JP2014081311A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成を用いて、ターゲットにより反射された反射波信号のコヒーレント積分利得を向上する。
【解決手段】レーダ送信部は、送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換して送信アンテナから送信する。少なくとも１個のレーダ受信部は、受信アンテナを用いて、ターゲットにより反射された前記レーダ送信信号である反射波信号を受信する。相関演算部は、受信信号と送信信号との相関値を、レーダ送信信号の送信周期毎に演算する。ドップラ周波数検出部は、（Ｎｐ×Ｎｃ：Ｎｐ、Ｎｃは、１以上の整数）個の相関値を、異なる複数のドップラ周波数に応じたドップラ位相回転の補正量を用いてコヒーレント積分する。
【選択図】図２

Description

本開示は、ターゲットに反射された反射波信号を基にしてターゲットを検出するレーダ装置に関する。

レーダ装置は、高周波のレーダ送信信号を測定地点から空間に送信し、ターゲットに反射された反射波信号を受信し、測定地点とターゲットとの距離、方向のうち、少なくとも１つを測定する。近年、マイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いて、自動車及び歩行者を含むターゲットまでの距離又は到来方向を高分解能に推定するレーダ装置の要請が高い。

従来のレーダ装置は、例えば送信側において送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を繰り返して送信する場合、受信側においてパルス圧縮処理により算出された相関演算値を複数回加算処理する。これにより、ターゲットからの反射波信号の受信ＳＮＲ（signal to noise ratio）が改善する。加算処理の一例として、相関演算値における位相成分がほぼ同位相とみなせる場合に相関演算値を複数回加算処理するコヒーレント積分が用いられる。

例えば、パルス圧縮処理により算出された相関演算値のうち、時間相関が高い期間（Ｎ_ｃ×Ｔ_ｒ）では、相関演算値のＩ成分及びＱ成分毎にコヒーレント積分が可能である。Ｎ_ｃは、コヒーレント積分回数を示し、ターゲットの想定最大移動速度に依存して設定される。Ｔ_ｒは送信周期［秒］である。コヒーレント積分により、受信ＳＮＲ[ｄＢ]が、コヒーレント積分利得Ｇ_ｃ[ｄＢ]分の改善が可能となる（数式（１）参照）。ターゲットが静止しているような理想的な状態では、コヒーレント積分利得Ｇ_ｃは、数式（２）により示される。

一方、ターゲットの想定最大移動速度が大きい状態では、ターゲットからの反射波信号に含まれるドップラ周波数の変動が大きくなり、時間相関の高い期間が短くなる。即ち、コヒーレント積分数Ｎ_ｃが小さくなり、数式（２）によってコヒーレント積分による利得Ｇ_ｃが小さくなり、数式（１）において、コヒーレント積分によるＳＮＲの向上効果が小さくなる。

例えば特許文献１では、送受信手段から入力した受信信号が低次高域除去フィルタによって高周波クラッタ成分が除去され、高周波クラッタ成分の除去後の受信信号がコヒーレント積分処理部においてコヒーレント積分されるレーダ信号処理装置が開示されている。

更に、レーダ信号処理装置は、コヒーレント積分処理後の受信信号に対し、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ処理部）においてフーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）し、周波数スペクトルを算出する。周波数スペクトル上でのピークスペクトラムは、フーリエ変換処理（ＦＦＴ）点数に比例したコヒーレント加算利得が得られる。

特許文献１では、フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）前にコヒーレント積分処理するため、コヒーレント積分処理部におけるコヒーレント積分によりデータレートが低減される。このため、フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）部では、フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）点数が少なくなり、処理量が少なくなる。

特開２００２−１３１４２１号公報

しかし、特許文献１に示すレーダ信号処理装置では、コヒーレント積分処理部におけるコヒーレント積分の積分回数は想定するターゲットの移動速度により上限がある。従って、コヒーレント積分利得による受信ＳＮＲを更に改善するためには、フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）部におけるフーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）点数を増加する必要がある。あるいは、特許文献１に示すレーダ信号処理装置では、周波数分解能を高めるためは、周波数ビン数を多くする必要がある。フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）点数を増加する場合、あるいは周波数ビン数を多くする場合は、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ処理部）の回路構成が複雑化するという課題があった。

本開示は、上述した従来の課題を解決するために、従来のフーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）部に比べ、簡易なフーリエ変換（ＦＦＴ）構成を用いて、フーリエ変換によるコヒーレント積分利得を向上するレーダ装置を提供することを目的とする。

本開示は、送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、受信アンテナを用いて、ターゲットにより反射された前記レーダ送信信号である反射波信号を受信する少なくとも１個のレーダ受信部と、を含み、前記レーダ受信部は、受信信号と前記送信信号との相関値を、前記レーダ送信信号の送信周期毎に演算する相関演算部と、演算された（Ｎｐ×Ｎｃ：Ｎｐ、Ｎｃは、１以上の整数）個の前記相関値を、異なる複数のドップラ周波数に応じたドップラ位相回転の補正量を用いてコヒーレント積分するドップラ周波数検出部と、を有するレーダ装置である。

本開示によれば、簡易なフーリエ変換（ＦＦＴ）構成を用いて、フーリエ変換によるコヒーレント積分利得を向上できる。

第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図 第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図 レーダ送信信号の送信区間と送信周期との関係を示す説明図 送信信号生成部の他の内部構成を詳細に示すブロック図 レーダ送信信号と、遅延時間τ_１の受信信号と、遅延時間τ_２の受信信号との関係を示す図 第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図 第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図 本発明者らによる先願のレーダ装置のレーダ受信部における動作の流れの一部を示す説明図

（本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容を説明する前に、本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容に至る経緯について説明する。

Ｎ_ｄ回のパルス圧縮符号の送信区間（Ｎ_ｄ×Ｔ_ｒ）に対し、特定の離散時刻においてパルス圧縮されたＮ_ｄ個の相関値、又はＮ_ｄ個の相関値を単位とした所定回のコヒーレント積分出力（特許文献１参照）を用いてフーリエ変換すると、ターゲットからの反射波信号に含まれるドップラスペクトルが周波数領域信号から観測できる。レーダ装置は、ドップラスペクトル上のピーク周波数成分を、コヒーレント積分による利得向上効果が得られた信号成分として検出できる。なお、フーリエ変換は、「ＦＦＴ」（Fast Fourier Transform）又は「ＤＦＴ」（Discrete Fourier Transform）のアルゴリズムが用いられる。

レーダ装置は、ターゲットの移動に伴うドップラ周波数の変移に基づくドップラ位相変動がターゲットからの反射波信号に含まれる場合、フーリエ変換を用いたコヒーレント積分によってドップラスペクトルのピークを検出することで、ドップラ位相変動に応じたコヒーレント積分が可能となる。

ドップラスペクトルの広がりが十分に小さい場合、フーリエ変換サイズに相当するコヒーレント積分区間に拘わらず、レーダ装置は、コヒーレント積分による理想的な利得向上効果（数式（１）参照）が得られる。特に、ドップラスペクトルが線スペクトルによって近似できる場合には、レーダ装置は、フーリエ変換を用いたコヒーレント積分回数Ｎ_ｄに対し、数式（３）に示すコヒーレント積分効果による利得Ｇ_ｄ[ｄＢ]が得られる。

しかし、フーリエ変換を用いてコヒーレント積分する場合、フーリエ変換サイズに相当するコヒーレント積分回数Ｎ_ｄ又はフーリエ変換における周波数軸上の周波数ビン数Ｎ_ｆが大きくなると、コヒーレント積分利得又は周波数分解能が向上するが、レーダ装置の回路構成が複雑化するという課題がある。

フーリエ変換のアルゴリズムのうち、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）について説明する。例えば、フーリエ変換として、２のべき乗となるＮ_ｄ個の特定の離散時刻においてパルス圧縮された相関値を用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）した場合、ＦＦＴの演算量は数式（４）により示される。例えばＮ_ｄ＝１２８では、ＦＦＴにおける複素乗算回数は４４８となり、実数乗算器は４４８×４＝１７９２個が必要となる。

図８は、本発明者らによる先願のレーダ装置のレーダ受信部Ｒｘｘにおける動作の流れの一部を示す説明図である。図８に示すレーダ受信部Ｒｘｘは、Ａ／Ｄ変換部１０１ａ，１０１ｂ、相関演算部１０２、コヒーレント積分部１０３、ドップラ位相回転テーブル１０４、Ｎ_ｆ（＝２Ｎ_Ｌ）個の乗算器ＭＸ＃Ｎ_Ｌ，ＭＸ＃Ｎ_Ｌ−１〜ＭＸ＃−Ｎ_Ｌ＋１、Ｎ_ｆ（＝２Ｎ_Ｌ）個のドップラコヒーレント加算バッファＢＦ＃Ｎ_Ｌ，ＢＦ＃Ｎ_Ｌ−１〜ＢＦ＃−Ｎ_Ｌ＋１、絶対値算出部１０５及びピークドップラ出力選択部１０６を含む。

Ａ／Ｄ変換部１０１ａには、直交検波後のベースバンドの受信信号のうち同相信号（Ｉ信号）が入力される。Ａ／Ｄ変換部１０１ｂには、直交検波後のベースバンドの受信信号のうち直交信号（Ｑ信号）が入力される。

図８に示すレーダ受信部Ｒｘｘにおいて、複数の異なるドップラ周波数ｑ毎に設けられた各乗算器ＭＸ＃Ｎ_Ｌ，ＭＸ＃Ｎ_Ｌ−１〜ＭＸ＃−Ｎ_Ｌ＋１は、離散時刻ｋ毎に順次出力されるコヒーレント積分結果ｈ（ｋ）に、ドップラ周波数ｑに応じたドップラ位相回転ベクトルＤ（ｋ，ｑ）を乗算する。ドップラ位相回転ベクトルＤ（ｋ，ｑ）は、数式（５）により示され、ドップラ位相回転テーブル１０４に記憶されている。

離散時刻ｋは、ｋ＝０，…，Ｎ_ｄ−１である。ｑはドップラ周波数の序数を表し、ｑ＝−Ｎ_Ｌ＋１，…，０，…，Ｎ_Ｌ−２，Ｎ_Ｌ−１，Ｎ_Ｌである。Ｎ_ｆは周波数ビン数を示し、Ｎ_ｆ＝２Ｎ_Ｌである。Δθは周波数分解能を示す。各乗算器ＭＸ＃Ｎ_Ｌ，ＭＸ＃Ｎ_Ｌ−１〜ＭＸ＃−Ｎ_Ｌ＋１における乗算処理結果は、各乗算器ＭＸ＃Ｎ_Ｌ，ＭＸ＃Ｎ_Ｌ−１〜ＭＸ＃−Ｎ_Ｌ＋１に対応して設けられた各ドップラコヒーレント加算バッファＢＦ＃Ｎ_Ｌ，ＢＦ＃Ｎ_Ｌ−１〜ＢＦ＃−Ｎ_Ｌ＋１に出力される。

各ドップラコヒーレント加算バッファＢＦ＃Ｎ_Ｌ，ＢＦ＃Ｎ_Ｌ−１〜ＢＦ＃−Ｎ_Ｌ＋１は、離散時刻ｋ＝０，…，Ｎ_ｄ−１を揃えた数式（６）に示す演算処理結果によって、ドップラ位相回転ベクトルＤ（ｋ，ｑ）が乗算されたコヒーレント積分結果ｈ（ｋ）を、ドップラ周波数ｑ毎に更にコヒーレント積分する。

数式（６）の演算によって、周波数ビン数に相当するＮ_ｆ個の乗算回路を用いることでフーリエ変換が可能となり、例えばＮ_ｆ＝１２８では、フーリエ変換における複素乗算回数は１２８となり、実数乗算器は１２８×４＝５１２個が必要となる。即ち、図８に示すレーダ装置は、フーリエ変換に２のべき乗となるＮ_ｄ個の特定の離散時刻においてパルス圧縮された相関値を用いてＦＦＴした場合に比べて、フーリエ変換に必要な実数乗算器の個数を低減できる。

以下、フーリエ変換を用いてコヒーレント積分する場合に、図８に示すレーダ装置のレーダ受信部の構成に比べて、更に回路構成を簡易化してフーリエ変換によるコヒーレント積分利得を得るレーダ装置の例を説明する。

（本開示に係るレーダ装置の各実施形態）
次に、本開示に係るレーダ装置の各実施形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について、図１〜図５を参照して説明する。図１は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を簡略に示すブロック図である。図２は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を詳細に示すブロック図である。図３は、レーダ送信信号の送信区間Ｔ_ｗと送信周期Ｔ_ｒとの関係を示す説明図である。図４は、送信信号生成部２の他の内部構成を詳細に示すブロック図である。図５は、レーダ送信信号と、遅延時間τ_１の受信信号と、遅延時間τ_２の受信信号との関係を示す図である。

レーダ装置１は、レーダ送信部Ｔｘにより生成された高周波のレーダ送信信号を送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘから送信（放射）する。レーダ装置１は、ターゲット（不図示）により反射されたレーダ送信信号である反射波信号を、図１に示す受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘにおいて受信する。レーダ装置１は、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘにおいて受信された反射波信号を信号処理することで、ターゲットの有無を検出する。

なお、ターゲットはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人を含み、以下の各実施形態においても同様である。なお、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘは受信アンテナ素子でも良い。

（レーダ装置１）
先ず、レーダ装置１の各部の構成について簡略に説明する。

図１に示すレーダ装置１は、レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘを含む。レーダ送信部Ｔｘは、送信信号生成部２と、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘが接続された送信ＲＦ部７とを有する。レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘは、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号の供給を受け、同期して動作する。

レーダ受信部Ｒｘは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘが接続された受信ＲＦ部１０と、信号処理部１１とを有する。信号処理部１１は、少なくとも相関演算部１７と、ドップラ周波数検出部１９とを有する。

（レーダ送信部Ｔｘの各部の構成）
次に、レーダ送信部Ｔｘの各部の構成について、図２を参照して詳細に説明する。

図２に示すレーダ送信部Ｔｘは、送信信号生成部２と、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘが接続された送信ＲＦ部７とを有する。送信信号生成部２は、符号生成部３と、変調部４と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）５と、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換部６とを有する。図２に示す送信信号生成部２はＬＰＦ５を有するが、ＬＰＦ５は、送信信号生成部２と独立してレーダ送信部Ｔｘに設けられても良い。送信ＲＦ部７は、周波数変換部８と、増幅器９とを有する。

（レーダ送信部Ｔｘの各部の動作）
次に、レーダ送信部Ｔｘの各部の動作について詳細に説明する。

送信信号生成部２は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２の各部は、生成された送信基準クロック信号に基づいて動作する。

送信信号生成部２は、符号長Ｌの符号系列ａ_ｎの変調によって、数式（７）に示すベースバンドのパルス圧縮符号（送信信号）ｒ（ｋ，Ｍ）を周期的に生成する。ｎ＝１〜Ｌの整数であり、Ｌは符号系列ａ_ｎの符号長を示す。ｊはｊ^２＝−１を満たす虚数単位である。Ｍはレーダ送信信号の送信周期Ｔ_ｒの序数を示す。

数式（７）に示すベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋにおける送信信号を示し、同相信号成分Ｉ（ｋ，Ｍ）と、虚数単位ｊが乗算された直交信号成分Ｑ（ｋ，Ｍ）との加算処理結果として表される。

送信信号生成部２により生成される送信信号は、例えば各送信周期Ｔ_ｒの送信区間Ｔ_ｗ［秒］では、符号長Ｌの符号系列ａ_ｎに対して、１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮ_ｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。送信信号生成部２におけるサンプリングレートは（Ｎ_ｏ×Ｌ）／Ｔ_ｗであり、図３に示す送信区間Ｔ_ｗでは、Ｎ_ｒ（＝Ｎ_ｏ×Ｌ）のサンプルを用いて変調されている。また、各送信周期Ｔ_ｒの非送信区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）［秒］では、ベースバンドの送信信号としてＮ_ｕ［個］のサンプルを用いて変調されている。ｋは、１から（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）までの値であり、送信信号の生成のための変調タイミングを表す離散時刻である。

符号生成部３は、送信周期Ｔ_ｒ毎に、符号長Ｌの符号系列ａ_ｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。符号系列ａ_ｎの要素は、例えば、［−１，１］の２値、若しくは［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値を用いて構成される。送信符号は、レーダ送信信号が低サイドローブ特性を有するために、例えばＢａｒｋｅｒ符号系列、Ｍ系列符号、スパノ符号を構成する符号系列のうち少なくとも１つを含む符号、及び相補符号のペアを構成する符号系列のうちいずれか１つを含む符号であることが好ましい。符号生成部３は、生成された符号系列ａ_ｎの送信符号を変調部４に出力する。以下、符号系列ａ_ｎの送信符号を、便宜的に送信符号ａ_ｎと記載する。

なお、符号生成部３は、送信周期Ｔ_ｒにおいて、送信符号ａ_ｎとして相補符号（例えば符号Ｐ_ｎ，Ｑ_ｎ）のペアのいずれかを生成する場合、２個の送信周期（２Ｔ_ｒ）を用いて、相補符号のペアとなる符号Ｐ_ｎ，Ｑ_ｎを送信周期毎に交互に生成する。

即ち、符号生成部３は、第Ｍ番目の送信周期（Ｔ_ｒ）において、パルス圧縮符号ａ_ｎ（Ｍ）として符号Ｐ_ｎを生成し、続く第（Ｍ＋１）番目の送信周期（Ｔ_ｒ）ではパルス圧縮符号ａ_ｎ（Ｍ＋１）として、符号Ｑ_ｎを生成する。これ以後、符号生成部３は、第（Ｍ＋２）番目以降の送信周期では、第Ｍ番目の送信周期及び第（Ｍ＋１）の２個の送信周期を単位として、同様に符号Ｐ_ｎ，符号Ｑ_ｎの順に繰り返して生成する。

変調部４は、符号生成部３により出力された送信符号ａ_ｎのパルス変調によって、数式（７）に示されるベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を生成する。なお、パルス変調とは、振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying）であり、以下の各実施形態においても同様である。

例えば位相変調（ＰＳＫ）は、符号系列ａ_ｎが例えば［−１，１］の２値の位相変調ではＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）となり、符号系列ａ_ｎが例えば［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値の位相変調ではＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）若しくは４相ＰＳＫとなる。即ち、位相変調（ＰＳＫ）では、ＩＱ平面上のコンスタレーションにおける所定の変調シンボルが割り当てられる。

変調部４は、生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号を、ＬＰＦ５を介してＤ／Ａ変換部６に出力する。なお、ＬＰＦ５は送信信号生成部２において省略し、Ｄ／Ａ変換部６の後段においても良く、以下の各実施形態でも同様である。

Ｄ／Ａ変換部６は、変調部４から出力されたデジタルの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をアナログの送信信号に変換する。Ｄ／Ａ変換部６は、アナログの送信信号を送信ＲＦ７に出力する。

送信ＲＦ部７は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍数に逓倍したキャリア周波数帯域の送信基準信号を生成する。なお、逓倍信号は、送信信号生成部２と送信ＲＦ部７とそれぞれ、異なる倍数に逓倍した信号でもよいし、同一の倍数に逓倍した信号でもよい。送信ＲＦ部７の各部は、生成された送信基準信号に基づいて動作する。

周波数変換部８は、送信信号生成部２により生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をアップコンバートすることによって、キャリア周波数帯域（高周波）のレーダ送信信号を生成する。周波数変換部８は、生成されたレーダ送信信号を増幅器９に出力する。

増幅器９、周波数変換部８により出力されたレーダ送信信号の信号レベルを所定の信号レベルに増幅することによって、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘに出力する。増幅されたレーダ送信信号は、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘを介した空間に放射される。

送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘは、送信ＲＦ部７により出力されたレーダ送信信号を空間に放射することによって送信する。レーダ送信信号は、送信周期Ｔ_ｒのうち送信区間Ｔ_ｗの間に送信され、非送信区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）の間には送信されない（図３参照）。

なお、送信ＲＦ部７及び受信ＲＦ部１０には、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号が所定倍に逓倍された信号が共通に供給される。送信ＲＦ部７及び受信ＲＦ部１０は同期して動作する。

なお、上述した符号生成部３、変調部４及びＬＰＦ５を、送信信号生成部２に設けず、送信信号生成部２により生成された送信符号ａ_ｎを予め記憶する送信符号記憶部ＣＭを設けても良い（図４参照）。送信符号記憶部ＣＭは、送信信号生成部２により相補符号が生成される場合、相補符号のペア、例えば送信周期毎に交互にペアとなる符号Ｐ_ｎ，Ｑ_ｎを記憶する。

なお、図４に示す送信符号記憶部ＣＭは、本実施形態に限らず、後述の各実施形態にも同様に適用できる。図４に示す送信信号生成部２ｒは、送信符号記憶部ＣＭ及びＤ／Ａ変換部６を含む。

（レーダ受信部の各部の構成）
次に、レーダ受信部Ｒｘの各部の構成について、図２を参照して詳細に説明する。

図２に示すレーダ受信部Ｒｘは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘが接続された受信ＲＦ部１０と、信号処理部１１とを有する。受信ＲＦ部１０は、増幅器１２と、周波数変換部１３と、直交検波部１４とを有する。信号処理部１１は、２個のＡ／Ｄ変換部１５，１６と、相関演算部１７と、コヒーレント積分部１８と、ドップラ周波数検出部１９とを有する。信号処理部１１は、各送信周期Ｔ_ｒを信号処理区間として周期的に動作する。

ドップラ周波数検出部１９は、記憶部２０と、加減算処理部２１と、ドップラ位相回転記憶部２２と、２Ｎ_Ｌ（＝Ｎ_ｆ）個の乗算器２３＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１と、２Ｎ_Ｌ（＝Ｎ_ｆ）個のドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ，２４＃Ｎ_Ｌ−１〜２４＃−Ｎ_Ｌ＋１と、ドップラ出力選択部２５とを有する。乗算器とドップラコヒーレント加算バッファとは、異なる複数の周波数ビンｑに対応するドップラ周波数ｆ_ｓの範囲に応じて設けられている（ｑ＝−Ｎ_Ｌ＋１〜Ｎ_Ｌ−１_，Ｎ_Ｌ）。

（レーダ受信部の各部の動作）
次に、レーダ受信部Ｒｘの各部の動作について詳細に説明する。

受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘは、レーダ送信部Ｔｘから送信されたレーダ送信信号がターゲット（不図示）により反射された反射波信号を受信する。受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘにて受信された受信信号は、受信ＲＦ部１０に入力される。

受信ＲＦ部１０は、送信ＲＦ部７と同様に、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍したキャリア周波数帯域の受信基準信号を生成する。受信ＲＦ部１０の各部は、生成された受信基準信号に基づいて動作する。

増幅器１２は、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘにて受信された高周波の受信信号の信号レベルを増幅して周波数変換部１３に出力する。

周波数変換部１３は、増幅器１２から出力された受信信号と受信基準信号とを用いて、高周波の受信信号をダウンコンバートする。周波数変換部１３は、ベースバンドの受信信号を生成して直交検波部１４に出力する。

直交検波部１４は、周波数変換部１３から出力された受信信号を直交検波することで、同相信号（In-phase signal）及び直交信号（Quadrate signal）を用いて構成されるベースバンドの受信信号を生成する。直交検波部１４は、生成された受信信号のうち、同相信号をＡ／Ｄ変換部１５に出力し、直交信号をＡ／Ｄ変換部１６に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１５は、直交検波部１４から出力されたベースバンドの同相信号を離散時刻ｋ毎にサンプリングし、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１５は、変換されたデジタルデータの同相信号成分を相関演算部１７に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１５は、ベースバンドの同相信号を、送信信号生成部２が生成する送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）の１つのパルス幅（パルス時間）Ｔ_ｐ（＝Ｔ_ｗ／Ｌ）あたりＮ_ｓ［個］の割合によってサンプリングする。即ち、Ａ／Ｄ変換部１５のサンプリングレートは、Ｎ_ｓ×Ｌ／Ｔ_ｗ＝Ｎ_ｓ／Ｔ_ｐとなり、１パルス当たりのオーバーサンプル数はＮ_ｓ［個］である。

なお、Ａ／Ｄ変換部１５のサンプリングタイミングは、送信信号生成部２と同期して動作するために、送信信号生成部２と同様に、基準信号発振器Ｌｏにおいて生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号を基に生成される。

Ａ／Ｄ変換部１６は、直交検波部１４から出力されたベースバンドの直交信号に対して、Ａ／Ｄ変換部１５と同様に動作し、変換されたデジタルデータの直交信号成分を、相関演算部１７に出力する。また、Ａ／Ｄ変換部１６のサンプリングレートはＮ_ｓ／Ｔ_ｐとなり、１パルスあたりのオーバーサンプル数はＮ_ｓである。

以下、Ａ／Ｄ変換部１５，１６により変換された第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋにおける受信信号を、受信信号の同相信号成分Ｉ_ｒ（ｋ，Ｍ）及び直交信号成分Ｑ_ｒ（ｋ，Ｍ）を用いて、数式（８）の複素信号ｘ（ｋ，Ｍ）として表す。

図５の第１段は、レーダ送信信号の送信タイミングを表す。図５の第１段では、離散時刻ｋは、各送信周期Ｔ_ｒが開始するタイミングを基準（ｋ＝１）とし、信号処理部１１は、送信周期Ｔ_ｒが終了する前までのサンプル点であるｋ＝Ｎ_ｓ（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）／Ｎ_ｏまで周期的に動作する。

即ち、信号処理部１１は、離散時刻ｋ＝１〜Ｎ_ｓ（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）／Ｎ_ｏにおいて周期的に動作する（図５の第２段参照）。図５の第２段は、遅延時間τ_１の受信信号の受信タイミングを示す図である。図５の第３段は、遅延時間τ_２の受信信号の受信タイミングを示す図である。離散時刻ｋ＝Ｎ_ｒ×（Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏ）は、各送信周期Ｔ_ｒにおける送信区間Ｔ_ｗの終了直前のサンプル点を示す。以下、Ａ／Ｄ変換部１５，１６から出力されたデジタルの受信信号ｘ（ｋ，Ｍ）を離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）とも言う。

相関演算部１７は、Ａ／Ｄ変換部１５，１６から出力された各離散サンプル値Ｉ_ｒ（ｋ，Ｍ），Ｑ_ｒ（ｋ，Ｍ）、即ち、受信信号としての離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）を入力する。相関演算部１７は、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ毎に、図５の第１段に示す各送信周期Ｔ_ｒにおいて送信される符号長Ｌの送信符号ａ_ｎを周期的に生成する。

相関演算部１７は、入力された離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）と、送信符号ａ_ｎとのスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する。ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋにおけるスライディング相関値を表す。

具体的には、相関演算部１７は、図５の第２段に示す各送信周期Ｔ_ｒ、即ち、各離散時刻ｋ＝１〜Ｎ_ｓ（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）／Ｎ_ｏに対して、数式（９）に従ってスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する。相関演算部１７は、数式（９）に従って演算された離散時刻ｋ毎のスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）をコヒーレント積分部１８に出力する。数式（９）において、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子である。

図５の第２段では、レーダ送信信号の送信開始時から遅延時間τ_１の経過後に反射波信号が受信された場合の測定期間の範囲が示されている。図５の第３段では、レーダ送信信号の送信開始時から遅延時間τ_２の経過後に反射波信号が受信される場合の測定期間の範囲が示されている。遅延時間τ_１及びτ_２は、それぞれ数式（１０）及び（１１）により示される。

相関演算部１７は、本実施形態を含む各実施形態において、離散時刻ｋ＝１〜Ｎ_ｓ（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）／Ｎ_ｏにおいて演算する。なお、相関演算部１７は、レーダ装置１の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定距離の範囲、即ち離散時刻ｋの範囲を限定しても良い。これにより、レーダ装置１は、相関演算部１７の演算量を更に低減できる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部１１における演算量を削減することで、レーダ受信部Ｒｘにおける消費電力量を更に低減できる。

なお、レーダ装置１は、相関演算部１７が離散時刻ｋ＝Ｎ_ｓ（Ｌ＋１）〜Ｎ_ｓ（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）／Ｎ_ｏ−Ｎ_ｓＬの範囲におけるスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する場合には、レーダ送信信号の送信区間Ｔ_ｗにおける反射波信号の測定を省略しても良い。

レーダ装置１は、レーダ送信信号が、反射波信号としてではなく、レーダ受信部Ｒｘに直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定できる。また、測定レンジ（離散時刻ｋの範囲）を限定する場合、コヒーレント積分部１８及びドップラ周波数検出部１９も同様の限定された測定レンジにおいて動作するため、各部の処理量を削減でき、レーダ受信部Ｒｘにおける消費電力を低減できる。

コヒーレント積分部１８は、複数回（Ｎ_ｐ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（Ｎ_ｐ×Ｔ_ｒ）において、離散時刻ｋ毎に算出された相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ（ｍ−１）＋ｇ）を基に、数式（１２）に従って、積分数Ｎ_ｐ回、コヒーレント積分する。

Ｎ_ｐはコヒーレント積分部１８におけるコヒーレント積分の積分回数を示す。ｍは、１以上の整数であり、Ｎ_ｐ回分の送信周期Ｔ_ｒを単位とした送信周期（Ｎ_ｐ×Ｔ_ｒ）の序数を示す。ｇは１〜Ｎ_ｐの１以上の整数であり、コヒーレント積分部１８におけるコヒーレント積分回数の範囲を示す。

即ち、コヒーレント積分部１８は、ｇ＝１に相当する第｛Ｎ_ｐ（ｍ−１）＋１｝番目の送信周期Ｔ_ｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ（ｍ−１）＋１）からｇ＝Ｎ_ｐに相当する第（Ｎ_ｐ×ｍ）番目の送信周期Ｔ_ｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ×ｍ）を単位に、離散時刻ｋのタイミングを揃えて各相関値を加算する。コヒーレント積分部１８は、積分数Ｎ_ｐ回のコヒーレント積分結果ＣＩ（ｋ，ｍ）をドップラ周波数検出部１９に出力する。

レーダ装置１は、コヒーレント積分部１８におけるコヒーレント積分により、Ｎ_ｐ回にわたるコヒーレント積分区間（時間範囲）のうち、ターゲットからの反射波の受信信号が高い相関値を有する範囲において受信ＳＮＲを改善でき、反射波の到来方向の推定精度を向上できる。更に、レーダ装置１は、ターゲットまでの距離の推定精度を向上できる。

なお、本実施形態では、ドップラ周波数検出部１９の前段にコヒーレント積分部１８を設けることで、高いコヒーレント積分利得を得ているが、高い周波数分解能を得るためにコヒーレント積分部１８を設けなくても良く、Ｎ_ｐ＝０となる。

ドップラ周波数検出部１９は、Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ回の送信周期Ｔ_ｒの期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ）において、離散時刻ｋ毎に得られたコヒーレント積分部１８のＮ_ｃ個の出力（ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ））を用いて、記憶部２０、加減算処理部２１、ドップラ位相回転記憶部２２及び乗算器２３＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１により、離散時刻ｋのタイミングを揃えてＮ_ｆ個の異なるドップラ周波数成分ｆ_ｓに応じたドップラ位相変動（数式（１３）参照）を補正する。ドップラ周波数検出部１９は、ドップラ位相変動を補正した後に、ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ，２４＃Ｎ_Ｌ−１〜２４＃−Ｎ_Ｌ＋１により、Ｎ_ｃ回、加算処理することにより、積分数Ｎ_ｃ回、コヒーレント積分する。

ｗは、１以上の整数であり、Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ回分の送信周期Ｔ_ｒを単位とした送信周期（Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ×Ｔ_ｒ）の序数を示す。ｗ＝１であれば、１回目のＴ_ｒからＮ_ｐ×Ｎ_ｃ回目のＴ_ｒまでの送信周期Ｔ_ｒとなる（Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ×Ｔ_ｒ）。つまり、ドップラ周波数検出部１９は、送信周期Ｔ_ｒがＮ_ｐ×Ｎ_ｃ回繰り返す度に、離散時刻ｋのタイミングを揃えてＮ_ｆ個の異なるドップラ周波数成分ｆ_ｓに応じた位相変動（数式（１３）参照）を補正した後に、積分数Ｎ_ｃ回、コヒーレント積分する。

次に、ドップラ周波数検出部１９の各部の動作を詳細に説明する。

記憶部２０は、Ｎ_ｃが偶数である場合、逐次的に入力されるコヒーレント積分部１８のＮ_ｃ個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ）のうち、前半のＮ_ｃ／２個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２）を一時的に格納する。

記憶部２０は、Ｎ_ｃが奇数である場合、逐次的に入力されるコヒーレント積分部１８のＮ_ｃ個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ）のうち、前半の（Ｎ_ｃ−１）／２個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２）を一時的に格納する。

加減算処理部２１は、Ｎ_ｃが偶数である場合、記憶部２０に格納された前半のＮ_ｃ／２個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２）を、記憶部２０への格納順序と逆順に読み出す。

加減算処理部２１は、逐次的に入力されるＮ_ｃ個のコヒーレント積分出力のうち後半の第１番目（Ｎ_ｃ／２＋１個目）のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２＋１）が入力された後、前半のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）と後半のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ）とを用いて、数式（１４）に示す加算処理、及び数式（１５）に示す減算処理に必要なコヒーレント積分出力の各データが揃った順に、数式（１４）に示す加算処理、及び数式（１５）に示す減算処理を行う。

なお、数式（１５）に示す減算処理は、コヒーレント積分出力に対して、９０度の位相回転を付与した後に行う減算処理である。

即ち、加減算処理部２１は、数式（１４）に示す加算処理、及び数式（１５）に示す減算処理の演算結果を、演算処理が終了した演算処理結果から逐次的に、加算処理、減算処理の順、又は減算処理、加算処理の順に、各乗算器２３＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１に出力する。

例えば、数式（１４）及び（１５）において、ｓ＝Ｎ_ｃ／２から降順に処理すると、加減算処理部２１は、
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ），
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２−１），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）
〜
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２＋１）
の順に加算処理又は減算処理が終了した演算処理結果を、逐次的に各乗算器２３＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１の全てに出力する。

ここで、数式（１４）及び（１５）において、ｓは１≦ｓ≦Ｎ_ｃ／２を満たす整数である。また、ｊは虚数単位であってｊ＝ｅｘｐ［ｊπ／２］である。なお、虚数単位ｊの乗算処理は、９０度の位相回転を付与する処理となるため、ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）の実数成分を虚数成分に変換し、ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）の虚数成分の符号を反転して実数成分に変換することによって減算処理を簡易に実現できる。

加減算処理部２１における数式（１４）に示す加算処理のうち第１番目の加算処理（ｓ＝Ｎ_ｃ／２）は、前半のＮ_ｃ／２個の最後（ｓ＝Ｎ_ｃ／２）のコヒーレント積分出力と、後半のＮ_ｃ／２個の第１番目（Ｎ_ｃ−ｓ＋１＝Ｎ_ｃ−Ｎ_ｃ／２＋１＝Ｎ_ｃ／２＋１）のコヒーレント積分出力との加算処理となる。

一方、加減算処理部２１における数式（１５）に示す減算処理のうち第１番目の減算処理は、前半のＮ_ｃ／２個の最後（ｓ＝Ｎ_ｃ／２）のコヒーレント積分出力に−９０度の位相回転が付与されたコヒーレント積分出力と、後半のＮ_ｃ／２個の第１番目（Ｎ_ｃ−ｓ＋１＝Ｎ_ｃ−Ｎ_ｃ／２＋１＝Ｎ_ｃ／２＋１）のコヒーレント積分出力に９０度の位相回転が付与されたコヒーレント積分との減算処理となる。つまり、数式（１５）の第１項は−ｊが乗算され、数式（１５）の第２項はｊが乗算される。

加減算処理部２１は、Ｎ_ｃが奇数である場合、記憶部２０に格納された前半の（Ｎ_ｃ−１）／２個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２）を、記憶部２０への格納順序と逆順に読み出す。

加減算処理部２１は、逐次的に入力されるＮ_ｃ個のコヒーレント積分出力のうち後半の第１番目（Ｎ_ｃ−１）／２＋１個目）のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）が入力された後、前半のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）と後半のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ）とを用いて、数式（１６）に示す加算処理、及び数式（１７）に示す減算処理に必要なコヒーレント積分出力の各データが揃った順に、数式（１６）に示す加算処理、及び数式（１７）に示す減算処理を行う。

なお、数式（１７）に示す減算処理は、コヒーレント積分出力に対して、９０度の位相回転を付与した後に行う減算処理である。

即ち、加減算処理部２１は、数式（１６）に示す加算処理、及び数式（１７）に示す減算処理の演算結果を、演算処理が終了した演算結果から逐次的に、加算処理、減算処理の順、又は減算処理、加算処理の順に、各乗算器２３＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１に一様に出力する。

例えば、数式（１６）及び（１７）において、ｓ＝（Ｎ_ｃ−１）＋１／２から降順に処理すると、加減算処理部２１は、
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２＋１），
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ），
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２−１），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）
〜
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ＋１）／２＋１）
の順に加算処理又は減算処理が終了した演算処理結果を、逐次的に各乗算器２３＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１の全てに出力する。

数式（１６）及び（１７）において、ｓは１≦ｓ≦（Ｎ_ｃ−１）／２を満たす整数であるが、数式（１６）の第２式ではｓ＝（Ｎ_ｃ−１）／２＋１である。また、ｊは虚数単位であってｊ＝ｅｘｐ［ｊπ／２］と示される。

加減算処理部２１における数式（１６）に示す加算処理のうち第１番目の加算処理（ｓ＝（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）は、Ｎ_ｃが奇数であるため、後半の（Ｎ_ｃ−１）／２＋１個の第１番目（（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）のコヒーレント積分出力を２回加算したコヒーレント積分出力となる。

更に、加減算処理部２１における数式（１６）に示す加算処理のうち第２番目の加算処理（ｓ＝（Ｎ_ｃ−１）／２）は、Ｎ_ｃが奇数であるため、前半の（Ｎ_ｃ−１）／２個の最後（ｓ＝（Ｎ_ｃ−１）／２）のコヒーレント積分出力と、後半の（（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）個の第２番目（Ｎ_ｃ−ｓ＋１＝Ｎ_ｃ−（（Ｎ_ｃ−１）／２）＋１＝（Ｎ_ｃ−１）／２＋２）のコヒーレント積分出力との加算処理となる。

一方、加減算処理部２１における数式（１７）に示す減算処理のうち第１番目の減算処理は、Ｎ_ｃが奇数であるため、前半の（Ｎ_ｃ−１）／２個の最後（ｓ＝（Ｎ_ｃ−１）／２）のコヒーレント積分出力に−９０度の位相回転が付与されたコヒーレント積分出力と、後半の（（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）個の第２番目（Ｎ_ｃ−ｓ＋１＝Ｎ_ｃ−（（Ｎ_ｃ−１）／２））＋１＝（Ｎ_ｃ−１）／２＋２）のコヒーレント積分出力に９０度の位相回転が付与されたコヒーレント積分との減算処理となる。

ドップラ位相回転記憶部２２は、Ｎ_ｃが偶数では、Ｎ_ｆ個の異なるドップラ周波数成分ｆ_ｓに応じたドップラ位相変動を補正するための補正係数としてのドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）を予め格納している。ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）は、Ｎ_ｃ×Ｎ_ｆ個の実数値の要素を含む（数式（１８）参照）。ｑは周波数ビン数の序数を示し、ｑ＝Ｎ_Ｌ，Ｎ_Ｌ−１，Ｎ_Ｌ−２，…，−Ｎ_Ｌ＋１である。ｑの絶対値が大きくなるほど、高いドップラ周波数成分に相当する周波数ビンとなる。Δθは、周波数分解能（位相回転単位）を示す。

ここで、逐次的に出力されるＮ_ｃ個のコヒーレント積分出力の中心時刻（ｔ_０＝（Ｎ_ｃ−１）Ｔ_ｒ／２）を位相基準とした場合に、従来のドップラ位相回転因子Ｄ（ｑ）が、中心時刻を中心とした位相共役対称性を有する性質に着目し、ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）は、数式（１９）に示す変換処理を施し、実数化したものである。

Ｕは数式（１９）により示される行列であり、Ｉ_Ｐは、Ｐ次の単位行列（数式（２０）参照）であり、ＩＩ_ＰはＰ次単位行列が行方向において転置された行列である（数式（２１）参照）。Ｄは数式（２２）により示されるベクトルである。ここでは、Ｎ_ｃは偶数である。また、Ｈは行列の転置を示す。従って、ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）は、数式（２３）に示すように、実数成分によって示される。

また、Ｎ_ｃが奇数の場合も同様に、逐次的に出力されるＮ_ｃ個のコヒーレント積分出力の中心時刻（ｔ_０＝（Ｎ_ｃ−１）Ｔ_ｒ／２）を位相基準とした場合に、従来のドップラ位相回転因子Ｄ（ｑ）が、中心時刻を中心とした位相共役対称性を有する性質に着目し、ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）は、数式（１９）に示す変換処理を用いて実数化したものである。

なお、Ｎ_ｃが奇数の場合は、数式（１９）に示す変換処理において、数式（１８）の代わりに数式（２４）に示す従来のドップラ位相回転因子Ｄ（ｑ）を用い、さらに数式（１９）の代わりに数式（２５）を用いる。ドップラ位相回転記憶部２２は、実数化したドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）を予め格納している（数式（２６）参照）。

補正係数乗算部としての各乗算器２３＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１は、異なるＮ_ｆ（＝２Ｎ_Ｌ）個のドップラ周波数成分ｆ_ｓに応じて設けられる。各乗算器２３＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１は、ドップラ位相回転記憶部２２から読み出したドップラ周波数成分ｆ_ｓの序数ｑに応じたドップラ位相回転因子Ｅ（ｓ，ｑ）と、加減算処理部２１から逐次的に出力される各演算結果の序数ｓがドップラ位相回転因子Ｅ（ｓ，ｑ）のパラメータｓ，ｑと一致する演算処理結果とを乗算処理する。

ここで、ｑは周波数ビン数の序数を示し、ｑ＝Ｎ_Ｌ，Ｎ_Ｌ−１，Ｎ_Ｌ−２，…，−Ｎ_Ｌ＋１である。ｓは、１≦ｓ≦Ｎ_ｃの整数である。

各乗算器＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１は、各乗算器に対応するドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ，２４＃Ｎ_Ｌ−１〜２４＃−Ｎ_Ｌ＋１に乗算処理結果を出力する。

具体的には、乗算器２３＃ｑは、Ｎ_ｃが偶数である場合、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２）Ｅ（Ｎ_ｃ／２，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ）Ｅ（Ｎ_ｃ，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２−１）Ｅ（Ｎ_ｃ／２−１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）Ｅ（Ｎ_ｃ−１，ｑ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ＋Ｎ_ｃ／２）Ｅ（ｓ＋Ｎ_ｃ／２，ｑ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２＋１）Ｅ（Ｎ_ｃ／２＋１，ｑ）
の各乗算処理結果を、順次、ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ｑに出力する。ここで、ｑ＝Ｎ_Ｌ，Ｎ_Ｌ−１，Ｎ_Ｌ−２，…，−Ｎ_Ｌ＋１である。

より具体的には、例えば、乗算器２３＃Ｎ_Ｌは、Ｎ_ｃが偶数である場合（ｑ＝Ｎ_Ｌ）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２）Ｅ（Ｎ_ｃ／２，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ）Ｅ（Ｎ_ｃ，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２−１）Ｅ（Ｎ_ｃ／２−１，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）Ｅ（Ｎ_ｃ−１，Ｎ_Ｌ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ＋Ｎ_ｃ／２）Ｅ（ｓ＋Ｎ_ｃ／２，Ｎ_Ｌ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２＋１）Ｅ（Ｎ_ｃ／２＋１，Ｎ_Ｌ）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌに出力する。

また、例えば乗算器２３＃Ｎ_Ｌ−１は、Ｎ_ｃが偶数である場合（ｑ＝Ｎ_Ｌ−１）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２）Ｅ（Ｎ_ｃ／２，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ）Ｅ（Ｎ_ｃ，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２−１）Ｅ（Ｎ_ｃ／２−１，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）Ｅ（Ｎ_ｃ−１，Ｎ_Ｌ−１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ＋Ｎ_ｃ／２）Ｅ（ｓ＋Ｎ_ｃ／２，Ｎ_Ｌ−１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２＋１）Ｅ（Ｎ_ｃ／２＋１，Ｎ_Ｌ−１）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ−１に出力する。

同様に、例えば乗算器２３＃−Ｎ_Ｌ＋１は、Ｎ_ｃが偶数である場合（ｑ＝−Ｎ_Ｌ＋１）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２）Ｅ（Ｎ_ｃ／２，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ）Ｅ（Ｎ_ｃ，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２−１）Ｅ（Ｎ_ｃ／２−１，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）Ｅ（Ｎ_ｃ−１，−Ｎ_Ｌ＋１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ＋Ｎ_ｃ／２）Ｅ（ｓ＋Ｎ_ｃ／２，−Ｎ_Ｌ＋１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ／２＋１）Ｅ（Ｎ_ｃ／２＋１，−Ｎ_Ｌ＋１）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃−Ｎ_Ｌ＋１に出力する。

また、乗算器２３＃ｑは、Ｎ_ｃが奇数である場合、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２＋１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ）Ｅ（Ｎ_ｃ，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２−１）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２−１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）Ｅ（Ｎ_ｃ−１，ｑ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ＋（Ｎ_ｃ−１）／２）Ｅ（ｓ＋（Ｎ_ｃ−１）／２，ｑ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ＋１）／２＋２）Ｅ（（Ｎ_ｃ＋１）／２＋２，ｑ）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ｑに出力する。ここで、ｑ＝Ｎ_Ｌ，Ｎ_Ｌ−１，Ｎ_Ｌ−２，…，−Ｎ_Ｌ＋１である。

例えば、乗算器２３＃Ｎ_Ｌは、Ｎ_ｃが奇数である場合（ｑ＝Ｎ_Ｌ）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２＋１，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ）Ｅ（Ｎ_ｃ，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２−１）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２−１，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）Ｅ（Ｎ_ｃ−１，Ｎ_Ｌ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ＋（Ｎ_ｃ−１）／２）Ｅ（ｓ＋（Ｎ_ｃ−１）／２，Ｎ_Ｌ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，Ｎ_Ｌ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ＋１）／２＋２）Ｅ（（Ｎ_ｃ＋１）／２＋２，Ｎ_Ｌ）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌに出力する。

また、例えば乗算器２３＃Ｎ_Ｌ−１は、Ｎ_ｃが奇数である場合（ｑ＝Ｎ_Ｌ−１）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２＋１，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ）Ｅ（Ｎ_ｃ，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２−１）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２−１，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）Ｅ（Ｎ_ｃ−１，Ｎ_Ｌ−１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ＋（Ｎ_ｃ−１）／２）Ｅ（ｓ＋（Ｎ_ｃ−１）／２，Ｎ_Ｌ−１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，Ｎ_Ｌ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ＋１）／２＋２）Ｅ（（Ｎ_ｃ＋１）／２＋２，Ｎ_Ｌ−１）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ−１に出力する。

同様に、例えば乗算器２３＃−Ｎ_Ｌ＋１は、Ｎ_ｃが奇数である場合（ｑ＝−Ｎ_Ｌ＋１）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２＋１）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２＋１，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ）Ｅ（Ｎ_ｃ，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ−１）／２−１）Ｅ（（Ｎ_ｃ−１）／２−１，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋Ｎ_ｃ−１）Ｅ（Ｎ_ｃ−１，−Ｎ_Ｌ＋１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋ｓ＋（Ｎ_ｃ−１）／２）Ｅ（ｓ＋（Ｎ_ｃ−１）／２，−Ｎ_Ｌ＋１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，−Ｎ_Ｌ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋（Ｎ_ｃ＋１）／２＋２）Ｅ（（Ｎ_ｃ＋１）／２＋２，−Ｎ_Ｌ＋１）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃−Ｎ_Ｌ＋１に出力する。

バッファ部としての各ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ，２４＃Ｎ_Ｌ−１〜２４＃−Ｎ_Ｌ＋１は、対応する乗算器２３＃Ｎ_Ｌ，２３＃Ｎ_Ｌ−１〜２３＃−Ｎ_Ｌ＋１から出力された乗算処理結果（Ｎ_ｃ（ｗ−１）番目からＮ_ｃｗ番目までのコヒーレント積分出力）を逐次的に加算処理する（数式（２７）参照）。各ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ，２４＃Ｎ_Ｌ−１〜２４＃−Ｎ_Ｌ＋１は、加算処理結果ＤＣＢ（ｋ，ｑ，ｗ）をドップラ出力選択部２５に出力する。

これにより、ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ，２４＃Ｎ_Ｌ−１〜２４＃−Ｎ_Ｌ＋１における加算処理結果は、Ｎ_ｃが偶数である場合、前半Ｎ_ｃ／２個の加減算処理部２１の演算処理結果とドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）との乗算処理結果と、後半Ｎ_ｃ／２個の加減算処理部２１の演算処理結果とドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）との乗算処理結果との加算処理となる。ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）が、従来複素成分であったのに対し、本実施形態では実数成分となるため、乗算回数を半減できる。

また、ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ，２４＃Ｎ_Ｌ−１〜２４＃−Ｎ_Ｌ＋１における加算処理結果は、Ｎ_ｃが奇数である場合、前半（Ｎ_ｃ−１）／２個の加減算処理部２１の演算処理結果とドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）との乗算処理結果と、後半（Ｎ_ｃ−１）／２＋１個の加減算処理部２１の演算処理結果とドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）との乗算処理結果との加算処理となる。ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）が、従来複素成分であったのに対し、本実施形態では実数成分となるため、乗算回数を半減できる。

ドップラ出力選択部２５は、ｑ＝−Ｎ_Ｌ＋１〜０〜Ｎ_Ｌに対応する各ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ，２４＃Ｎ_Ｌ−１〜２４＃−Ｎ_Ｌ＋１からの出力の絶対値或いは電力値から、所定レベルを超えるピーク値を与えるドップラコヒーレント加算バッファを選択する。ドップラ出力選択部２５は、選択された周波数ビン番号ｑに対応するドップラ周波数ｆ_{ｓｅｌｅｃｔ}（ｋ，ｗ）を特定し、ターゲットの相対移動速度ｖ_ｄ（ｋ，ｗ）を推定する（数式（２８）参照）。λは、レーダ送信信号におけるキャリア周波数の波長である。

以上により、レーダ装置１は、コヒーレント積分部１８からのＮ_ｃ個の出力のうち、加減算処理部２１においてＮ_ｃ個の半分の前半の最後の値と後半の最初の値とをデータが揃った順に加算処理及び減算処理し、次に、前半の最後から１つ前の値と後半の２番目の値とをデータが揃った順に、以降同様にして加算処理及び減算処理する。

レーダ装置１は、コヒーレント積分回数ｓが一致する加算処理及び減算処理の各演算結果とドップラ周波数成分毎に設けられたドップラ位相回転因子とを乗算処理する。

レーダ装置１は、ドップラ周波数成分毎の各乗算処理結果を、対応するドップラコヒーレント加算バッファにおいて逐次的に加算処理することで、コヒーレント積分として得られる出力が、所定レベルを超える場合のピーク周波数をドップラ周波数と特定し、ターゲットの相対移動速度を推定する。ドップラ位相回転因子は、従来複素成分であったのに対し、本実施の形態では実数成分となるため、乗算回数を半減できる。

これにより、レーダ装置１は、簡易な構成を用いて、ターゲットにより反射された反射波信号のコヒーレント積分利得を向上できる。

更に、従来のＦＦＴを用いたコヒーレント積分ではＮ_ｃ個の出力データが揃う必要があったが、レーダ装置１は、コヒーレント積分部１８の出力データがＮ_ｃ／２個揃った時点からドップラ周波数検出部１９においてコヒーレント積分が開始可能となるため、ドップラ周波数検出部１９におけるコヒーレント積分の処理遅延を低減できる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態のレーダ装置１ａの構成及び動作について、図６及び図７を参照して説明する。図６は、第２の実施形態のレーダ装置１ａの内部構成を簡略に示すブロック図である。図７は、第２の実施形態のレーダ装置１ａの内部構成を詳細に示すブロック図である。本実施形態では、第１の実施形態のレーダ装置１と構成及び動作において同一の内容の説明は省略し、異なる内容について説明する。

図６又は図７に示すレーダ装置１ａは、１個のレーダ送信部Ｔｘと、複数（例えば２個）のレーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２と、到来方向推定部２６とを含む。受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ２は、レーダ受信部Ｒｘ２に対応して設けられている。各レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２の内部構成は第１の実施形態のレーダ受信部Ｒｘの内部構成と同様であるため、説明は省略する。

各レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２において、ドップラ出力選択部２５は、ｑ＝−Ｎ_Ｌ＋１〜０〜Ｎ_Ｌに対応する各ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃Ｎ_Ｌ，２４＃Ｎ_Ｌ−１〜２４＃−Ｎ_Ｌ＋１からの出力の絶対値或いは電力値から、所定レベルを超えるピーク値を与えるドップラコヒーレント加算バッファを選択する。ドップラ出力選択部２５は、選択された周波数ビン番号ｑに対応するドップラ周波数ｆ_{ｓｅｌｅｃｔ}（ｋ，ｗ）を特定し、ターゲットの相対移動速度ｖ_ｄ（ｋ，ｗ）を推定する（数式（２８）参照）。ドップラ出力選択部２５は、選択された周波数ビン番号ｑ＿ｐｅａｋと、周波数ビン番号ｑ＿ｐｅａｋに対応するドップラ検出値ＤＣＢ^{Ｎ＿ＡＮＴ}（ｋ，ｑ＿ｐｅａｋ，ｗ）（数式（２９）参照）とを、到来方向推定部２６に出力する。Ｎ＿ＡＮＴは、レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２の序数を示し、例えばレーダ装置１ａが２個のレーダ受信部を含む場合には１又は２となる。

到来方向推定部２６は、各レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２のドップラ出力選択部２５からの出力と、受信アンテナ間の位相差情報であるアンテナ相関ベクトルＡ（ｋ，ｑ＿ｐｅａｋ，ｗ）（数式（３０））とを用いて、ターゲットの到来方向を推定する。ｋ＝１〜Ｎ_ｓ（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）／Ｎ_ｏである。

なお、到来方向推定部２６によるターゲットからの反射波信号の到来方向の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば下述参考非特許文献１において開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いて実現可能である。

（参考非特許文献１）ＪＡＭＥＳ Ａ． Ｃａｄｚｏｗ、「Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｕｂｓｐａｃｅ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ」、 Ａｅｒｏｓｐａｃｅ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｓｙｓｔｅｍｓ， ＩＥＥＥ、Ｖｏｌ.２８、ｐｐ．６４−７９（１９９２）

以上により、レーダ装置１ａは、第１の実施形態のレーダ装置１の効果に加え、各レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２の処理量を低減でき、ターゲットにより反射された反射波信号の到来方向の推定精度を向上できる。

以上、図面を参照し、各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。

本開示は、簡易な構成を用いて、ターゲットにより反射された反射波信号のコヒーレント積分利得を向上するレーダ装置として有用である。

１，１ａ レーダ装置
２ 送信信号生成部
３ 符号生成部
４ 変調部
５ ＬＰＦ
６ Ｄ／Ａ変換部
７ 送信ＲＦ部
８、１３ 周波数変換部
９、１２ 増幅器
１０ 受信ＲＦ部
１１ 信号処理部
１４ 直交検波部
１５，１６ Ａ／Ｄ変換部
１７ 相関演算部
１８ コヒーレント積分部
１９ ドップラ周波数検出部
２０ 記憶部
２１ 加減算処理部
２２ ドップラ位相回転記憶部
２３＃Ｎ_Ｌ、２３＃Ｎ_Ｌ−１、２３＃Ｎ_Ｌ−２、２３＃−Ｎ_Ｌ＋１ 乗算器
２４＃Ｎ_Ｌ、２４＃Ｎ_Ｌ−１、２４＃Ｎ_Ｌ−２、２４＃−Ｎ_Ｌ＋１ ドップラコヒーレント加算バッファ
２５ ドップラ出力選択部
２６ 到来方向推定部
Ｒｘ，Ｒｘ１，Ｒｘ２ レーダ受信部
Ｔｘ レーダ送信部

Claims (9)

1. 送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、
   受信アンテナを用いて、ターゲットにより反射された前記レーダ送信信号である反射波信号を受信する少なくとも１個のレーダ受信部と、を含み、
   前記レーダ受信部は、
   受信信号と前記送信信号との相関値を、前記レーダ送信信号の送信周期毎に演算する相関演算部と、
   演算された前記相関値を、異なる複数のドップラ周波数に応じたドップラ位相回転の補正量を用いてコヒーレント積分するドップラ周波数検出部と、
   を有するレーダ装置。
2. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記レーダ受信部は、
   演算されたＮｐ（Ｎｐ：１以上の整数）個の前記相関値を単位として、前記Ｎｐ個の相関値をＮｃ（Ｎｃ：１以上の整数）回コヒーレント積分するコヒーレント積分部と、
   を更に有し、
   前記ドップラ周波数検出部は、前記コヒーレント積分部の出力を、異なる複数のドップラ周波数に応じたドップラ位相回転の補正量を用いて加算処理する、
   レーダ装置。
3. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記ドップラ周波数検出部は、
   Ｎｃ（Ｎｃ：１以上の整数）回の前記相関値出力のうちの前半回数を格納する記憶部と、
   前記Ｎｃ回の前記相関値出力のうち後半回数と前記記憶部において格納された前記Ｎｃ回の前記相関値出力のうちの前半回数とを用いて、加算処理及び減算処理を行う加減算処理部と、
   前記異なる複数のドップラ周波数毎に、ドップラ位相回転の補正係数を格納するドップラ位相回転記憶部と、
   前記異なる複数のドップラ周波数毎に格納された前記補正係数と、前記Ｎｃ回の前記加減算処理部の出力とを乗算する補正係数乗算部と、
   前記Ｎｃ回の前記補正係数乗算部の出力を加算するバッファ部と、を
   有するレーダ装置。
4. 請求項２に記載のレーダ装置であって、
   前記ドップラ周波数検出部は、
   前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうちの前半回数を格納する記憶部と、
   前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち後半回数と前記記憶部において格納された前記Ｎｃ回の前記相関値出力のうちの前半回数とを用いて、加算処理及び減算処理を行う加減算処理部と、
   前記異なる複数のドップラ周波数毎に、ドップラ位相回転の補正係数を格納するドップラ位相回転記憶部と、
   前記異なる複数のドップラ周波数毎に格納された前記補正係数と、前記Ｎｃ回の前記加減算処理部の出力とを乗算する補正係数乗算部と、
   前記Ｎｃ回の前記補正係数乗算部の出力をコヒーレント積分するバッファ部と、を
   有するレーダ装置。
5. 請求項３又は４に記載のレーダ装置であって、
   前記ドップラ位相回転記憶部に格納されている前記ドップラ位相回転の補正係数は実数である、
   レーダ装置。
6. 請求項２に記載のレーダ装置であって、
   前記ドップラ周波数検出部は、
   前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち前半の１回目からＮｃ／２回目までの各コヒーレント積分出力を格納する記憶部と、
   前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち後半の（Ｎｃ／２）＋１回目からＮｃ回目までの各コヒーレント積分出力と、前記記憶部への格納順序と逆順に格納された前記前半の最後のＮｃ／２回目から１回目までの各コヒーレント積分出力とを基に、加算処理及び減算処理する加減算処理部と、
   前記異なる複数のドップラ周波数毎に、ドップラ位相回転の補正係数を格納するドップラ位相回転記憶部と、
   前記異なる複数のドップラ周波数毎に格納された前記補正係数と、前記Ｎｃ回の前記加減算処理部の出力とを乗算する補正係数乗算部と、
   前記Ｎｃ回の前記補正係数乗算部の出力をコヒーレント積分するバッファ部と、
   を有するレーダ装置。
7. 請求項２に記載のレーダ装置であって、
   前記ドップラ周波数検出部は、
   前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち前半の１回目から（Ｎｃ−１）／２回目までの各コヒーレント積分出力を格納する記憶部と、
   前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち後半の（（（Ｎｃ−１）／２）＋１）回目からＮｃ回目までの各コヒーレント積分出力と、前記記憶部への格納順序と逆順に格納された前記前半の最後の（Ｎｃ−１）／２回目から１回目までの各コヒーレント積分出力とを基に、加算処理及び減算処理する加減算処理部と、
   前記異なる複数のドップラ周波数毎に、ドップラ位相回転の補正係数を格納するドップラ位相回転記憶部と、
   前記異なる複数のドップラ周波数毎に格納された前記補正係数と、前記Ｎｃ回の前記加減算処理部の出力とを乗算する補正係数乗算部と、
   前記Ｎｃ回の前記補正係数乗算部の出力をコヒーレント積分するバッファ部と、
   を有するレーダ装置。
8. 請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
   前記レーダ受信部は、
   前記ドップラ周波数検出部によって検出されたドップラ周波数を基に、前記ターゲットの相対移動速度を導出するドップラ出力選択部と、
   を更に有するレーダ装置。
9. 請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
   複数の前記レーダ受信部により選択された各ドップラ周波数に応じた前記バッファ部の出力と、前記複数の前記レーダ受信部の各受信アンテナ間の位相差情報であるアンテナ間相関ベクトルとを基に、前記ターゲットの到来方向を推定する到来方向推定部と、
   を更に有するレーダ装置。

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