JP2014011944A

JP2014011944A - 電力変換装置及び電力変換方法

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Publication number: JP2014011944A
Application number: JP2012149468A
Authority: JP
Inventors: Tatsuya Mori; 辰也森; Tetsuya Kojima; 鉄也小島
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-07-03
Filing date: 2012-07-03
Publication date: 2014-01-20

Abstract

【課題】電圧変調率が高い場合においても電流検出を可能とする。
【解決手段】三相の電圧指令に対応する三相デューティ指令値と搬送波とを比較することによりＰＷＭ制御される三相インバータの各相の下アーム側にて下アームスイッチング素子と直列接続される電流検出用抵抗素子の電圧降下に基づいて各相の電流を検出する電力変換装置であって、上記三相のデューティ指令値を大きさの順に最大相、中間相、最小相とするとき、上記中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合に、上記中間相のデューティ指令値を負の方向にシフトする電流検出期間および上記中間相のデューティ指令値を正の方向にシフトする電圧調整期間を設け、上記各相の電流を上記電流検出期間にて検出する制御装置を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は電力変換装置及び電力変換方法に関し、特に、電流検出用抵抗素子としてのシャント抵抗を備えた電力変換装置および電力変換方法に関する。

電力変換装置の電流検出器として、三相インバータの各相の下アーム素子と直流電源負極側との間に設けられるシャント抵抗の電圧降下に基づいて、各相の電流値を検出する下アームシャント電流検出方式が、構成が簡単で、低コストの方式として知られている。

下アームシャント電流検出方式は、三相の下アーム素子がオン状態となる期間には、三相のシャント抵抗の電圧降下に基づき、三相の電流を取得することができる。また、三相のうち、二相の下アーム素子がオン状態となる期間には、二相のシャント抵抗の電圧降下に基づき、キルヒホッフの法則を用いることで、三相の電流を取得することができる。ただし、これらいずれの期間も、三相の電圧指令値と搬送波との関係によっては短くなり得る。そして、これらの期間が短いときには、上記期間の開始に伴うリンギングによって、三相の電流として適切な値を取得することが困難となる。

この課題に対し、特許文献１に記載された従来の３相回転機の制御装置では、インバータの下アーム素子の２相がオン状態となる期間及び３相がオン期間側となる期間のいずれかを選択的に拡大すべく、搬送波と比較対象となる電圧指令値を補正することで、搬送波の１周期に渡って、電圧指令値の相対的な大小関係を保持しつつ、インバータの上アーム素子または下アーム素子をオン状態に固定する固定手段と、選択的に拡大された期間内にシャント抵抗の出力を取り込むことで、３相回転機を流れる電流を取得している。

特開２００８−４８５０４号公報

特許文献１に記載された従来の３相回転機の制御装置では、三相インバータの電圧変調率が高い場合に、三相の電圧指令値のうち、２番目に大きい電圧指令値に対応する相の下アーム素子の通電期間が、シャント抵抗にて電流を正しく取得するのに必要とする期間を確保できなくなるという問題点があった。

本発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、電圧変調率が高い場合においても、シャント抵抗にて取得する電流に基づいて電力変換することが可能な、電力変換装置及び電力変換方法を得ることを目的とする。

本発明は、三相の電圧指令に対応する三相デューティ指令値と搬送波とを比較することによりＰＷＭ制御される三相インバータの各相の下アーム側にて下アームスイッチング素子と直列接続される電流検出用抵抗素子の電圧降下に基づいて各相の電流を検出する電力変換装置であって、上記三相のデューティ指令値を大きさの順に最大相、中間相、最小相とするとき、上記中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合に、上記中間相のデューティ指令値を負の方向にシフトする電流検出期間および上記中間相のデューティ指令値を正の方向にシフトする電圧調整期間を設け、上記各相の電流を上記電流検出期間にて検出する制御装置を備えたことを特徴とする電力変換装置である。

本発明は、三相の電圧指令に対応する三相デューティ指令値と搬送波とを比較することによりＰＷＭ制御される三相インバータの各相の下アーム側にて下アームスイッチング素子と直列接続される電流検出用抵抗素子の電圧降下に基づいて各相の電流を検出する電力変換装置であって、上記三相のデューティ指令値を大きさの順に最大相、中間相、最小相とするとき、上記中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合に、上記中間相のデューティ指令値を負の方向にシフトする電流検出期間および上記中間相のデューティ指令値を正の方向にシフトする電圧調整期間を設け、上記各相の電流を上記電流検出期間にて検出する制御装置を備えたことを特徴とする電力変換装置であるので、シフトされる前の上記中間相においてはスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合においても、上記電流検出期間において上記中間相を負の方向にシフトすることにより、上記中間相の下アーム素子の通電時間を確保した上で上記電流を検出し、上記電圧調整期間にて上記中間相を正の方向へシフトすることにより、上記中間相の電圧を調整することができるので、従来に比べ電圧変調率が高い場合においても、上記電流に基づいて電力変換することが可能となる。

本発明に係る電力変換装置の構成図である。本発明に係るＰＷＭ制御部の構成図である。本発明に係るＰＷＭ制御部の各部の動作波形を示す波形図である。本発明に係る電流検出部の動作を示すフローチャートである。本発明の実施の形態１に係るデューティ指令演算部の動作を示すフローチャートである。本発明に係るオフセット電圧加算前後における三相電圧指令波形図である。本発明に係る三相電圧指令に対する三相デューティ指令波形図である。本発明に係る中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合の上記中間相に対するデューティ波形図である。本発明に係る電流検出部、モータ制御部、デューティ指令演算部、ＰＷＭ制御部の動作タイミングを示すタイミングチャートである。本発明の実施の形態１の効果を説明する説明図である。変調率９０％における特許文献１に記載の方式の波形説明図である。変調率９５％における特許文献１に記載の方式の波形説明図である。変調率９５％における特許文献１に記載の方式の波形説明図である。特許文献１に記載の方式の波形説明図である。変調率９５％における本発明の実施の形態１に記載の方式の波形説明図である。本発明の実施の形態２におけるデューティ指令演算部の動作を示すフローチャートである。本発明の実施の形態２の効果を説明する説明図である。本発明に係る下アームスイッチング素子のゲート信号オン時間とリンギングの関係に関する説明図である。本発明の実施の形態３におけるデューティ指令演算部の動作を示すフローチャートである。本発明の実施の形態３の効果を説明する説明図である。変調率９５％における本発明の実施の形態３に記載の方式の波形説明図である。

実施の形態１．
図１〜１５は、この発明の実施の形態１を示すものであり、図１は電力変換装置の構成図、図２はＰＷＭ制御部の構成図、図３はＰＷＭ制御部の各部の動作波形を示す波形図、図４は電流検出部の動作を示すフローチャート、図５は実施の形態１におけるデューティ指令演算部の動作を示すフローチャート、図６はオフセット電圧加算前後における三相電圧指令波形図、図７は三相電圧指令に対する三相デューティ指令波形図、図８は中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合の上記中間相に対するデューティ波形図、図９は電流検出部、モータ制御部、デューティ指令演算部、ＰＷＭ制御部の動作タイミングを示すタイミングチャート、図１０は実施の形態１の効果を説明する説明図、図１１は変調率９０％における特許文献１に記載の方式の波形説明図、図１２は変調率９５％における特許文献１に記載の方式の波形説明図、図１３は変調率９５％における特許文献１に記載の方式の波形説明図、図１４は特許文献１に記載の方式の波形説明図、図１５は変調率９５％における実施の形態１に記載の方式の波形説明図である。

図１に示すように、直流電源１に電力変換装置１１を介してモータ３が接続されている。電力変換装置１１は、平滑コンデンサ２、電流検出用抵抗素子であるシャント抵抗４，５，６、モータ制御部７、デューティ指令演算部８、ＰＷＭ制御部９、電流検出部１０、上アームのスイッチング素子Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、下アームのスイッチング素子Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚを有する。上アームのスイッチング素子Ｑｕと下アームのスイッチング素子Ｑｘとが直列に接続され、上アームのスイッチング素子Ｑｖと下アームのスイッチング素子Ｑｙとが直列に接続され、上アームのスイッチング素子Ｑｗと下アームのスイッチング素子Ｑｚとが直列に接続され、本発明における３相分のアーム回路を構成している。スイッチング素子Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚには、例えば電界効果トランジスタが用いられる。なお、モータ制御部７、デューティ指令演算部８、ＰＷＭ制御部９、および、電流検出部１０が、本発明における制御装置である。平滑コンデンサ２は直流電源１に接続され、直流電源１からの直流電力は、電力変換装置１１においてスイッチング素子Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚをスイッチングすることにより交流電力に変換され、モータ３に供給される。

モータ制御部７は、電流検出部１０より検出したモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と外部から与えられる速度指令ｆ＊とに基づき、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗを出力する。

デューティ指令演算部８では、モータ制御部７から出力された三相電圧指令値（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）から、後述する電流検出期間ＴｉにおけるＵ相のデューティ指令値Ｄｕ１、Ｖ相のデューティ指令値Ｄｖ１、Ｗ相のデューティ指令値Ｄｗ１、及び、電圧調整期間ＴｖにおけるＵ相のデューティ指令値Ｄｕ２、Ｖ相のデューティ指令値Ｄｖ２、Ｗ相のデューティ指令値Ｄｗ２を出力する。

ＰＷＭ制御部９は、図２の構成図に示すように、搬送波発生部２１、電流検出期間設定部２２、Ｕ相デューティ選択器２３ａ、Ｖ相デューティ選択器２３ｂ、Ｗ相デューティ選択器２３ｃ、Ｕ相比較部２４ａ、Ｖ相比較部２４ｂ、Ｗ相比較部２４ｃ、および反転部２５ａ、２５ｂ、２５ｃを有する。

搬送波発生部２１は、搬送波周波数指令に基づいて、周波数ｆｃの三角波である搬送波Ｃを出力する。図３に搬送波Ｃの波形を示す。搬送波Ｃは周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ）、最高値１、最小値０の三角波である。

電流検出期間設定部２２は、複数の三角波からなる搬送波Ｃの周期のうち、１周期を電流検出期間Ｔｉ、残りの周期を電圧調整期間Ｔｖとして振り分けるためのフラグｆｌａｇ＿ｉを出力する。フラグｆｌａｇ＿ｉは搬送波Ｃの１周期を電流検出期間Ｔｉに振り分けるときに１を出力し、搬送波Ｃの１周期を電圧調整期間Ｔｖに振り分けるときに０を出力する。図３にフラグｆｌａｇ＿ｉの波形例を示す。図３では、搬送波Ｃの３周期に等しい周期Ｔｓのうち、搬送波Ｃの始めの１周期を電流検出期間Ｔｉとし、フラグｆｌａｇ＿ｉとして１を出力する。そして、搬送波Ｃの残りの２周期を電圧調整期間Ｔｖとしフラグｆｌａｇ＿ｉとして０を出力する。なお、図３の例では、周期Ｔｓを搬送波Ｃの３周期に等しい周期としたが、Ｔｓは搬送波ＣのＮ（Ｎ：２以上の自然数）周期に設定し、その周期Ｔｓのうち搬送波Ｃの１周期分を電流検出期間Ｔｉに設定し、残りの搬送波ＣのＮ−１周期分を電圧調整期間Ｔｖに設定すればよい。このように、各周期Ｔｓにおいて、最初の搬送波Ｃの１周期分を電流検出期間Ｔｉに設定し、残りの搬送波ＣのＮ−１周期分を電圧調整期間Ｔｖに設定するため、電流検出期間Ｔｉと電圧調整期間Ｔｖとが交互に切り替わる構成となっている。

Ｕ相デューティ選択器２３ａは、フラグｆｌａｇ＿ｉ、および、Ｕ相デューティ指令値Ｄｕ１，Ｄｕ２が入力され、フラグｆｌａｇ＿ｉに応じて、Ｕ相デューティ指令値Ｄｕ１，Ｄｕ２のいずれか一方を選択出力する。具体的には、フラグｆｌａｇ＿ｉが１のとき、Ｕ相デューティ指令値Ｄｕ１を出力し、フラグｆｌａｇ＿ｉが０のとき、Ｕ相デューティ指令値Ｄｕ２を出力する。同様に、Ｖ相デューティ選択器２３ｂは、フラグｆｌａｇ＿ｉに応じて、Ｖ相デューティ値Ｄｖ１，Ｄｖ２のいずれか一方を選択出力する。具体的には、フラグｆｌａｇ＿ｉが１のとき、Ｖ相デューティ値Ｄｖ１を出力し、フラグｆｌａｇ＿ｉが０のとき、Ｖ相デューティ値Ｄｖ２を出力する。さらに、Ｗ相デューティ選択器２３ｃは、フラグｆｌａｇ＿ｉに応じて、Ｗ相デューティ値Ｄｗ１，Ｄｗ２のいずれか一方を選択出力する。具体的には、フラグｆｌａｇ＿ｉが１のとき、Ｗ相デューティ値Ｄｗ１を出力し、フラグｆｌａｇ＿ｉが０のとき、Ｖ相デューティ値Ｄｗ２を出力する。

ゲート信号Ｇｕを出力するＵ相比較部２４ａは、Ｕ相デューティ選択器２３ａの出力と搬送波発生部２１から出力された搬送波Ｃとを比較して、図３に示すように、Ｕ相デューティ選択器２３ａの出力の方が大きいときはレベル１を出力し、一方、小さいまたは同じであるときはレベル０を出力する。また、ゲート信号Ｇｘを出力する反転部２５ａは、図３に示すように、Ｕ相比較部２４ａの出力の反転信号をゲート信号Ｇｘとして出力する。具体的には、ゲート信号Ｇｕがレベル１のとき、レベル０のゲート信号Ｇｘを出力し、ゲート信号Ｇｕがレベル０のとき、レベル１のゲート信号Ｇｘを出力する。同様に、ゲート信号Ｇｖを出力するＶ相比較部２４ｂは、Ｖ相デューティ選択器２３ｂの出力と搬送波Ｃとを比較して、図３に示すように、Ｖ相デューティ選択器２４ｂの出力の方が大きいときはレベル１を出力し、一方、小さいまたは同じであるときはレベル０を出力する。また、ゲート信号Ｇｙを出力する反転部２５ｂは、図３に示すように、ゲート信号Ｇｖの反転信号をゲート信号Ｇｙとして出力する。すなわち、ゲート信号Ｇｖがレベル１のとき、レベル０のゲート信号Ｇｙを出力し、ゲート信号Ｇｖがレベル０のとき、レベル１のゲート信号Ｇｙを出力する。さらに、ゲート信号Ｇｗを出力するＷ相比較部２４ｃは、Ｗ相デューティ選択器２３ｃの出力と搬送波Ｃとを比較して、図３に示すように、Ｗ相デューティ選択器２３ｃの出力の方が大きいときはレベル１を出力し、一方、小さいまたは同じであるときはレベル０を出力する。また、ゲート信号Ｇｚを出力する反転部２５ｃは、図３に示すように、ゲート信号Ｇｗの反転信号を、ゲート信号Ｇｚとして出力する。すなわち、ゲート信号Ｇｗがレベル１のとき、レベル０のゲート信号Ｇｚを出力し、ゲート信号Ｇｗがレベル０のとき、レベル１のゲート信号Ｇｚを出力する。

ＰＷＭ制御部９は以上のようなゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、及びＧｚを出力し、それらのゲート信号により、スイッチング素子Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、及びＱｚをそれぞれ制御する。具体的には、ゲート信号が１のとき、スイッチング素子をオンし、ゲート信号が０のとき、スイッチング素子をオフにする。

電流検出部１０は、シャント抵抗４、５、６に生じる電圧ｖＲＵ、ｖＲＶ、ｖＲＷと、シャント抵抗値Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗと、デューティ指令演算部８が出力するＵ〜Ｗ相のデューティ指令値Ｄｕ１、Ｄｖ１、Ｄｗ１と、ＰＷＭ制御部９が出力するフラグｆｌａｇ＿ｉ及び搬送波Ｃとに基づいて、Ｕ〜Ｗ相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。

電流検出部１０の動作を、図４のフローチャートにより説明する。まずはじめに、ステップＳ４１で、搬送波Ｃが１であるかを判定し、１ならばステップＳ４２を実行し、１以外ならば再びステップＳ４１を実行する。ステップＳ４２では、フラグｆｌａｇ＿ｉが１であるかを判定し、１ならばステップＳ４３を実行し、１以外ならば再びステップＳ４１を実行する。

ステップＳ４３では、Ｕ相デューティ指令値Ｄｕ１と基準デューティＤｘとを比較する。ここで、基準デューティＤｘとは、シャント抵抗４の電圧降下より電流検出が可能な下アームスイッチング素子Ｑｘの通電時間の下限値ｔｘより決まるデューティ値である。従って、ａ相（ａ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）のデューティ指令値Ｄａが基準デューティＤｘ以下の場合、当該ａ相の下アームスイッチング素子の通電時間がｔｘ以上となるため、ａ相での電流検出は可能であり、一方、ａ相（ａ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）のデューティ指令値Ｄａが基準デューティ値Ｄｘ未満の場合、ａ相の下アームスイッチング素子の通電時間がｔｘ未満となるため、ａ相での電流検出は不可能である。ステップＳ４３では、Ｕ相デューティ指令値Ｄｕ１と基準デューティＤｘとを比較し、Ｕ相デューティ指令値Ｄｕ１が基準デューティ値Ｄｘ以下の場合、ステップＳ４４を実行し、Ｕ相デューティ指令値Ｄｕ１が基準デューティ値Ｄｘよりも大きい場合、ステップ４６ｄを実行してＵ〜Ｗ相電流Ｉｕ〜Ｉｗを求める。

ステップＳ４６ｄでは、Ｖ相電流Ｉｖはシャント抵抗５に生じる電圧ｖＲＶ及びシャント抵抗値Ｒｖに基づいて求められ（Ｉｖ＝ｖＲＶ／Ｒｖ）、同様に、Ｗ相電流Ｉｗはシャント抵抗６に生じる電圧ｖＲＷ及びシャント抵抗値Ｒｗに基づいて求められる（Ｉｗ＝ｖＲＷ／Ｒｗ）。一方、Ｕ相電流Ｉｕは、ステップＳ４３にてＵ相の下アームのスイッチング素子Ｑｘのオン時間が、電流検出が可能なオン時間より短いと判定されているため、シャント抵抗４の電圧降下ｖＲＵ及びシャント抵抗値Ｒｕに基づいて求めることは不可能である。よって、Ｕ相電流Ｉｕは、三相電流の和が零となることを利用し、キルヒホッフの法則を用いて、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗに基づいて求められる（Ｉｕ＝−Ｉｖ−Ｉｗ）。

ステップＳ４４では、Ｖ相デューティ指令値Ｄｖ１と基準デューティＤｘとを比較する。Ｖ相デューティ指令値Ｄｖ１が基準デューティ値Ｄｘ以下の場合、ステップＳ４５を実行し、Ｖ相デューティ指令値Ｄｖ１が基準デューティ値Ｄｘよりも大きい場合、ステップＳ４６ｃを実行する。

ステップＳ４６ｃでは、Ｕ相電流Ｉｕはシャント抵抗４に生じる電圧ｖＲＵ及びシャント抵抗値Ｒｕに基づいて求められ（Ｉｕ＝ｖＲＵ／Ｒｕ）、同様に、Ｗ相電流Ｉｗはシャント抵抗６に生じる電圧ｖＲＷ及びシャント抵抗値Ｒｗに基づいて求められ（Ｉｗ＝ｖＲＷ／Ｒｗ）、Ｖ相電流は、ステップＳ４４にてＶ相の下アームのスイッチング素子のオン時間が、電流検出が可能なオン時間より短いと判定されているため、シャント抵抗５の電圧降下ｖＲＶ及びシャント抵抗値Ｒｖに基づいて求めることは不可能であるである。よって、Ｖ相電流Ｉｖはキルヒホッフの法則を用いて三相電流の和が零となることを利用し、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗに基づいて求められる（Ｉｖ＝−Ｉｕ−Ｉｗ）。

ステップＳ４５では、Ｗ相デューティ指令値Ｄｗ１と基準デューティＤｘとを比較する。Ｗ相デューティ指令値Ｄｗ１が基準デューティ値Ｄｘ以下の場合、ステップＳ４６ａを実行し、Ｗ相デューティ指令値Ｄｗ１が基準デューティ値Ｄｗよりも大きい場合、ステップＳ４６ｂを実行する。

ステップＳ４６ａでは、Ｕ相電流Ｉｕは、シャント抵抗４に生じる電圧ｖＲＵ及びシャント抵抗値Ｒｕに基づいて求められ（Ｉｕ＝ｖＲＵ／Ｒｕ）、同様に、Ｖ相電流Ｉｖはシャント抵抗５に生じる電圧ｖＲＶ及びシャント抵抗値Ｒｖに基づいて求められ（Ｉｖ＝ｖＲＶ／Ｒｖ）、さらに、Ｗ相電流Ｉｗは、シャント抵抗６に生じる電圧ｖＲＷ及びシャント抵抗値Ｒｗに基づいて求められる（Ｉｗ＝ｖＲＷ／Ｒｗ）。

ステップＳ４６ｂでは、Ｕ相電流Ｉｕは、シャント抵抗４に生じる電圧ｖＲＵ及びシャント抵抗値Ｒｕに基づいて求められ（Ｉｕ＝ｖＲＵ／Ｒｕ）、同様に、Ｖ相電流Ｉｖは、シャント抵抗５に生じる電圧ｖＲＶ及びシャント抵抗値Ｒｖに基づいて求められ（Ｉｖ＝ｖＲＶ／Ｒｖ）、Ｗ相電流Ｉｗは、ステップＳ４５にてＷ相の下アームのスイッチング素子のオン時間が、電流検出が可能なオン時間より短いと判定されているため、シャント抵抗６の電圧降下ｖＲＷ及びシャント抵抗値Ｒｗに基づいて求めることは不可能である。よって、Ｗ相電流Ｉｗは、キルヒホッフの法則を用いて、三相電流の和が零となることを利用し、Ｕ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖに基づいて求められる（Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖ）。

次に、デューティ指令演算部８の動作を、図５のフローチャートにより説明する。ステップＳ５１では、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを演算する。オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとは、電力変換装置１１より出力される電圧の、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃに対する割合、即ち、電圧変調率を向上させる目的で、Ｕ〜Ｗ相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに加算する電圧である。なお、本発明において、電圧変調率とは、電力変換装置１１より出力される線間電圧振幅の、直流電源１の電圧Ｖｄｃに対する割合と定義する。図６に一例を示す。図６の例では、図６の１段目に示すＵ〜Ｗ相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに対し、図６の２段目に示すオフセット電圧Ｖｏｆｓｅｔは、Ｕ〜Ｗ相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの３倍の周波数成分の三角波とする。

ステップＳ５２で、オフセット電圧ＶｏｆｆｓｅｔをＵ〜Ｗ相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに加算する。こうして、ステップＳ５２でオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが加算されたＵ、Ｖ、Ｗ相電圧をそれぞれＶｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈとする。Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを、図６の３段目に示す。

Ｖｕｈ＝Ｖｕ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
Ｖｖｈ＝Ｖｖ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
Ｖｗｈ＝Ｖｗ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ

ステップＳ５３では、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが加算されたＵ〜Ｗ相電圧Ｖｕｈ〜Ｖｗｈを、下記の数式により、Ｕ〜Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗに変換する。

Ｄｕ＝Ｖｕｈ／Ｖｄｃ＋０．５
Ｄｖ＝Ｖｖｈ／Ｖｄｃ＋０．５
Ｄｗ＝Ｖｗｈ／Ｖｄｃ＋０．５

図７は、三相電圧指令に対する三相デューティ指令波形図である。図７の１段目は、Ｕ〜Ｗ相電圧Ｖｕｈ〜Ｖｗｈであり、図７の２段目は、図７の１段目のＵ〜Ｗ相電圧Ｖｕｈ〜Ｖｗｈのそれぞれに対するＵ〜Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗである。

ステップＳ５４では、Ｕ〜Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗを互いに比較し、デューティ指令値を大きさの順に最大相、中間相、最小相とするとき、２番目に大きいものを中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄとする。

Ｄｍｉｄ＝ｍｉｄ（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）

ステップＳ５５では、ステップＳ５４で求めた中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄと中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１とを比較し、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄの方が大きい場合、ステップＳ５６ａを実行し、一方、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄが小さいかあるいは同じである場合、ステップＳ５６ｂを実行する。ここで、中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１は、中間相の下アームのスイッチング素子の通電時間が、中間相のシャント抵抗による電圧降下に基づいて中間相の電流値を正しく検出するのに必要な時間以上の時間（所定値）を確保すべく設定されたものである。よって、中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１は先に述べた基準デューティＤｘ以下の値となる。

ステップＳ５６ａでは、ステップＳ５４にて求められた中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄに対し、ΔＶ１だけ差し引いた中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１及びΔＶ２だけ加算した中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２を算出する。

Ｄｍｉｄ１＝Ｄｍｉｄ−ΔＶ１
Ｄｍｉｄ２＝Ｄｍｉｄ＋ΔＶ２

ここで、ΔＶ１は、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１が中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１以下となる値に設定する。ΔＶ２は、電流検出期間Ｔｉに、中間相デューティ指令値ＤｍｉｄよりもΔＶ１だけ低い中間層デューティ指令値Ｄｍｉｄ１を出力したことによる電力変換装置１１の中間相における出力電圧の誤差を補償する目的で、電圧調整期間Ｔｖにおいて中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄに加算されるもので、式（１）により与えられる。

ΔＶ２＝ ΔＶ１／（Ｎ−１）（１）

ΔＶ２を（１）式で与えることにより、電流検出期間Ｔｉにて出力される中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１と電圧調整期間Ｔｖにて出力される中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２の平均値は、ステップＳ５４にて求められた中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄに一致するため、電力変換装置１１から出力される中間相に対応する電圧は、電流検出期間Ｔｉと電圧調整期間Ｔｖとで構成される１期間Ｔｓにおいて、電圧誤差は発生しない。ただし、ΔＶ２の計算は（１）式に限られるものではなく、（１）式で与えられる値よりも小さい値に設定された場合においても、電流検出期間Ｔｉに中間相デューティ指令値ＤｍｉｄよりもΔＶ１だけ低い中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１を出力したことによる電力変換装置１１の中間相における出力電圧の誤差を低下させることが可能である。

ステップＳ５６ｂでは、ステップＳ５４にて求められた中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄの値を、そのまま、Ｄｍｉｄ１及びＤｍｉｄ２として出力する。

次に、ステップＳ５７では、中間相デューティ指令値ＤｍｉｄがＵ相デューティ指令値Ｄｕに一致するか否かを判定し、一致する場合、ステップＳ５９ａを実行し、一致しない場合、ステップＳ５８を実行する。

ステップＳ５８では、中間相デューティ指令値ＤｍｉｄがＶ相デューティ指令値Ｄｖに一致するか否かを判定し、一致する場合、ステップＳ５９ｂを実行し、一致しない場合、ステップＳ５９ｃを実行する。

ステップＳ５９ａでは、電流検出期間Ｔｉに出力するＵ、Ｖ、Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ１、Ｄｖ１、Ｄｗ１、及び、電圧調整期間Ｔｖに出力するＵ、Ｖ、Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２を式（２）〜（５）の演算を実施することで求める。

Ｄｖ１＝Ｄｖ２＝Ｄｖ（２）
Ｄｗ１＝Ｄｗ２＝Ｄｗ（３）
Ｄｕ１＝Ｄｍｉｄ１（４）
Ｄｕ２＝Ｄｍｉｄ２（５）

同様に、ステップＳ５９ｂでは、電流検出期間Ｔｉに出力するＵ、Ｖ、Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ１、Ｄｖ１、Ｄｗ１、及び、電圧調整期間Ｔｖに出力するＵ、Ｖ、Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２を式（６）〜（９）の演算を実施することで求める。

Ｄｕ１＝Ｄｕ２＝Ｄｕ（６）
Ｄｗ１＝Ｄｗ２＝Ｄｗ（７）
Ｄｖ１＝Ｄｍｉｄ１（８）
Ｄｖ２＝Ｄｍｉｄ２（９）

同様に、ステップＳ５９ｃでは、電流検出期間Ｔｉに出力するＵ、Ｖ、Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ１、Ｄｖ１、Ｄｗ１、及び、電圧調整期間Ｔｖに出力するＵ、Ｖ、Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２を式（１０）〜（１３）の演算を実施することで求める。

Ｄｕ１＝Ｄｕ２＝Ｄｕ（１０）
Ｄｖ１＝Ｄｖ２＝Ｄｖ（１１）
Ｄｗ１＝Ｄｍｉｄ１（１２）
Ｄｗ２＝Ｄｍｉｄ２（１３）

図８は、中間相デューティ指令値の波形例である。図８の１、２、３段目にそれぞれ中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ、Ｄｍｉｄ１、Ｄｍｉｄ２の波形例を示す。中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１は０．９に設定している。中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄが中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１を超えるとき、ステップＳ５６ａの処理により、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１は、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄに対しΔＶ１が差し引かれ、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２は、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄに対しΔＶ２が加算される。一方、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄが中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１以下の場合は、ステップＳ５６ｂの処理により、中間相の下アームのスイッチング素子のオン時間が、中間相のシャント抵抗の電圧降下に基づいて中間相の電流を検出するのに必要な時間（所定値）以上となるため、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄをそのまま中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１、Ｄｍｉｄ２として出力する。

このように、本実施の形態１では、中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合に、当該中間相を負の方向にΔＶ１だけシフトする電流検出期間Ｔｉおよび当該中間相を正の方向にΔＶ２だけシフトする電圧調整期間Ｔｖを設け、各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電流を当該電流検出期間Ｔｉにて検出する。

図９は、図７における、Ｕ〜Ｗ相デューティ指令値がＡのタイミングにおける、電流検出部１０、モータ制御部７、デューティ指令演算部８、ＰＷＭ制御部９の動作タイミングを示すタイミングチャートである。横軸ｔは時刻を示し、ｋは２以上の自然数である。周期Ｔｓ（ｋ−１）にてモータ制御部７およびデューティ指令演算部８にて演算されたデューティ指令値Ｄｕ１（ｋ−１）、Ｄｖ１（ｋ−１）、Ｄｗ１（ｋ−１）、Ｄｕ２（ｋ−１）、Ｄｖ２（ｋ−１）、及びＤｗ２（ｋ−１）を、時刻ｔ（ｋ）において、ＰＷＭ制御部９に反映する。なお、時刻ｔ（ｋ）は、周期Ｔｓ（ｋ−１）の終了時刻であるとともに、周期ｔｓ（ｋ）の開始時刻である。ＰＷＭ制御部９では、周期Ｔｓ（ｋ）において、電流検出期間Ｔｉ（ｋ）にてデューティ指令値Ｄｕ１（ｋ−１）、Ｄｖ１（ｋ−１）、及びＤｗ１（ｋ−１）を搬送波Ｃと比較し、電圧調整期間Ｔｖ（ｋ）にてデューティ指令値Ｄｕ２（ｋ−１）、Ｄｖ２（ｋ−１）、及びＤｗ２（ｋ−１）を搬送波Ｃと比較することでゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、及びＧｚが出力される（図９においてＧｘ、Ｇｙ、及びＧｚは省略）。周期Ｔｓ（ｋ）において、搬送波Ｃ及びフラグｆｌｇ＿ｉが共に１となる時刻ｔｃ（ｋ）にて、電流検出部１０がＵ〜Ｗ相電流ｉｕ（ｋ）、ｉｖ（ｋ）、ｉｗ（ｋ）を取得し、Ｕ〜Ｗ相電流ｉｕ（ｋ）、ｉｖ（ｋ）、ｉｗ（ｋ）に基づいて、モータ制御部７およびデューティ指令演算部８のＫ回目の演算を行なう。モータ制御部７およびデューティ指令演算部８のＫ回目の演算により求められたデューティ指令値Ｄｕ１（ｋ）、Ｄｖ１（ｋ）、Ｄｗ１（ｋ）、Ｄｕ２（ｋ）、Ｄｖ２（ｋ）及びＤｗ２（ｋ）を時刻ｔ（ｋ＋１）にてＰＷＭ制御部９へ反映する。なお、時刻ｔ（ｋ＋１）は、周期Ｔｓ（ｋ）の終了時刻であるとともに、周期ｔｓ（ｋ＋１）の開始時刻である。ＰＷＭ制御部９では、周期Ｔｓ（ｋ＋１）にて、デューティ指令値Ｄｕ１（ｋ）、Ｄｖ１（ｋ）、Ｄｗ１（ｋ）、Ｄｕ２（ｋ）、Ｄｖ２（ｋ）及びＤｗ２（ｋ）が反映されたゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、及びＧｚが出力される（図９においてＧｘ、Ｇｙ、及びＧｚは省略）。

図１０は、実施の形態１の効果を説明する説明図であり、図３に対し、図５に示したデューティ指令演算部８におけるステップＳ５３にて求められたデューティ指令値Ｄｖ、および、デューティ指令値Ｄｖを搬送波Ｃと比較することで求められる、Ｖ相上アームスイッチング素子ゲート信号Ｇ'ｖ及びＶ相下アームスイッチング素子ゲート信号Ｇ'ｙを追加している。ただし、デューティ指令値Ｄｖの最大相をＵ相、中間相をＶ相、最小相をＷ相とし、Ｖ（中間相）デューティ指令値Ｄｖは中間相デューティ基準値Ｄｍｉｔ１より大きいものとする。本発明の電力変換装置１１においては、電流検出期間ＴｉのＶ（中間）相のデューティ指令値Ｄｖ１を、図５のステップＳ５３にて求められたＶ（中間）相デューティ指令値Ｄｖより小さな値に設定することにより、Ｖ相の下アームスイッチング素子の通電時間をｔｙからｔｙ１に拡大している。さらに、電圧調整期間ＴｖのＶ（中間）相のデューティ指令値Ｄｖ２を図５のステップＳ５３にて求められたＶ（中間）相デューティ指令値Ｄｖより大きな値とすることにより、電流検出期間ＴｉにおけるＶ（中間）相のデューティ指令値Ｄｖ１とＶ（中間）相の図５のステップＳ５３にて求められたデューティ指令値Ｄｖの差分を補正している。

よって、ゲート信号Ｇ'ｙの通電時間をｔｙ及びゲート信号Ｇｙの通電時間ｔｙ１とし、先に述べたシャント抵抗の電圧降下より電流検出が可能な下アームスイッチング素子の通電時間の下限値ｔｘとの関係が（１４）式となる場合、図５におけるステップＳ５６ａを実施し、電流検出期間ＴｉにおけるＶ相（中間相）デューティ指令をＤｖからＤｖ１にシフトとすることによって、本発明の電力変換装置ではＶ（中間）相のシャント抵抗の電圧降下ｖＲＶに基づく電流検出が可能となる。

ｔｙ＜ｔｘ＜ｔｙ１（１４）

次に、特許文献１に対する本発明の特徴について説明する。図１１、１２はそれぞれ電力変換装置の電圧変調率９０％、９５％において、特許文献１に記載されている、１相の下アームスイッチング素子をオン状態に固定する手法を用いた場合におけるＵ〜Ｗ相デューティ指令値（Ｄｕｈ〜Ｄｗｈ）、２番目に大きいデューティ指令値（中間相デューティ指令）Ｄｍｉｄ、及び、中間相検出可否フラグｆｌａｇ＿ｍｉｄを示す。中間相検出可否フラグｆｌａｇ＿ｍｉｄとは、Ｕ〜Ｗ相デューティ指令値（Ｄｕｈ〜Ｄｗｈ）のうち、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄが中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１より大きい場合にレベル１を出力し、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄが中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１以下の場合にレベル０を出力する。よって、中間相検出可否フラグｆｌａｇ＿ｍｉｄがレベル０の場合は中間相での電流検出が可能であり、レベル１の場合は中間相での電流検出が不可能であることを意味する。ただし、中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１はデューティ基準Ｄｘに等しく設定するものとし、中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１（＝Ｄｘ）として０．８とする。図１１より、変調率９０％に対しては、常に中間相検出可否フラグｆｌａｇ＿ｍｉｄがレベル０となっているため、中間相での電流検出が可能である。しかし、図１２より、変調率９５％に対しては、電圧位相θｖによって中間相検出可否フラグｆｌａｇ＿ｍｉｄがレベル１となる。図１２に対して、特許文献１に記載されている、１相の上アームスイッチング素子をオン状態に固定する手法を用い、変調率９５％とした場合の波形図を図１３に示す。図１３より、電圧位相によっては中間相検出可否フラグｆｌａｇ＿ｍｉｄがレベル１となる。さらに、図１４では、図１２の三段目に示した電流検出可否フラグｆｌａｇ＿ｏｕｔを一段目に示し、図１３の三段目に示した電流検出可否フラグｆｌａｇ＿ｏｕｔを二段目に示している。図１４より、一段目の電流検出可否フラグｆｌａｇ＿ｏｕｔと二段目の電流検出可否フラグｆｌａｇ＿ｏｕｔが共にレベル１となる場合（点線で囲まれた領域）がある。よって、特許文献１に記載されているように、搬送波の１周期にわたって上アームのスイッチング素子または下アームのスイッチング素子の１相のスイッチング素子をオン状態に固定した場合においても、それらの両者が共に中間相の電流を検出できない電圧位相θｖが存在するため、Ｕ〜Ｗ相のうち少なくとも２相の電流を該少なくとも２相のシャント抵抗の電圧降下に基づいて検出したうえで、変調率９５％の電圧を出力することは不可能である。

図１５は、電圧変調率９５％における、本発明の電力変換装置におけるＵ〜Ｗ相デューティ指令値（Ｄｕｈ〜Ｄｗｈ）およびＵ〜Ｗ相デューティ指令値（Ｄｕｈ〜Ｄｗｈ）のうち２番目に大きいデューティ指令値（中間相デューティ指令）Ｄｍｉｄ、電流検出期間Ｔｉに出力する中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１、電圧調整期間Ｔｖに出力する中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２、及び、中間相検出可否フラグｆｌａｇ＿ｍｉｄであり、特許文献１に記載の方式を用いた場合の図１２又は図１３に対応する図である。ただし、図１５では、図１１、図１２、及び、図１３と同様に、中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１はデューティ基準Ｄｘに等しく設定するものとする。本発明の電力変換装置では、電流検出期間Ｔｉにおいて電流検出を行うため、中間相検出可否フラグｆｌａｇ＿ｍｉｄとして、電流検出期間Ｔｉに出力する中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１と中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１とを比較し、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１が中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１（＝Ｄｘ）より大きい場合にレベル１、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１が中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１（＝Ｄｘ）以下の場合にレベル０としている。

図１５より、本発明の電力変換装置においては、全電圧位相θｖに対して電流検出可否フラグがレベル０となっており、Ｕ〜Ｗ相のうち少なくとも２相の電流を該少なくとも２相のシャント抵抗の電圧降下に基づいて検出した上で変調率９５％の電圧を出力することが可能である。なお、図１１、図１２、図１３、及び図１５においては、中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１はデューティ基準Ｄｘに等しく設定するものとしたが、中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１をデューティ基準Ｄｘ未満に設定した場合とした場合においても、図５に示したデューティ指令演算部の動作を示すフローチャートにおいて、ステップＳ５５において中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄと比較される中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１が小さくなるのみであるため、実施の形態１の効果が損なわれることはない。よって、中間相デューティ基準値Ｄｍｉｄｔ１は基準デューティＤｘ以下に設定すればよい。

以上により、実施の形態１によれば、三相の電圧指令に対応する三相デューティ指令値と搬送波とを比較することによりＰＷＭ制御される三相インバータの各相の下アーム側にて下アームスイッチング素子と直列接続される電流検出用抵抗素子の電圧降下に基づいて各相の電流を検出する電力変換装置において、上記三相のデューティ指令値を大きさの順に最大相、中間相、最小相とするとき、中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合に、当該中間相を負の方向にシフトする電流検出期間Ｔｉおよび当該中間相を正の方向にシフトする電圧調整期間Ｔｖを設け、当該中間相の電流を電流検出期間Ｔｉにて検出する制御装置を備えるようにしたので、シフトされる前の上記中間相においてはスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合においても、上記電流検出期間において上記中間相を負の方向にシフトすることにより、上記中間相の下アーム素子の通電時間を確保した上で上記電流を検出し、上記電圧調整期間にて上記中間相を正の方向へシフトすることにより、上記中間相の電圧を調整することができるので、従来に比べ電圧変調率が高い場合においても、上記電流に基づいて電力変換することが可能となる。このように、本実施の形態１においては、従来の電力変換装置に対して、Ｕ〜Ｗ相のうちの少なくとも２相の電流を、当該少なくとも２相のシャント抵抗の電圧降下に基づいて検出した上で、電力変換装置１１が出力可能な電圧変調率が向上するといった顕著な効果が得られる。これにより、電圧変調率が高い場合においても、検出された電流に基づいて電力変換装置を制御することが可能となる。

実施の形態２．
図１６及び図１７は、実施の形態２を示すものであり、図１６は実施の形態２におけるデューティ指令演算部８の動作を示すフローチャート、図１７は実施の形態２の効果を説明する説明図、図１８は下アームスイッチング素子のゲート信号オン時間とリンギングの関係に関する説明図である。なお、本実施の形態２に係る電力変換装置１１の構成は、上記の実施の形態１で説明した図１の構成と基本的に同じであるため、ここでは、図１およびその説明を参照し、以下では、実施の形態１と異なる部分について主に説明し、同一または相当する部分についての詳細な説明は省略する。

実施の形態２で、実施の形態１と異なるところは、実施の形態１で示したデューティ指令演算部８（図１参照）のフローチャート（図５）におけるステップＳ５６ａである。図１６に示す実施の形態２におけるデューティ指令演算部８の動作を示すフローチャートでは、図５におけるステップＳ５６ａの代わりに、ステップＳ５６ｃを実行する。以下、ステップ５６ｃについて説明する。ステップＳ５６ｃでは、ステップＳ５４にて求められた中間相デューティ指令値ＤｍｉｄからΔＶ３だけ差し引くことで、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１を求め、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２を１に設定する。ここで、ΔＶ３は、電圧調整期間Ｔｖの中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２を１とすることによる電力変換装置１１の中間相における出力電圧の誤差を補償する目的で、電流検出期間Ｔｉにおいて中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄから減算されるもので、式（１５）により与えられる。

ΔＶ３＝（Ｎ−１）×（１−Ｄｍｉｄ）（１５）

ΔＶ３を（１５）式で与えることにより、電流検出期間Ｔｉにて出力される中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１と電圧調整期間Ｔｖにて出力される中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２の平均値は、ステップＳ５４にて求められた中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄに一致するため、電力変換装置１１から出力される中間相に対応する電圧は、周期Ｔｓにおいて、電圧誤差は発生しない。ただし、ΔＶ３の計算は（１５）式に限られるものではなく、（１５）式で与えられる値よりも小さい値に設定してもよい。

図１６の他のステップについては、実施の形態１で説明した図５のステップとそれぞれ同じであるため、同一符号を付して示し、ここでは説明を省略する。

ここで、図１７について各部の動作波形を説明する。図１７において、搬送波Ｃ、電流検出期間ＴｉにおけるＵ〜Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ１〜Ｄｗ１、電圧調整期間ＴｖにおけるＵ〜Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ２〜Ｄｗ２、ゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、及びＧｚ、フラグｆｌａｇ＿ｉ、図１６に示したデューティ指令演算部８におけるステップＳ５３にて求められたデューティ指令値Ｄｖ、デューティ指令値Ｄｖを搬送波Ｃと比較することで求められる、Ｖ相上アームスイッチング素子ゲート信号Ｇ'ｖ及びＶ相下アームスイッチング素子ゲート信号Ｇ'ｙを示す。ただし、デューティ指令値の最大相をＵ相、中間相をＶ相、最小相をＷ相とし、Ｖ相（中間相）デューティ指令値Ｄｖは中間相デューティ基準値Ｄｍｉｔ１より大きいものとする。電流検出期間ＴｉにおけるＶ相デューティ指令値Ｄｖ１が図１６におけるＤｍｉｄ１に対応し、電圧調整期間ＴｖにおけるＶ相デューティ指令値Ｄｖ２が図１６におけるＤｍｉｄ２に対応する。

図１７に示すように、電圧調整期間ＴｖにおけるＶ相（中間相）のデューティ指令値Ｄｖ２が１にシフトされ、電圧調整期間ＴｖにおいてＧｖが１にて固定されることにより、Ｖ相（中間相）の上アームスイッチング素子がオン状態に固定される。したがって、周期ＴｓにおけるＶ相デューティ指令の平均値（電流検出期間ＴｉにおけるＶ相デューティ指令値Ｄｖ１と電圧調整期間ＴｖにおけるＶ相デューティ指令値Ｄｖ２の平均値）を図１６のステップＳ５３にて求められたＶ相デューティ指令値Ｄｖに一致させる場合、電流検出期間Ｔｉにおけるシフト量は、実施の形態１におけるシフト量ΔＶ１に比べ、実施の形態２におけるシフト量ΔＶ３の方が大きくなる。よって、電流検出期間ＴｉにおけるＶ相（中間相）デューティ指令値Ｄｖ１（Ｄｍｉｄ１）は、実施の形態１に比べ実施の形態２の方がより下へシフトされ、ゲート信号Ｇｙがレベル１を出力する時間がより増大することにより下アームスイッチング素子の通電時間がより増大する。実施の形態１に比べて電流検出期間における中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が増大することによって、中間相におけるシャント抵抗の電圧降下に発生するリンギングが電流検出タイミングにおいてより減衰しているので電流検出精度が向上する。以上の理由について波形例を用いて更に説明する。

図１８は、Ｖ相下アームスイッチング素子のゲート信号ＧｖとＶ相のシャント抵抗の電圧降下ｖＲＶの波形であり、Ｖ相のシャント抵抗の電圧降下ｖＲＶにリンギングが発生している。図１８中のＴａは電流値検出タイミングとし、タイミングＴａにて電流検出部１０がＶ相のシャント抵抗５の電圧降下ｖＲＶを検出する。図１８（ａ）と図１８（ｂ）の差異は、Ｖ相下アームスイッチング素子のゲート信号Ｇｖのオン時間であり、図１８（ａ）に比べて、図１８（ｂ）の方が、レベル１の時間が長い。図１８（ａ）と図１８（ｂ）において、電流検出タイミングＴａにおける、定常値に対する誤差をそれぞれΔＶｒｕ１、ΔＶｒｕ２とすると、ΔＶｒｕ２はΔＶｒｕ１より小さい。よって、下アームスイッチング素子の通電時間が長い程、リンギングによる誤差の影響を小さくすることができる。

そのため、本実施の形態２では、リンギングによる誤差の影響を小さくために、電圧調整期間Ｔｖにおける中間相の上アームスイッチング素子をオン状態に固定する。実施の形態２では、中間相の上アームスイッチング素子をオン状態に固定するために、３相のうち中間相のみを正の方向にシフトする。そのため、搬送波Ｃの１周期にわたって３相デューティ指令値の相対的な大小関係は保持されない。

以上により、実施の形態２によれば、上記の実施の形態１と同様の効果が得られ、さらに、本実施の形態２においては、上記の実施の形態１に比べ、電圧調整期間Ｔｖにおける中間相の上アームスイッチング素子をオン状態に固定することにより、電流検出期間Ｔｉにおける下アームスイッチング素子のオン時間が増大させることが可能となるため、正確に中間相のシャント抵抗の電圧降下に基づいて電流を検出することが可能となる。

実施の形態３．
図１９、図２０、及び図２１は、実施の形態３を示すものであり、図１９は実施の形態３におけるデューティ指令演算部８の動作を示すフローチャート、図２０は実施の形態３の効果を示す説明図、図２１は変調率９５％における実施の形態３に記載の方式の波形説明図である。なお、本実施の形態３に係る電力変換装置１１の構成は、上記の実施の形態１で説明した図１の構成と基本的に同じであるため、ここでは、図１およびその説明を参照し、以下では、実施の形態１、２と異なる部分について主に説明し、同一または相当する部分についての詳細な説明は省略する。

実施の形態３で、実施の形態１、２と異なるところは、デューティ指令演算部８のフローチャート（図５）におけるステップＳ５５、ステップＳ５６ａである。図１９に示す、実施の形態３におけるデューティ指令演算部８の動作を示すフローチャートでは、図５におけるステップＳ５５の代わりにステップＳ５５ａを実行し、さらに、ステップＳ５６ａの代わりにステップＳ５６ｅを実行する。

以下、ステップＳ５５ａ及びＳ５６ｅについて説明する。ステップＳ５５ａでは、ステップＳ５４にて求められた中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄと基準デューティＤｘとの比較を行い、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄが、基準デューティＤｘより大きい場合に、ステップＳ５６ｅを実行し、一方、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄが基準デューティＤｘ以下の場合ステップＳ５６ｂを実行する。次に、ステップＳ５６ｅでは、以下の（１６）式、（１７）式の演算を実施することにより、それぞれ、電流検出期間Ｔｉ、電圧調整期間Ｔｖに出力される中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１、Ｄｍｉｄ２を求める。

Ｄｍｉｄ１＝Ｄｘ（１６）
Ｄｍｉｄ２＝Ｄｍｉｄ＋（Ｄｍｉｄ −Ｄｘ）／（Ｎ−１）（１７）

電流検出期間Ｔｉおよび電圧調整期間Ｔｖに出力される中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１、Ｄｍｉｄ２を、それぞれ（１６）式、（１７）式で与えることにより、電流検出期間Ｔｉにて出力される中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１と電圧調整期間Ｔｖにて出力される中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２の平均値は、ステップＳ５４にて求められた中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄに一致するため、電力変換装置１１から出力される中間相に対応する電圧は、電流検出期間Ｔｉと電圧調整期間Ｔｖとで構成される１期間Ｔｓにおいて、電圧誤差は発生しない。

次に、図２０について各部の動作波形を説明する。図２０において、搬送波Ｃ、電流検出期間ＴｉにおけるＵ〜Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ１〜Ｄｗ１、電圧調整期間ＴｖにおけるＵ〜Ｗ相デューティ指令値Ｄｕ２〜Ｄｗ２、ゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、及びＧｚ、フラグｆｌａｇ＿ｉ、図１９に示したデューティ指令演算部８におけるステップＳ５３にて求められたデューティ指令値Ｄｖ、デューティ指令値Ｄｖを搬送波Ｃと比較することで求められる、Ｖ相上アームスイッチング素子ゲート信号Ｇ'ｖ及びＶ相下アームスイッチング素子ゲート信号Ｇ'ｙを示す。ただし、デューティ指令値の最大相をＵ相、中間相をＶ相、最小相をＷ相とし、Ｖ（中間相）デューティ指令値Ｄｖは基準デューティＤｘより大きいものとする。よって、電流検出期間ＴｉにおけるＶ相デューティ指令値Ｄｖ１が図１９におけるＤｍｉｄ１に対応し、電圧調整期間ＴｖにおけるＶ相デューティ指令値Ｄｖ２が図１９におけるＤｍｉｄ２に対応する。図２０に示すように、電流検出期間ＴｉにおけるＶ相（中間相）デューティ指令値Ｄｖ１は基準デューティＤｘに等しい。よって、電流検出期間ＴｉにおけるＶ相（中間相）の下アームスイッチング素子の通電時間は先に述べた電流検出が可能な下アームスイッチング素子の通電時間の下限値ｔｘに等しい。

図２１は、実施の形態３において、電圧変調率９５％でのＵ〜Ｗ相デューティ指令値Ｄｕｈ〜Ｄｗｈ、Ｕ〜Ｗ相デューティ指令値Ｄｕｈ〜Ｄｗｈのうち２番目に大きいデューティ指令値（中間相デューティ指令値）Ｄｍｉｄ、電流検出期間Ｔｉに出力する中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１、電圧調整期間Ｔｖに出力する中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２、及び中間相検出可否フラグｆｌａｇ＿ｍｉｄであり、実施の形態１における方式を用いた場合の図１５に対応する図である。図２１は、図１５に対し、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄに対する、電流検出期間Ｔｉに出力する中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１の差分及び電圧調整期間Ｔｖに出力する中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ２の差分が小さい。

以下、この差分が小さい理由について説明する。中間相のシャント抵抗の電圧降下に基づいて電流検出を行うためには、中間相のデューティ指令値Ｄｍｉｄ１は、基準デューティＤｘ以下でなければならない。逆に考えると、電流検出期間Ｔｉにおける中間相のデューティ指令値Ｄｍｉｄ１を基準デューティＤｘに一致させるようにシフトさせると、電流検出期間Ｔｉにおいて中間相のシャント抵抗の電圧降下に基づいて電流検出が行えるシフト値としては最小値となる。そこで、図１９ではステップＳ５６ｅを実行し、中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄを電流検出期間ＴｉにおいてはＤｘに一致させる。こうすることにより、電流検出期間Ｔｉにおける中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄ１と中間相デューティ指令値Ｄｍｉｄとの差分を最小値とする。この場合、当然ながら電流検出期間Ｔｉにおけるシフト値が最小値となるので、電圧調整期間Ｔｖのシフト値も最小値とすることができる。

以上により、本実施の形態３によれば、上記の実施の形態１、２と同様の効果が得られるとともに、さらに、本実施の形態３においては、実施の形態１、２に比べ、電流検出期間Ｔｉにおける中間相デューティ指令値を、シャント抵抗の電圧降下に基づいて電流検出が可能な下アームスイッチング素子のオン時間の下限値ｔｘより決まるデューティ値（制限値）に一致させることにより、中間相デューティ指令値の電流検出期間Ｔｉにおけるシフト値および電圧調整期間Ｔｖにおけるシフト値を最小にできる。これにより、キャリア周期Ｔｃの１周期内で発生する電力変換装置１１から出力される中間相電圧の、電流検出期間における負のシフト値及び電圧調整期間の正のシフト値をそれぞれ最小とすることが可能となる。

本発明における実施の形態１〜３では、中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合において、中間相のみを、電流調整期間において負の方向にシフトし、電圧調整期間において正の方向にシフトするものであり、最大相や最小相はシフトしない。この理由は、電圧変調率が高い場合、最大相は、搬送波Ｃの山の値に近くなるためシフトさせると搬送波Ｃの山の値を上回る場合が発生し、それにより電圧飽和が起こり最大相の電圧に誤差が発生する。同様に、電圧変調率が高い場合、最小相は搬送波Ｃの谷の値に近いため、シフトさせると搬送波Ｃの谷の値を下回るため電圧飽和が起こり最小相の電圧に誤差が発生する。更に、最小相は変調率に係らず下アームのスイッチング素子のオン時間が長いためシフトする必要性がない。これら最大相、最小相に対し、中間相のデューティ指令値は、電圧変調率が高い場合においても、搬送波Ｃの山の値および谷の値から余裕があるため、シフトを行なっても電圧飽和は生じない。よって、中間相のデューティ指令のみをシフトする構成とすることにより、電圧変調率が高い場合においても、電力変換装置より出力される電圧に電圧飽和が発生しないため、電圧誤差が生じない利点がある。

１直流電源、２平滑コンデンサ、３モータ、４，５，６シャント抵抗、７モータ制御部、８デューティ指令演算部、９ＰＷＭ制御部、１０電流検出部、２１搬送波発生部、２２電流検出期間設定部、２３ａＵ相デューティ選択器、２３ｖＶ相デューティ選択器、２３ｃＷ相デューティ選択器、２４ａＵ相比較部、２４ｂＶ相比較部、２４ｃＷ相比較部、２５ａ，２５ｂ，２５ｃ反転部。

Claims

三相の電圧指令に対応する三相デューティ指令値と搬送波とを比較することによりＰＷＭ制御される三相インバータの各相の下アーム側にて下アームスイッチング素子と直列接続される電流検出用抵抗素子の電圧降下に基づいて各相の電流を検出する電力変換装置であって、
上記三相のデューティ指令値を大きさの順に最大相、中間相、最小相とするとき、上記中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合に、上記中間相のデューティ指令値を負の方向にシフトする電流検出期間および上記中間相のデューティ指令値を正の方向にシフトする電圧調整期間を設け、上記各相の電流を上記電流検出期間にて検出する制御装置を
備えたことを特徴とする電力変換装置。
上記所定値は、上記中間相の電流検出用抵抗素子にて上記電流の検出が可能な上記中間相の下アームスイッチング素子の通電時間の下限値とする
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
上記制御装置は、上記電流検出期間において上記シフトされた中間相のデューティ指令値が所定の制限値となるように、上記電流検出期間における上記中間相のデューティ指令値を負の方向にシフトするものであって、
上記制限値は上記所定値から決定される
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記制御装置は、上記電圧調整期間における上記中間相のデューティ指令値を正の方向にシフトすることにより、上記電圧調整期間において上記中間相の上アームスイッチング素子をオン状態に固定する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
上記制御装置は、上記電流検出期間において負の方向にシフトされた上記中間相のデューティ指令値と上記電圧調整期間において正の方向にシフトされた上記中間相のデューティ指令値との平均値が、シフトされる前の上記中間相のデューティ指令値に一致するように、上記負の方向または上記正の方向へのシフトの量を決定する
ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
三相の電圧指令に対応する三相デューティ指令値と搬送波とを比較することによりＰＷＭ制御される三相インバータの各相の下アーム側にて下アームスイッチング素子と直列接続される電流検出用抵抗素子の電圧降下に基づいて各相の電流を検出する電力変換方法であって、
上記三相のデューティ指令値を大きさの順に最大相、中間相、最小相とするとき、上記中間相の下アームスイッチング素子の通電時間が所定値未満となる場合に、上記中間相のデューティ指令値を負の方向にシフトする電流検出期間および上記中間相のデューティ指令値を正の方向にシフトする電圧調整期間を設け、上記各相の電流を上記電流検出期間にて検出する
ことを特徴とする電力変換方法。