継器が伝搬時間測定用の信号を基地局１へ直接送信することで伝搬時間を偽装するという手法を防止することができる。

・第１の復調部や第２の復調部の回路構成は、実施形態で述べた以外の構成に適宜変更可能である。
・連続波は、複素信号として取り扱われることに限定されず、種々の方式が採用可能である。

・連続波は、各fk(p)の周波数帯域が重なり合わなければ、無変調波に限らず、種々の変調が施された信号に変更可能である。
・連続波は、送信の開始から終了まで全て連続する波である必要はなく、適宜中断されてもよい。

次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想について、以下に追記する。
（イ）前記伝搬時間測定装置において、前記相関演算部は、次式によって前記相関演算を行うこと。なお、次式において、c_k(p)が相関値であり、f_k(p)が各周波数の信号であり、Δtが伝搬時間であり、「 ^＊」が共役転置の記号である。

（ロ）前記伝搬時間測定装置において、前記基地局から送信される送信信号は、一定の周波数帯域を有する信号であること。

（ハ）前記伝搬時間測定装置において、前記基地局は車両であり、前記端末は電子キーであること。この構成によれば、車両及び電子キーの間の無線のＩＤ照合において、不正な通信成立を防止することが可能となる。

（二）前記伝搬時間測定装置において、前記伝搬時間測定部は、受信した信号が送信前の信号に対し、位相がどれだけ変化したのかを確認することにより、前記伝搬時間を推定すること。

１…基地局、２…端末、３…伝搬時間測定装置、５…実数取出部、２５…第１の復調部を構成するバンドパスフィルタ、２６…第１の復調部及び第２の復調部を構成する局部発振器、２７…第１の復調部を構成するミキサ、２８…第１の復調部を構成するローパスフィルタ、２９…第１の復調部を構成するＡ／Ｄコンバータ、３０…第２の復調部を構成するバンドパスフィルタ、３１…第２の復調部を構成する移送器、３２…第２の復調部を構成するミキサ、３３…第２の復調部を構成するローパスフィルタ、３４…第２の復調部を構成するＡ／Ｄコンバータ、３５…複素化部、３６ｎ（３６−１，３６ｋ，３６Ｋ）…相関演算部、３７…伝搬時間測定部としての期待値演算部、３８…伝搬時間測定部としてのベクトル化部、３９…伝搬時間測定部としての相関行列化部、４０…伝搬時間測定部としての周波数平均演算部、４１…伝搬時間測定部としての伝搬時間推定部、f₁(p)〜f_k(p)…連続波としての複素信号、F(t)cos(ωt)…送信信号、F(t−2Δt)cos(ωt)…受信信号、Δｔ…伝搬時間、c₁(p)〜c_K(p)…相関値。

Claims

互いに異なる周波数の連続波を基地局において合成し、これを送信信号として基地局から端末に無線送信し、当該送信信号が前記基地局から前記端末を経て前記基地局に戻ってくるまでの伝播時間を測定する伝搬時間測定装置において、
前記端末から返信された電波を前記基地局で受信した際の受信信号の相関演算を、各連続波の周波数ごとに別々に行う相関演算部と、
前記相関演算において前記連続波ごとに求まる各相関値を基に、その位相から前記伝搬時間を測定する伝搬時間測定部と
を備えたことを特徴とする伝搬時間測定装置。
前記連続波は、信号成分として実部及び虚部を有する複素信号である
ことを特徴とする請求項１に記載の伝搬時間測定装置。
各々の前記複素信号から実部を取り出し、前記連続波のこれら実部を合成することにより、送信のための信号を生成する実数取出部と、
前記端末から受信した電波を通常の位相で復調することにより、受信信号の実部を生成する第１の復調部と、
前記端末から受信した電波を通常の位相に対して９０°遅れの位相で復調することにより、受信信号の虚部を生成する第２の復調部と、
前記第１の復調部により生成された前記実部と前記第２の復調部により生成された前記虚部とを基に、複素信号を生成する複素化部とを備え、
前記相関演算部は、合成前の複素信号と、前記複素化部により生成された複素信号とを基に、各周波数において相関演算を行う
ことを特徴とする請求項２に記載の伝搬時間測定装置。