CN107438943A - 交流旋转电机的控制装置和电动助力转向***的控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的交流旋转电机的控制装置包括：具有m组n相绕组的交流旋转电机、电流检测器、功率转换器、以及控制部，该控制部基于交流旋转电机的电流指令与电流检测器的电流检测值的差分运算电压指令，并对基于电压指令运算得到的施加电压和载波信号进行比较，从而向功率转换器的高电位侧开关元件和低电位侧开关元件输出导通/截止信号，电流检测器在基于串联***到低电位侧开关元件的电流检测用电阻元件中流过的电流来检测流过n相绕组的电流时，在载波信号一个周期中的两次以上的固定定时获取电流检测值。

Description

交流旋转电机的控制装置和电动助力转向***的控制装置
技术领域
本发明涉及实现电流检测精度提高的交流旋转电机的控制装置和电动助力转向***的控制装置。
背景技术
在现有的电动机控制装置中，通过将电流无法检测相的占空比设为100％来防止电流无法检测的最大相的开关噪声混入无法检测相以外的2相的电流检测。该现有的电动机控制装置基于无法检测相以外的2相的相电流值推定无法检测相的相电流值(例如，参照专利文献1)。
在现有的交流电动机用频率变换器中，在PWM一个周期的前半周期调整PWM脉冲的导通定时，确保电流检测区间，在后半周期调整PWM输出宽度(例如，参照专利文献2)。通过这种调整，力图同时确保电流检测精度和输出。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5396948号公报
专利文献2：日本专利特开平11-4594号公报
专利文献3：日本专利第5161985号公报
专利文献4：日本专利第5178768号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，现有技术存在如下问题。
专利文献1的电动机控制装置中，为了确保相电流检测时间ts，在最大相的低电位侧开关元件的导通时间小于相电流检测时间ts的情况下，通过使高电位侧开关元件保持导通，低电位侧开关元件保持截止，从而开关噪声不会混入最大相以外的2相的相电流值。
根据专利文献1的图4，为了确保相电流检测时间ts，需要在载波的一个周期的中央后ts/2处检测相电流。例如，在将Dth设为90％时，若调制率到100％为止，则通过设为专利文献1所示那样能够防止噪声的混入。
然而，在调制率超过90％的区域中，高电位侧开关元件的导通时间比低电位侧开关元件的导通时间要长。因此，发热状态会不均匀。在调制率超过了100％的状态下使用时，中间相的占空比(DUTY)将超过Dth。因此，在电流检测定时，受到中间相的开关噪声的影响，从而也会产生电流检测精度恶化的问题。
专利文献2的交流电动机用频率变换器能够不受开关噪声影响地检测出三相中两相的电流，因此电流检测精度良好。然而，由于PWM输出前后偏移，因此会产生电压谐波。对声音振动敏感的控制对象由于该电压谐波的影响，会产生噪声或振动等导致性能方面恶化的问题。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种不会因其他相的开关噪声的影响导致电流检测精度恶化的交流旋转电机的控制装置和电动助力转向***的控制装置。
用于解决技术问题的技术手段
本发明所涉及的交流旋转电机的控制装置包括：输出直流电压的直流电源；具有m组n相绕组的交流旋转电机，其中，m设为自然数、n设为3以上的自然数；检测m组n相绕组各自的电流值的电流检测器；具有高电位侧开关元件和低电位侧开关元件的功率转换器，通过基于导通/截止信号对高电位侧开关元件和低电位侧开关元件进行开关控制，从而将直流电压转换成交流电压并施加到绕组；以及控制部，基于交流旋转电机的电流指令和电流检测器的电流检测值的差分运算电压指令，并对基于电压指令运算得到的施加电压和载波信号进行比较，从而向功率转换器的高电位侧开关元件和低电位侧开关元件输出导通/截止信号，电流检测器在基于串联***到功率转换器的至少(n-1)相的低电位侧开关元件的电流检测用电阻元件中流过的电流来检测流过n相绕组的电流时，在载波信号的一个周期中的两次以上的固定定时检测电流，从而获取不包含因开关噪声而产生的误差的电流检测值。
发明效果
根据本发明，即使是以往的在一次电流检测定时只能获得包含开关噪声的影响所带来的误差的检测电流的调制方式，通过在载波信号的一个周期中的两次以上的固定定时检测电流，从而能够实现不包含开关噪声产生的误差的电流检测。其结果是可获得一种不会因其他相的开关噪声的影响导致电流检测精度恶化的交流旋转电机的控制装置和电动助力转向***的控制装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体结构的图。
图2是表示本发明的实施方式1的补偿运算器的一系列运算处理的流程图。
图3是表示本发明的实施方式1中调制率为100％时的三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’的图。
图4是本发明的实施方式1的导通/截止信号发生器的动作说明图。
图5是表示本发明的实施方式1的运算器的一系列运算处理的流程图。
图6是表示基于本发明的实施方式1的运算器的判定结果，在各电气角度下使用哪一个定时的数据的图。
图7是表示本发明的实施方式1的运算部中，在选择了第1定时的数据的情况下计算出检测电流Iu1、Iv1、Iw1的一系列动作的流程图。
图8是表示本发明的实施方式1的运算部中，在选择了第2定时的数据的情况下计算出检测电流Iu1、Iv1、Iw1的一系列动作的流程图。
图9是表示本发明的实施方式1中，不使用补偿运算器而使用补偿运算器7b，并采用与低固态调制不同的电压重叠方式(2相调制)的情况下的施加电压的图。
图10是表示本发明的实施方式2的功率转换装置的整体结构的图。
图11是表示本发明的实施方式2的补偿运算器的一系列运算处理的流程图。
图12是表示本发明的实施方式2中调制率为100％时的三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’的图。
图13是表示本发明的实施方式2中调制率为102％时的三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’的图。
图14是表示基于本发明的实施方式2的运算器的判定结果，在各电气角度下使用哪一个定时的数据的图。
图15是表示基于本发明的实施方式2的运算器的判定结果，在各电气角度下使用哪一个定时的数据的其他图。
图16是表示本发明的实施方式2中，载波信号一个周期的各个电压相位的能检测相的个数的图。
图17是表示本发明的实施方式3的功率转换装置的整体结构的图。
图18是本发明的实施方式3中在交流旋转电机根据某一控制指令固定旋转时的电气角度一个周期中的电流检测值。
图19是本发明的实施方式3中在交流旋转电机根据某一控制指令固定旋转时的电气角度60deg的范围内的电流检测值。
图20是表示本发明的实施方式6的功率转换装置的整体结构的图。
图21是表示本发明的实施方式6的补偿运算器的一系列运算处理的流程图。
图22是表示本发明的实施方式6的补偿运算器的一系列运算处理的流程图。
图23是表示本发明的实施方式6中调制率为100％时的第1三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’的图。
图24是表示本发明的实施方式6中调制率为100％时的第2三相施加电压Vu2’、Vv2’、Vw2’的图。
图25是表示本发明的实施方式6中第1三相施加电压与第2三相施加电压中产生了相位差的情况下的波形的图。
图26是表示本发明的实施方式7的第1三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’和第2三相施加电压Vu2’、Vv2’、Vw2’的图。
具体实施方式
下面，使用附图对本发明的交流旋转电机的控制装置及电动助力转向***的控制装置的优选实施方式进行说明。另外，各图中关于相同或相当的构件、部位，标注相同标号来进行说明。
实施方式1.
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体结构的图。交流旋转电机1是三相绕组U1、V1、W1收纳于旋转电机的定子的三相交流旋转电机。作为这种三相交流旋转电机，可列举永磁体同步旋转电机、感应旋转电机、同步磁阻旋转电机等，本发明中，只要是具有三相绕组的交流旋转电机即可，可以使用任何旋转电机。
直流电源2向功率转换器4a输出直流电压Vdc。作为该直流电源2，包括电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压的所有设备。
平滑电容器3与直流电源2并联连接，抑制母线电流的变动从而实现稳定的直流电流。此处虽然没有详细地进行图示，但除了实际的电容容量C以外，还存在有等效串联电阻Rc、引线电感Lc。
功率转换器4a使用反向转换电路即反相器，基于导通/截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1，对高电位侧开关元件Sup1、Svp1、Swp1和低电位侧开关元件Sun1、Svn1、Swn1进行导通截止。通过这种开关动作，功率转换器4a对从直流电源2输入的直流电压Vdc进行功率转换，向交流旋转电机1的三相绕组U1、V1、W1施加电压。其结果是交流旋转电机1通电有电流Iu1、Iv1、Iw1。
这里，导通/截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1是在功率转换器4a中分别用于对开关元件Sup1、Sun1、Svp1、Svn1、Swp1、Swn1进行导通截止的导通/截止信号。
后文中，在导通/截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1的值为1时，表示输出用于使对应的开关导通的信号，其值为0时，表示输出用于使对应的开关截止的信号。
另外，作为半导体开关Sup1～Swn1，可以使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件。
接着，对控制部5a进行说明。电压指令运算部6运算用于驱动交流旋转电机1的施加于三相绕组的电压所涉及的三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1，并向补偿运算器7a进行输出。
作为三相电压指令Vu1～Vw1的运算方法，设定交流旋转电机1的电流指令作为控制指令，为了使后述的电流检测器11a检测出的流过三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1与控制指令的偏差为零，可使用通过比例积分控制运算三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1的电流反馈控制等。由于这种控制方法是公知的技术，因此省略详细说明。
补偿运算器7a基于三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1，运算三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’。图2是表示本发明的实施方式1的补偿运算器7a的一系列运算处理的流程图。步骤S120中，补偿运算器7a将三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1按从大到小的顺序代入最大相Vmax1、中间相Vmid1、最小相Vmin1。
接着，在步骤S121中，补偿运算器7a判定调制率是否是90％以下，若为真(是)则执行步骤S122，若判定结果为假(否)则执行步骤S123。另外，补偿运算器7a在步骤S121中，可以不使用调制率，而如专利文献3的图8所示，使用最大相Vmax1和最小相Vmin1的差进行判定处理。
在前进至步骤S122的情况下，补偿运算器7a通过从三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1所有的电压减去最大相Vmax1，再加上直流电压Vdc的0.4倍，来运算三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’。通过这种步骤S122的运算，来补偿电压指令Vu1、Vv1、Vw1，以使相当于最大相的相的电压与0.4Vdc一致。
这里，0.4Vdc等于可确保相电流检测时间的最大的施加电压。因此，通过执行步骤S122，从而电压指令Vu1、Vv1、Vw1所有的电压被补偿，以使三相施加电压中与最大相相对应的相的施加电压与载波信号的最大值0.4Vdc一致。
另一方面，在前进至步骤S123的情况下，最大相Vmax1与最小相Vmin1的差处于超过0.9Vdc的状态，无论用怎样的电压补偿，三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’都无法收敛至-0.5Vdc到0.4Vdc之间。因此，在这种情况下，补偿电压指令Vu1、Vv1、Vw1，以使相当于最小相的相的电压与-0.5Vdc一致。
在下述说明中，将执行步骤S123时的调制方式定义为“低固态调制”。在调制率达到90％为止的状态下，步骤S122的调制方式可以实现，但若调制率超过90％，则在如专利文献3的图8所示那样使用最大相Vmax1和最小相Vmin1的差进行判定的情况下，根据角度的不同会出现步骤S123的情况。
这里，与专利文献1和专利文献3的示例相同，设相电流检测时间为5μs，将90％设为阈值。其中，可将检测波形所包含的振铃收敛时间、模拟/数字转换器的转换时间、采样/保持所需时间等考虑在内，根据实际情况设计调制率的阈值。
图3是表示本发明的实施方式1中调制率为100％时的三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’的图。横轴表示电压相位θv[deg]，纵轴表示相对于直流电压Vdc的比率。三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1是以0为基准的振幅为Vdc/√3的正弦波波形。
通过执行步骤S123，如图3所示，成为对应于最小相的相的施加电压始终为-0.5Vdc的低固态调制，每隔60deg，对应于最大相的相的施加电压成为0.5Vdc。
图3中，在大部分角度下，对应于最大相的相的施加电压超过0.4Vdc。因此，在进行了低固态调制的情况下，因最大相的开关噪声的影响，电流检测精度恶化。
与此相对，在专利文献1中，通过将最大相设为0.5Vdc获得不受开关噪声影响的两相的电流。然而，在该方式下，高电位侧开关元件的导通时间比低电位侧开关元件的导通时间要长。因此，发热状态会失衡，在较多使用于高旋转下的情况下，低电位侧开关元件的耐热性能有余量，但高电位侧开关元件的耐热性能将导致电流限制。
因此，本实施方式1中，其特征在于，为了获得在大部分区域中不受开关噪声影响的电流检测值而不受限于调制方法，在第1定时和第2定时分两次进行电流检测。
导通/截止信号发生器8基于三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’输出导通截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1。
图4是本发明的实施方式1的导通/截止信号发生器8的动作说明图。图4中，C1是载波信号，是在t1和t3时达到最小值-0.5Vdc，在位于t1和t3中间的t2时达到最大值0.5Vdc的周期Tc的三角波。
导通/截止信号发生器8对C1和Vu1’进行比较，若Vu1’比C1大，则输出“Qup1＝1且Qun1＝0”，若Vu1’在C1以下，则输出“Qup1＝0且Qun1＝1”。
同样地，导通/截止信号发生器8对C1和Vv1’进行比较，若Vv1’比C1大，则输出“Qvp1＝1且Qvn1＝0”，若Vv1’在C1以下，则输出“Qvp1＝0且Qvn1＝1”。
同样地，导通/截止信号发生器8对C1和Vw1’进行比较，若Vw1’比C1大，则输出“Qwp1＝1且Qwn1＝0”，若Vw1’在C1以下，则输出“Qwp1＝0且Qwn1＝1”。
第1定时ts1和第2定时ts2表示电流检测的定时。图1所例示的电流检测器11a由电流检测用电阻元件9a和运算器10a构成。通过将电流检测用电阻元件9a设置为与功率转换器4a的低电位侧开关元件Sun1、Svn1、Swn1的各相串联，从而运算器10a检测流过三相绕组的电流。
具体而言，运算器10a在第1定时ts1检测流过三相绕组的电流Iu11、Iv11、Iw11，在第2定时ts2检测流过三相绕组的电流Iu12、Iv12、Iw12。
运算器10a根据由流过电流检测用电阻元件9a的电流得到的Iu11、Iv11、Iw11、以及Iu12、Iv12、Iw12，计算检测电流Iu1、Iv1、Iw1。
这里，将电流检测器11a检测电流所需的时间设为ti。具体而言，该ti将检测波形包含的振铃收敛时间、模拟/数字转换器的转换时间、采样/保持所需时间考虑在内来确定，相当于向电流检测用电阻元件9通电的通电时间的下限值。
图4中，为了在第1定时ts1利用电流检测器11a准确地检测电流值，在从ts1-ti到ts1的期间，要求功率转换器4a的导通截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1不会发生从0到1和从1到0的切换。
若发生了这种切换，则噪声会混入检测到的电流Iu11、Iv11、Iw11，基于不准确的检测值进行控制的结果将导致交流旋转电机1产生振动、噪声。
同样地，图4中，为了在第2定时ts2利用电流检测器11a准确地检测电流值，在从ts2-ti到ts2的期间，要求功率转换器4a的导通截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1不会发生从0到1和从1到0的切换。
若发生了这种切换，则噪声会混入检测到的电流Iu12、Iv12、Iw12，基于不准确的检测值进行控制的结果将导致交流旋转电机1产生振动、噪声。
在将第1定时ts1设定为比t2晚的时刻且比t2晚ti/2以内的时刻的情况下，为了能够准确地检测电流，需要满足下式(1)。这里，设为比t2晚ti/2以内的时刻是因为若在此之后的时刻设定第1定时ts1，则在t2之后导通/截止信号从0切换到1或从1切换到0，从而会受到由此产生的噪声的影响。
【数学式1】
Vmax’<(2(ts1-ti)/Tc-0.5)Vdc (1)
根据上式(1)，在将第1定时ts1设定为比t2晚ti/2的情况下，能够将最大相的施加电压Vmax’设定得最大，若满足下式(2)，则在第1定时ts1能够检测出三相电流。
【数学式2】
Vmax’<(0.5-ti/Tc)Vdc (2)
在Vmax’为0.5Vdc时，在载波信号的一个周期内不产生开关操作，高电位侧开关元件始终导通。此时，由于最大相的电流无法检测，从而检测出不包含开关噪声的两相电流。
在至此为止的说明中，在将Tc设为50μs，ti设为5μs的情况下，若将第1规定值设为0.4Vdc，三相的施加电压均没有达到0.4Vdc以上且小于0.5Vdc，则在第1定时ts1可获得不包含开关噪声的电流检测值。
因此，对于第2定时ts2，在第1定时ts1无法检测的区域能进行电流检测即可，在Vmax’≥0.4Vdc时，能获得不包含开关噪声的电流检测值即可。即，在最大相的高电位侧开关元件导通之前检测电流即可。因此，第2定时ts2满足下式(3)即可。
【数学式3】
ts2≤t2-ti/2 (3)
以下，以将第1定时ts1设定为t2的2.4μs后、将第2定时ts2设定为t2的2.6μs前的情况作为具体例，对运算器10a中的实施内容进行说明。
图5是表示本发明的实施方式1的运算器10a的一系列运算处理的流程图。具体而言，该图5的流程图示出用于决定使用哪一个定时的数据作为电流检测值的步骤。
在步骤S130中，运算器10a判定U相施加电压Vu1’是否是0.4Vdc以上且小于0.5Vdc，若为真(是)则执行步骤S133，若为假(否)则执行步骤S131。
在步骤S131中，运算器10a判定V相施加电压Vv1’是否是0.4Vdc以上且小于0.5Vdc，若为真(是)则执行步骤S134，若为假(否)则执行步骤S132。
在步骤S132中，运算器10a判定W相施加电压Vw1’是否是0.4Vdc以上且小于0.5Vdc，若为真(是)则执行步骤S135，若为假(否)则执行步骤S136。
然后，运算器10a在前进至步骤S133、步骤S134、步骤S135的情况下，使用在第2定时ts2检测出的数据作为电流检测值，在前进至步骤S136的情况下，使用在第1定时ts1检测出的数据作为电流检测值。另外，在图5的流程图中，按U、V、W的顺序判定，但也可以按其他顺序进行判定。
图6是表示基于本发明的实施方式1的运算器10a的判定结果，在各电气角度下使用哪一个定时的数据的图。图6中，“1”表示选择第1定时ts1的检测结果的范围，“2”表示选择第2定时ts2的检测结果的范围。
另外，在0deg、60deg、120deg、180deg、240deg、300deg中，指着一个点为[1]表示在最大相为0.5Vdc时选择[1]。
图7是表示本发明的实施方式1的运算部10a中，在选择了第1定时的数据的情况下计算出检测电流Iu1、Iv1、Iw1的一系列动作的流程图。在步骤S140中，运算器10a判定U相施加电压Vu1’是否小于0.4Vdc，若为真(是)则执行步骤S141，若为假(否)则执行步骤S143。
在步骤S141中，运算器10a判定V相施加电压Vv1’是否小于0.4Vdc，若为真(是)则执行步骤S142，若为假(否)则执行步骤S144。
在步骤S142中，运算器10a判定W相施加电压Vw1’是否小于0.4Vdc，若为真(是)则执行步骤S146，若为假(否)则执行步骤S145。
于是，在前进至步骤S143的情况下，由于最大相即U相达到0.5Vdc而无法检测，因此运算部10a利用Iu1+Iv1+Iw1＝0，根据其他两相计算U相电流。
在前进至步骤S144的情况下，由于最大相即V相达到0.5Vdc而无法检测，因此运算部10a利用Iu1+Iv1+Iw1＝0，根据其他两相计算V相电流。
在前进至步骤S145的情况下，由于最大相即W相达到0.5Vdc而无法检测，因此运算部10a利用Iu1+Iv1+Iw1＝0，根据其他两相计算W相电流。
在前进至步骤S146的情况下，运算部10a能够检测所有电流，将各检测值设为检测电流。另外，在图7的流程图中，按U、V、W的顺序判定，但也可以按其他顺序进行判定。
另一方面，图8是表示本发明的实施方式1的运算部10a中，在选择了第2定时的数据的情况下计算出检测电流Iu1、Iv1、Iw1的一系列动作的流程图。在步骤S150中，运算器10a判定U相施加电压Vu1’是否是0.4Vdc以上，若为真(是)则执行步骤S153，若为假(否)则执行步骤S152。
在步骤S151中，运算器10a判定V相施加电压Vv1’是否在0.4Vdc以上，若为真(是)则执行步骤S154，若为假(否)则执行步骤S152。
在步骤S152中，运算器10a判定W相施加电压Vw1’是否在0.4Vdc以上，若为真(是)则执行步骤S155，若为假(否)则执行步骤S156。
在前进至步骤S153的情况下，由于最大相即U相的低电位侧开关元件在第2定时成为截止从而无法检测，因此运算部10a利用Iu1+Iv1+Iw1＝0，根据其他两相计算U相电流。
在前进至步骤S154的情况下，由于最大相即V相的低电位侧开关元件在第2定时成为截止从而无法检测，因此运算部10a利用Iu1+Iv1+Iw1＝0，根据其他两相计算V相电流。
在前进至步骤S155的情况下，由于最大相即W相的低电位侧开关元件在第2定时成为截止从而无法检测，因此运算部10a利用Iu1+Iv1+Iw1＝0，根据其他两相计算W相电流。
在前进至步骤S156的情况下，运算部10a能够检测所有电流，将各检测值设为检测电流。其中，在图5所选择的时间点，由于任一相的施加电压都在0.4Vdc以上，因此实际不使用步骤S156。另外，在图8的流程图中，按U、V、W的顺序判定，但也可以按其他顺序进行判定。
但是，在选择了[2]的范围中包含受到开关噪声影响的情况。根据与上式(1)相同的想法，在第2定时ts2处不受开关噪声影响的施加电压的条件如下式(4)所示。这里，成为0.196Vdc以下。
【数学式4】
Vmid’≤(2(ts2-ti)/Tc-0.5)Vdc (4)
例如，若是140deg的施加电压，则作为中间相的V相的施加电压是0.27Vdc。即，第2定时ts2下的电压检测值还包含因V相的开关噪声引起的误差。中间相和最大相相等的电气角度前后的[2]的区域就是该部位，在载波信号的一个周期存在6个区域。
如之前的图2的流程图可知，在调制率较高的相对高速旋转区域成为需要进行低固态调制的状态。因此，由于成为这种状态的时间较短，在开关噪声的影响较大的情况下，可以使用相位比上一次的电流检测值提前的电流检测值。另外，作为相对于上一次电流检测值使相位提前的具体方法使用专利文献4的式(22)等即可。
图9是表示本发明的实施方式1中，不使用补偿运算器7a而使用补偿运算器7b，并采用与低固态调制不同的电压重叠方式(2相调制)的情况下的施加电压的图。横轴表示电压相位θv[deg]，纵轴表示相对于直流电压Vdc的比率。由于2相调制是公知的技术，因此省略流程图等说明。
在采用了2相调制的情况下，也与低固态调制相同，在第1定时下，能够获得不包含开关噪声产生的误差的检测电流，在第2定时下，在大部分区域能够获得不包含开关噪声产生的误差的检测电流。
即，即使是以往的一次电流检测定时只能获取包含了开关噪声的影响所产生的误差的检测电流的调制方式，在大部分的区域，也能够获得不包含开关噪声所产生的误差的检测电流。因此，没有必要将调制方式限定为专利文献1那样的方式，可获得能够根据使用状态选择调制方式这一现有技术没有的显著效果。
如上所述，根据实施方式1，在各相的施加电压均小于第1规定值、或者各相的施加电压的任一个达到载波信号的最大值时，基于第1定时检测到的电流值运算检测电流，在除此以外的时刻，基于第2定时检测到的电流值运算检测电流。其结果是可获得下述现有技术没有的显著效果，即：能够在大部分区域获得不包含开关噪声的电流检测值，能够减少交流旋转电机产生的振动、噪声。
并且，本实施方式1的交流旋转电机的控制装置可应用于使用交流旋转电机的电动助力转向***的控制装置，该交流旋转电机产生对转向***的操舵转矩进行辅助的转矩。通过该应用，能够实现可构成转矩脉动和噪声较小的操舵***的电动助力转向***的控制装置。
实施方式2.
图10是表示本发明的实施方式2的功率转换装置的整体结构的图。与之前的实施方式1的图1的结构相比，本实施方式2的图10的结构中控制部5c、补偿运算器7c、运算器10b、电流检测器11b不同。因此，下面以这些不同点为中心来进行说明。另外，本实施方式2中，也以将Tc设为50μs、ti设为5μs的情况为例进行说明。
补偿运算器7c基于三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1，运算三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’。图11是表示本发明的实施方式2的补偿运算器7c的一系列运算处理的流程图。步骤S220中，补偿运算器7c将三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1按从大到小的顺序代入最大相Vmax1、中间相Vmid1、最小相Vmin1。
接着，在步骤S221中，补偿运算器7c判定调制率是否是90％以下，若为真(是)则执行步骤S222，若判定结果为假(否)则执行步骤S223。
在前进至步骤S222的情况下，补偿运算器7c通过从三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1所有的电压减去最大相Vmax1，再加上直流电压Vdc的0.4倍，来运算三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’。通过这种步骤S222的运算，来补偿电压指令Vu1、Vv1、Vw1，以使相当于最大相的相的电压与0.4Vdc一致。
这里，0.4Vdc等于可确保相电流检测时间的最大的施加电压。因此，通过执行步骤S222，从而电压指令Vu1、Vv1、Vw1所有的电压被补偿，以使三相施加电压中与最大相相对应的相的施加电压与载波信号的最大值0.4Vdc一致。
另一方面，在前进至步骤S223的情况下，最大相Vmax1与最小相Vmin1的差处于超过0.9Vdc的状态，无论用怎样的电压补偿，三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’都不可能收敛于-0.5Vdc到0.4Vdc之间。因此，在这种情况下，补偿电压指令Vu1、Vv1、Vw1，以使相当于最大相的相的电压与0.5Vdc一致。
在下述说明中，将执行步骤S223时的调制方式定义为“高固态调制”。在调制率到90％为止的状态下，能够实现步骤S222的调制方式，但若调制率超过90％，则根据角度不同而会发生步骤S223的情况。
这里，将相电流检测时间设为5μs，将90％设为阈值。其中，可将检测波形所包含的振铃收敛时间、模拟/数字转换器的转换时间、采样/保持所需时间等考虑在内，根据实际情况设计调制率的阈值。此外，步骤S221利用调制率进行判定，但也可以利用最大相Vmax1和最小相Vmin1的差来判定。
图12是表示本发明的实施方式2中调制率为100％时的三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’的图。横轴表示电压相位θv[deg]，纵轴表示相对于直流电压Vdc的比率。三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1是以0为基准的振幅为Vdc/√3的正弦波波形。
通过执行步骤S222，如图12所示，成为对应于最大相的相的施加电压始终为0.5Vdc的高固态调制，每隔60deg，对应于最小相的相的施加电压成为-0.5Vdc。
图12中，在30deg附近、150deg附近、300deg附近，与中间相对应的相的施加电压超过0.4Vdc。因此，在进行了高固态调制的情况下，因中间相的开关噪声的影响，电流检测精度恶化。
与此相对，专利文献1中，在该区域中，不将最大相设为0.5Vdc而进行低固态调制，从而获得不受开关噪声影响的三相的电流。
在调制率到100％为止的区域，由于至少能够检测出两相，因此没有开关噪声的影响。但是，例如在调制率为102％的情况下，由于中间相的开关噪声的影响，电流检测精度恶化。图13是表示本发明的实施方式2中调制率为102％时的三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’的图。
因此，本实施方式2中，特征在于，为了在高调制率的情况下也能获得不受开关噪声影响的电流检测值，在第1定时和第2定时进行两次电流检测。
图10所例示的电流检测器11b由电流检测用电阻元件9a和运算器10b构成。通过将电流检测用电阻元件9a设置为与功率转换单元4a的低电位侧开关元件Sun1、Svn1、Swn1的各相串联，从而运算器10b检测流过三相绕组的电流。
具体而言，运算器10b在第1定时ts1检测流过三相绕组的电流Iu11、Iv11、Iw11，在第2定时ts2检测流过三相绕组的电流Iu12、Iv12、Iw12。
运算器10b根据由流过电流检测用电阻元件9a的电流得到的Iu11、Iv11、Iw11、以及Iu12、Iv12、Iw12，计算检测电流Iu1、Iv1、Iw1。
本实施方式2中，与之前的实施方式1的情况相同，以将第1定时ts1设定为t2的2.4μs后、将第2定时ts2设定为t2的2.6μs前的情况作为具体例，对运算器10b中的实施内容进行说明。
图14是表示基于本发明的实施方式2的运算器10b的判定结果，在各电气角度下使用哪一个定时的数据的图。图14中，[1]表示选择第1定时ts1的检测结果的范围，[2]表示选择第2定时ts2的检测结果的范围。
在与中间相对应的相的施加电压没有达到0.4Vdc以上且小于0.5Vdc的区域中，采用第1定时ts1的检测值，从而可获得不包含开关噪声的电流检测值。在除此以外的区域，采用第2定时ts2的检测值，从而可获得不包含开关噪声的电流检测值。其结果是，在全部区域中，能够获得不受开关噪声影响的电流检测值。
即，通过设定与第1定时不同的定时即第2定时，以使各相施加电压中的任一相在第1规定值以上且小于载波信号的最大值时最小相的低电位侧的开关元件成为导通状态，从而能够获得可消除无法检测的定时这一现有技术没有的效果。
图15是表示基于本发明的实施方式2的运算器10b的判定结果，使用各电气角度下哪一个定时的数据的其他的图，示出调制率102％时的施加电压的波形。由于第2定时检测出的区间中最小相的施加电压较小，要在更为远离第2定时ts2的定时进行开关动作，因此，即使提高调制率，也不会由于开关噪声的影响而导致电流检测精度恶化。
这里，以三相绕组为例进行说明，但即使是n相(n为4以上的自然数)的绕组当然也可获得相同效果。即，如本实施方式2所示那样，为了使n相施加电压中最大相的电压等于载波信号的最大值，通过将n相电压指令的所有电压设为进行了相等位移后的n相施加电压，从而可获得即使在高调制率时也能获得不包含开关噪声的检测电流这一现有技术没有的优异效果。
另外，在之前的图14中，在选择了第1定时ts1的数据的情况下计算出检测电流Iu1、Iv1、Iw1的流程图与之前实施方式1所示的图7相同。
为了要在第2定时ts2不受开关噪声的影响，需要在2.6μs前到5μs前的期间内不进行开关。因此，各相施加电压小于0.196Vdc或在0.4Vdc以上即可。图16是表示本发明的实施方式2中载波信号一个周期的各个电压相位的能检测相的个数的图。在载波信号一个周期中能检测相的个数如图16所示那样变化。
在30deg附近、150deg附近、270deg附近，可获得最小相一相的电流检测值。在20deg附近、40deg附近、140deg附近、160deg附近、260deg附近、280deg附近，无法获得不受开关噪声影响的电流检测值。在除此以外的区域，可获得最小相和中间相两相的电流检测值。即，图14和图15中在选择第2定时的数据的区间，能够使用最小相一相的电流检测值。
首先，对θv为30deg附近的区域进行说明。在该区域，可获得V相的电流检测值，因此V相的检测电流Iv1为Iv12。由于仅一相获得检测电流，因此利用Iu1+Iv1+Iw1＝0无法计算出其他两相的电流。
因此，在该情况下，例如，使用上一次获得的所有三相的检测电流、本次获得的一相的检测电流、以及上一次到本次的角度变化量Δθ，通过使用下式(5)计算出剩余两相的电流即可。另外，利用下式(5)计算出u相或w相中的一相，剩余的一相可以利用Iu1+Iv1+Iw1＝0获得。
【数学式5】
这里，上式(5)中的Iu1＿old、Iv1＿old、Iw1＿old分别是过去获得的检测电流Iu1、Iv1、Iw1。Δθ表示在获得了Iu1＿old、Iv1＿old、Iw1＿old之后到本次检测到一相的电流为止变化了的角度。
在θv为150deg附近的区域，可获得W相的电流检测值。因此，W相的检测电流Iw1成为Iw12。因此，在这样的区域，使用上一次获得的三相的检测电流、本次获得的一相的检测电流、以及上一次到本次的角度变化量Δθ，通过使用下式(6)计算出剩余两相的电流即可。另外，利用下式(6)计算出u相或v相中的一相，剩余的一相可以利用Iu1+Iv1+Iw1＝0获得。
【数学式6】
在θv为270deg附近的区域，可获得U相的电流检测值。因此，U相的检测电流Iu1成为Iu12。因此，在这样的区域，使用上一次获得的三相的检测电流、本次获得的一相的检测电流、以及上一次到本次的角度变化量Δθ，通过使用下式(7)计算出剩余两相的电流即可。另外，利用下式(7)计算出v相或w相中的一相，剩余的一相可以利用Iu1+Iv1+Iw1＝0获得。
【数学式7】
SINΔθ、COSΔθ使用由泰勒展开获得的Δθ的多项式近似得到的值，也能够获得相同效果。这里，以三相绕组为例进行说明，但n相(n为4以上的自然数)的绕组当然也可获得相同效果。
如上所述，在n相中有(n-1)相无法检测的情况下，基于本次获取的能检测的一相的检测电流、过去获得的n相检测电流、以及从过去到本次的角度变化量，能够运算无法检测的(n-1)相的检测电流。其结果是能够获得可减少开环控制的区间这一现有技术没有的效果。
实施方式3.
图17是表示本发明的实施方式3的功率转换装置的整体结构的图。若与之前的实施方式2的图10的结构比较，本实施方式3的图17的结构中运算器10c、电流检测器11c不同。因此，下面以这些不同点为中心来进行说明。另外，本实施方式3中，也以将Tc设为50μs、ti设为5μs的情况为例进行说明。
本实施方式3中，与之前的实施方式1、2的情况相同，以将第1定时ts1设定为t2的2.4μs后、将第2定时ts2设定为t2的2.6μs前的情况作为具体例，对运算器10c中的实施内容进行说明。在第1定时和第2定时，检测电流的定时相差5μs，电流检测值会因此而产生误差。
若从宏观角度看，三相的检测电流Iu1、Iv1、Iw1是电气角度一次正弦波，实际上是通过20kHz的PWM信号实现的。因此，这些三相检测电流Iu1、Iv1、Iw1成为包含20kHz的谐波脉动的正弦波。即，由于该20kHz的谐波脉动分量，第1定时的电流检测值和第2定时的电流检测值即使在相同状态下，其电流检测值也会产生差异。
因此，如之前的图14所示那样，在大部分区域根据第1定时的电流检测值获得检测电流时，根据第2定时的电流检测值获得检测电流的情况在电气角度一个周期中存在三次。此时，若直接使用第2定时的电流检测值，则由于检测定时的不同而产生误差，从而导致电气角度三次电流脉动。
图18是本发明的实施方式3中在交流旋转电机根据某一控制指令固定旋转时的电气角度一个周期中的电流检测值。图19是本发明的实施方式3中，交流旋转电机根据某一控制指令固定旋转时的电气角度60deg范围内的电流检测值，具体而言，放大示出了图18的60deg到120deg区间。
图19中的线300～302表示下述内容。
线300：在载波信号一个周期的中央的Tofs1(μs)之前进行检测时的电流检测值的波形
线301：在载波信号一个周期的中央进行检测时的电流检测值的波形
线302：在载波信号一个周期的中央的Tofs2(μs)后进行检测时的电流检测值的波形
在三相电流的基波振幅为Ia的情况下，Iu11和Iu12如下式(8)所示。这里，变量K是由交流旋转电机的诸规格和负载电压决定的参数。
【数学式8】
即，由于1+Tofs1K和1-Tofs2K不同，在第1定时获得的电流检测值和在第2定时获得的电流检测值产生差异。因此，例如，若将基准定时设为载波信号一个周期的中央，则Iu11和Iu12如下式(9)所示地校正成Iu11’和Iu12’即可。
【数学式9】
对V相、W相也相同地进行考虑，对于V相，如下式(10)那样校正成Iv11’和Iv12’，对于W相，如下式(11)那样校正成Iw11’和Iw12’。
【数学式10】
运算器10c基于上式(9)～(11)进行校正以实现基准定时的电流检测值，使用Iu11’、Iu12’、Iv11’、Iv12’、Iw11’、Iw12’计算电流Iu1、Iv1、Iw1。另外，K可以简单地设为常数，在精密校准的情况下，也可以设为配合转速、负载电压、诸规格变动等状态的变量。
上式(9)～(11)的任一式均能基于与基准定时与第1定时的时间差Tofs1、以及基准定时与第2定时的时间差Tofs2成比例的系数，校正为相当于基准定时的检测电流。
于是，通过对不同定时的两个电流检测值进行上述校正，使用与基准定时对应的两个电流检测值，能够获得可抑制电气角度频率的整数倍所产生的脉动这一现有技术没有的效果。另外，校正系数Tofs1K和Tofs2K由于比1小，因此采用式(12)也可获得相同效果。
【数学式11】
在以上的说明中，运算器10c将基准定时设为载波信号的中央进行校正。与此相对，在使用将基准定时设为第1定时来校正第2定时的检测电流值的运算器10d的情况下，校正式成为下式(13)。
【数学式12】
运算器10d在使用第2定时的电流检测值的情况下，基于上式(13)进行校正以使得与第1定时的电流检测值相当，使用Iu11、Iu12’、Iv11、Iv12’、Iw11、Iw12’计算电流Iu1、Iv1、Iw1。另外，K可以简单地设为常数，在精密校准的情况下，也可以设为配合转速、负载电压、诸规格变动等状态的变量。
如之前的图14所示那样，在大部分区域中使用第1定时的电流检测值。因此，通过将基准定时设为第1定时，通过上式(13)将第2定时的电流检测值校正为与第1定时的电流检测值相当，从而能够获得可减少电气角度一个周期中的校正频度的效果。另外，校正系数Tofs1K和Tofs2K由于比1小，因此采用下式(14)也可获得相同效果。
【数学式13】
实施方式4.
在之前的实施方式3中，对通过使用了预先设定的校正系数的校正式来进行匹配基准定时的校正，并运算检测电流的情况进行了说明。与此相对，在本实施方式4中，对在线计算与实际的状态相匹配的校正量并进行校正的情况进行说明。
如图16所示，在电气角度一个周期中，存在能够在第2定时获得两相的电流检测值的区间。如图14可知，该区间即使在第1定时也可获得两相的电流检测值。
以50deg到130deg的区域为例，对本实施方式4的校正处理进行详细说明。在该区域，能够检测Iv11、Iw11、Iv12、Iw12。由于考虑到三相电流的基波相等，因此下式(15)成立。
【数学式14】
在三相施加电压和三相电流的相位相等的情况下，在30deg时，Iv1为-Ia，Iw1为0，在150deg时，Iv1为0，Iw1为-Ia。若考虑信噪比，则基于能检测相中振幅较大的一方的信号求得校正系数的方法的校正精度较高。
因此，本实施方式4的运算器10e在从50deg到90deg的电气角度区域，基于Iv11和Iv12的关系，使用下式(16)计算出(1+Tofs1K)/(1-Tofs2K)。运算器10e在其他的电气角度区域也可通过相同的考虑方法来求得校正系数。
【数学式15】
(1+Tofs1K)/(1-Tofs2K)＝Iv11/Iv12 (16)
此外，运算器10e在从90deg到130deg的电气角度区域，基于Iw11和Iw12的关系，使用下式(17)计算出(1+Tofs1K)/(1-Tofs2K)。
【数学式16】
(1+Tofs1K)/(1-Tofs2K)＝Iw11/Iw12 (17)
即，运算器10e通过计算第1定时的电流检测值与第2定时的电流检测值的比，可获得校正系数(1+Tofs1K)/(1-Tofs2K)。并且，运算器10e使用该校正系数，能够如上式(13)那样将第2定时的电流检测值校正为与第1定时的电流检测值相当。其结果是，通过具备本实施方式4的运算器10e，能够在线地对校正量进行微调整，从而减少因定时不同而产生的误差，可获得现有技术没有的优异效果。
这里，对将基准定时设为第1定时，将第2定时的电流检测值校正为与第1定时的电流检测值相当的方法进行了说明，但也可以将基准定时设为载波信号一个周期的中央。
上式(16)中，考虑到校正系数Tofs1K和Tofs2K比1小，能计算与检测定时的时间相乘的变量K作为下式(18)。
【数学式17】
K＝(Iv11/Iv12-1)/(Tofs1+Tofs2) (18)
根据第1定时的时间差Tofs1、基准定时与第2定时的时间差Tofs2、以及由上式(18)获得的变量，可获得校正系数。
即，运算器10e通过计算第1定时的电流检测值和第2定时的电流检测值的比，可获得与第1定时的时间差Tofs1、基准定时与第2定时的时间差Tofs2相乘的系数K。
并且，运算器10e使用将第1定时的时间差Tofs1、基准定时与第2定时的时间差Tofs2与变量K相乘得到的校正系数，如上式(9)～(11)或(12)那样，能够将第1定时的电流检测值和第2定时的电流检测值校正为与基准定时的电流检测值相当。
其结果是，通过具备本实施方式4的运算器10e，能够在线地对校正量进行微调整，从而减少因定时不同而产生的误差，可获得这一现有技术没有的优异效果。
这里，对基于振幅较大的信号来求得校正系数的情况进行了说明，但也可使用多个能检测的电流检测值来求得校正系数。在该情况下，也能在线地对校正量进行微调整，可获得减少因定时不同而产生的误差这一现有技术没有的优异效果。
实施方式5.
在之前的实施方式4中，对下述情况进行了说明，即：在线计算上式(13)的校正系数(1+Tofs1K)/(1-Tofs2K)或系数K，减少因定时不同而产生的误差。与此相对，在本实施方式5中，说明通过与之前的实施方式4不同的方法来进行校正的情况。
θv和θv+δ下的U相电流由下式(19)给出。
【数学式18】
根据上式(19)的关系，可获得下式(20)。
【数学式19】
在角度变化量δ较小的情况下，若考虑到sin(θv+δ)和sin(θv)的差非常小，则上式(20)可如下式(21)那样进行变形。
【数学式20】
Iu11(θv+δ)≒Iu12(θv+δ)+Iu11(θv)-Iu12(θv) (21)
即，将在第1定时和第2定时均能检测U相电流时的最新值设为Iu11＿old、Iu12＿old，通过下式(22)进行计算以将本次检测到的Iu12校正为与第1定时的电流检测值相当即可。
【数学式21】
Iu12’＝Iu12+Iu11_old-Iu12_old (22)
因此，能够将第1定时和第2定时均能检测的状态下获得的过去的最新的电流检测值的差与本次检测到的第2定时的电流检测值相加从而校正为与第1定时的电流检测值相当。这种校正处理也能够在线对校正量进行微调整，可获得减少因定时不同而产生的误差这一现有技术没有的优异效果。
这里，对将基准定时设为第1定时，将第2定时的电流检测值校正为与第1定时的电流检测值相当的方法进行了说明，但也可以将基准定时设为载波信号一个周期的中央。在该情况下，通过使用利用相同的考虑方法获得的下式(23)，从而能够分别将第1定时的电流检测值校正为与基准定时的电流检测值相当，将第2定时的电流检测值校正为与基准定时的电流检测值相当。
【数学式22】
另外，以将基准定时设为载波信号一个周期的中央进行了说明，但即使将基准定时设定为其他定时也可通过相同的方法进行校正。即使是这种校正处理，也能够在线对校正量进行微调整，可获得减少因定时不同而产生的误差这一现有技术没有的优异效果。
实施方式6.
在之前的实施方式1～5中，说明了将本发明的控制装置应用于具有一组绕组的交流旋转电机的情况。但是，本发明的控制装置也可以应用于具有多组绕组的交流旋转电机。因此，在本实施方式6中，说明将本发明的控制装置应用于具有两组无相位差的三相绕组的交流旋转电机的情况。另外，本实施方式6中，与之前的实施方式1～5相同，将Tc设为50μs、ti设为5μs、第1规定值设为0.4Vdc来进行说明。
图20是表示本发明的实施方式6的功率转换装置的整体结构的图。交流旋转电机1a是第1三相绕组U1、V1、W1和第2三相绕组U2、V2、W2不进行电连接且收纳于旋转电机的定子的三相交流旋转电机。
作为这种三相交流旋转电机，可列举永磁体同步旋转电机、感应旋转电机、同步磁阻旋转电机等，本发明中，只要是具有两个三相绕组的交流旋转电机即可，可以使用任何旋转电机。
直流电源2向第1功率转换器4a及第2功率转换器4b输出直流电压Vdc。作为该直流电源2，包括电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压的所有设备。
平滑电容器3与直流电源2并联连接，抑制母线电流的变动从而实现稳定的直流电流。此处虽然没有详细地进行图示，但除了实际的电容容量C以外，还存在有等效串联电阻Rc、引线电感Lc。
第1功率转换器4a使用反向转换电路即反相器，基于导通/截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1，对高电位侧开关元件Sup1、Svp1、Swp1和低电位侧开关元件Sun1、Svn1、Swn1进行导通截止。通过这种开关动作，第1功率转换器4a对从直流电源2输入的直流电压Vdc进行功率转换，向交流旋转电机1a的三相绕组U1、V1、W1施加电压。其结果是交流旋转电机1a通电有电流Iu1、Iv1、Iw1。
这里，导通/截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1是在功率转换器4a中分别用于对开关元件Sup1、Sun1、Svp1、Svn1、Swp1、Swn1进行导通截止的导通/截止信号。
之后，在导通/截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1的值为1时，表示输出用于使对应的开关导通的信号，值为0时，表示输出用于使对应的开关截止的信号。
另外，作为半导体开关Sup1～Swn1，使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件。
第2功率转换器4b使用反向转换电路即反相器，基于导通/截止信号Qup2、Qun2、Qvp2、Qvn2、Qwp2、Qwn2，对高电位侧开关元件Sup2、Svp2、Swp2和低电位侧开关元件Sun2、Svn2、Swn2进行导通截止。通过这种开关动作，第2功率转换器4b对从直流电源2输入的直流电压Vdc进行功率转换，向交流旋转电机1a的三相绕组U2、V2、W2施加电压。其结果是交流旋转电机1a通电有电流Iu2、Iv2、Iw2。
这里，导通/截止信号Qup2、Qun2、Qvp2、Qvn2、Qwp2、Qwn2是在第2功率转换器4b中分别用于对开关元件Sup2、Sun2、Svp2、Svn2、Swp2、Swn2进行导通截止的导通/截止信号。
之后，在导通/截止信号Qup2、Qun2、Qvp2、Qvn2、Qwp2、Qwn2的值为1时，表示输出用于使对应的开关导通的信号，其值为0时，表示输出用于使对应的开关截止的信号。
另外，作为半导体开关Sup2～Swn2，使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件。
接着，对控制部5d进行说明。电压指令运算器6运算用于驱动交流旋转电机1a而向第1三相绕组施加的电压所涉及的第1三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1、以及向第2三相绕组施加的电压所涉及的第2三相电压指令Vu2、Vv2、Vw2，并分别向补偿运算器7d、7e输出。
作为第1三相电压指令Vu1～Vw1和第2三相电压指令Vu2～Vw2的运算方法，可使用下述电流反馈控制等，即：将交流旋转电机1a的电流指令设定为控制指令，为了使第1电流检测器11f检测出的第1三相绕组中流过的电流Iu1、Iv1、Iw1与控制指令的偏差为零，通过比例积分控制运算第1三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1，且为了使第2电流检测器11g检测出的第2三相绕组中流过的电流Iu2、Iv2、Iw2与控制指令的偏差为零，通过比例积分控制运算第2三相电压指令Vu2、Vv2、Vw2。由于这种控制方法是公知的技术，因此省略详细说明。
补偿运算器7d基于第1三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1，运算第1三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’。图21是表示本发明的实施方式6的补偿运算器7d的一系列运算处理的流程图。步骤S600中，补偿运算器7d将第1三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1按从大到小的顺序代入第1最大相Vmax1、第1中间相Vmid1、第1最小相Vmin1。
接着，在步骤S601中，补偿运算器7d判定第1调制率是否是90％以下且第2调制率是否是90％以下，若为真(是)则执行步骤S602，若判定结果为假(否)则执行步骤S603。另外，也可以如专利文件3的图8所示，使用第1最大相Vmax1和第1最小相Vmin1的差、以及后述的第2最大相Vmax2和第2最小相Vmin2的差，判定是否满足Vmax1-Vmin1≤0.9Vdc且Vmax2-Vmin2≤0.9Vdc。
在前进至步骤S602的情况下，补偿运算器7d通过从第1三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1所有的电压减去第1最大相Vmax1，再加上直流电压Vdc的0.4倍，来运算第1三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’。通过这种步骤S602的运算，来补偿第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1，以使相当于第1最大相的相的电压与0.4Vdc一致。
这里，0.4Vdc等于可确保相电流检测时间的最大的施加电压。因此，通过执行步骤S602，从而第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1所有的电压被补偿，以使第1三相施加电压中与第1最大相相对应的相的施加电压与载波信号的最大值0.4Vdc一致。
另一方面，在前进至步骤S603的情况下，是第1最大相Vmax1与第1最小相Vmin1的差或第2最大相Vmax2与第2最小相Vmin2的差超过0.9Vdc的状态，无论用哪种电压进行补偿，都无法将第1三相施加电压和第2三相施加电压中的至少一方收敛至-0.5Vdc到0.4Vdc之间。因此，在这种情况下，通过进行高固态调制来补偿第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1，以使相当于第1最大相的相的电压与0.5Vdc一致。
这里，与专利文献1和专利文献3的示例相同，对将相电流检测时间设为5μs，将90％设为阈值的情况进行说明。其中，可将检测波形所包含的振铃收敛时间、模拟/数字转换器的转换时间、采样/保持所需时间等考虑在内，根据实际情况设计调制率的阈值。
补偿运算器7e基于第2三相电压指令Vu2、Vv2、Vw2，运算第2三相施加电压Vu2’、Vv2’、Vw2’。图22是表示本发明的实施方式6的补偿运算器7e的一系列运算处理的流程图。步骤S610中，补偿运算器7e将第2三相电压指令Vu2、Vv2、Vw2按从大到小的顺序代入第2最大相Vmax2、第2中间相Vmid2、第2最小相Vmin2。
接着，在步骤S611中，补偿运算器7e判定第1调制率是否是90％以下且第2调制率是否是90％以下，若为真(是)则执行步骤S612，若判定结果为假(否)则执行步骤S613。另外，如专利文件3的图8所示，使用第1最大相Vmax1和第1最小相Vmin1的差、以及第2最大相Vmax2和第2最小相Vmin2的差，判定是否满足Vmax1-Vmin1≤0.9Vdc且Vmax2-Vmin2≤0.9Vdc。其中，补偿运算器7d和补偿运算器7e的判定方法可以预先设为一致。
在前进至步骤S612的情况下，补偿运算器7e通过从第2三相电压指令Vu2、Vv2、Vw2所有的电压减去第2最大相Vmax2，再加上直流电压Vdc的0.4倍，来运算第2三相施加电压Vu2’、Vv2’、Vw2’。通过这种步骤S612的运算，来补偿第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2，以使相当于第2最大相的相的电压与0.4Vdc一致。
这里，0.4Vdc等于可确保相电流检测时间的最大的施加电压。因此，通过执行步骤S612，从而第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2所有的电压被补偿，以使第2三相施加电压中与第2最大相相对应的相的施加电压与载波信号的最大值0.4Vdc一致。
另一方面，在前进至步骤S613的情况下，是第1最大相Vmax1与第1最小相Vmin1的差或第2最大相Vmax2与第2最小相Vmin2的差超过0.9Vdc的状态，无论用哪种电压进行补偿，都无法将第1三相施加电压和第2三相施加电压中的至少一方收敛至-0.5Vdc到0.4Vdc之间。因此，在这种情况下，通过进行高固态调制来补偿第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2，以使相当于第2最大相的相的电压与0.5Vdc一致。
图23是表示本发明的实施方式6中调制率为100％时的第1三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’的图。横轴表示电压相位θv[deg]，纵轴表示相对于直流电压Vdc的比率。第1三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1是以0为基准的振幅为Vdc/√3的正弦波波形。
通过执行步骤S603，如图23所示，成为对应于第1最大相的相的施加电压始终为0.5Vdc的高固态调制，每隔60deg，对应于第1最小相的相的施加电压成为-0.5Vdc。
图23中，在30deg附近、150deg附近、300deg附近，与第1中间相对应的相的施加电压超过0.4Vdc。因此，在进行了高固态调制的情况下，由于第1中间相的开关噪声的影响，在第1定时获得的电流检测值的检测精度恶化。
因此，本实施方式6中，特征在于，为了在高调制率的情况下也能获得不受开关噪声影响的电流检测值，对于第1三相绕组，在第1定时和第2定时进行两次电流检测。
图24是表示本发明的实施方式6中调制率为100％时的第2三相施加电压Vu2’、Vv2’、Vw2’的图。横轴表示电压相位θv[deg]，纵轴表示相对于直流电压Vdc的比率。第2三相电压指令Vu2、Vv2、Vw2是以0为基准的振幅为Vdc/√3的正弦波波形。
通过执行步骤S613，如图24所示，成为对应于第2最大相的相的施加电压始终为0.5Vdc的高固态调制，每隔60deg，对应于第2最小相的相的施加电压成为-0.5Vdc。
图24中，在30deg附近、150deg附近、300deg附近，与第2中间相对应的相的施加电压超过0.4Vdc。因此，在进行了高固态调制的情况下，由于第1中间相的开关噪声的影响，在第1定时获得的电流检测值的检测精度恶化。
因此，本实施方式6中，特征在于，为了在高调制率的情况下也能获得不受开关噪声影响的电流检测值，对于第2三相绕组，在第1定时和第2定时进行两次电流检测。
导通/截止信号发生器8基于第1三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’输出导通截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1，并基于第2三相施加电压Vu2’、Vv2’、Vw2’输出导通截止信号Qup2、Qun2、Qvp2、Qvn2、Qwp2、Qwn2。由于与之前的实施方式1中使用图4说明的内容相同，因此省略详细说明。
第1电流检测器11f由第1电流检测用电阻元件9a和运算器10f构成。通过将第1电流检测用电阻元件9a设置为与第1功率转换器4a的低电位侧开关元件Sun1、Svn1、Swn1的各相串联，从而运算器10f检测流过第1三相绕组的电流。
具体而言，运算器10f在第1定时ts1检测流过第1三相绕组的电流Iu11、Iv11、Iw11，在第2定时ts2检测流过第1三相绕组的电流Iu12、Iv12、Iw12。
运算器10f根据由流过第1电流检测用电阻元件9a的电流得到的Iu11、Iv11、Iw11、以及Iu12、Iv12、Iw12，计算检测电流Iu1、Iv1、Iw1。
另外，如之前的实施方式2所说明的那样，对于第1三相绕组，可以根据一相的电流检测值推定无法检测的两相的电流检测值。并且，也可以如之前的实施方式3～5所说明的那样，将第2定时的电流检测值校正为与第1定时的电流检测值相当。
第2电流检测器11g由第2电流检测用电阻元件9b和运算器10g构成。通过将第2电流检测用电阻元件9b设置为与第2功率转换器4b的低电位侧开关元件Sun2、Svn2、Swn2的各相串联，从而运算器10g检测流过第2三相绕组的电流。
具体而言，运算器10g在第1定时ts1检测流过第2三相绕组的电流Iu21、Iv21、Iw21，在第2定时ts2检测流过第2三相绕组的电流Iu22、Iv22、Iw22。
运算器10g根据由流过第2电流检测用电阻元件9b的电流得到的Iu21、Iv21、Iw21、以及Iu22、Iv22、Iw22，计算检测电流Iu2、Iv2、Iw2。
另外，如之前的实施方式2所说明的那样，对于第2三相绕组，可以根据一相的电流检测值推定无法检测的两相的电流检测值。并且，也可以如之前的实施方式3～5所说明的那样，将第2定时的电流检测值校正为与第1定时的电流检测值相当。
以下，说明在控制具有两组无相位差的三相绕组的交流旋转电机时本实施方式6的第1定时ts1和第2定时ts2的设定方法。
与绕组有1组的情况相同，第1定时ts1可以设定为第1三相施加电压和第2三相施加电压在小于第1规定值或为载波信号的最大值时第1最大相和第2最大相以外的各相的低电位侧开关元件全部导通的定时。例如，可设为载波信号一个周期的中央起2.4μs后。
由于在第1定时ts1无法检测电流的情况下想要使用第2定时ts2，因此可将第2定时ts2设定为除上述以外可获得有效的电流检测值的定时。在之前的图23和图24中，示出了第1三相施加电压与第2三相施加电压全部为相同波形。但是实际设备中，由于第1三相绕组及电路和第2三相绕组及电路各自的诸规格差异，第1三相施加电压和第2三相施加电压的相位或振幅会产生差异。
图25是表示本发明的实施方式6的第1三相施加电压与第2三相施加电压产生了相位差的情况下的波形的图。可在第1定时ts1检测的电气角度区域由于三相施加电压的相位差的影响而比之前图14的情况要小。
考虑将第2定时如之前的图14那样设定为从载波信号一个周期的中央起2.6μs前。该情况下，由第1电流检测用电阻元件9a获得的电流检测值没有受到第1三相施加电压的开关噪声的影响，但会受到第2三相施加电压的开关噪声的影响。其结果导致电流检测精度恶化。
因此，将使用第2定时的区域中的第1中间相和第2中间相的最小值设为Vmid＿min，ts2设定为满足下式(24)即可。
【数学式23】
ts2≥Tc(0.5Vdc-Vmid_min)/Vdc/2 (24)
若是图25的情况，则Vmid＿min为0.3Vdc，ts2为5μs以上。因此，将第2定时设定为从载波信号一个周期的中央起提前5μs以上。
如上所述，根据实施方式6，具备如下结构：在各相施加电压小于第1规定值或者为载波信号的最大值时，基于第1定时检测到的电流值运算检测电流，在除此以外的时刻，基于第2定时检测到的电流值运算检测电流。其结果是能够获得不包含开关噪声的电流检测值，能够获得可减少具有无相位差的多个n相(n为3以上的自然数)绕组的交流旋转电机产生的振动、噪声这一现有技术没有的显著效果。
实施方式7.
在之前的实施方式6中，说明将本发明的控制装置应用于具有两组无相位差的三相绕组的交流旋转电机的情况。与此相对，在本实施方式7中，说明将本发明的控制装置应用于在两组三相绕组中具有30deg相位差的交流旋转电机的情况。因此，本实施方式7与之前的实施方式6相比，区别仅在于有无相位差。
图26是表示本发明的实施方式7的第1三相施加电压Vu1’、Vv1’、Vw1’和第2三相施加电压Vu2’、Vv2’、Vw2’的图。在图26中的[1]使用第1定时的电流检测值计算检测电流，在[2]使用第2定时的电流检测值计算检测电流。
另外，在计算检测电流时，如之前的实施方式2所说明的那样，可以根据一相的电流检测值推定无法检测的两相的电流检测值。并且，也可以如实施方式3～5所说明的那样，将第2定时的电流检测值校正为与第1定时的电流检测值相当。
以下，说明在控制两组三相绕组具有相位差的交流旋转电机时本实施方式7的第1定时ts1和第2定时ts2的设定方法。
与绕组为1组的情况相同，第1定时ts1可以设定为第1三相施加电压和第2三相施加电压在小于第1规定值或为载波信号的最大值时第1最大相和第2最大相以外的各相的低电位侧开关元件全部导通的定时。例如，可设为载波信号一个周期的中央起2.4μs后。
由于在第1定时ts1无法检测电流的情况下想要使用第2定时ts2，因此可将第2定时ts2设定为除上述以外可获得有效的电流检测值的定时。本实施方式7的交流旋转电机中，由于具有30deg的相位差，因此如图26所示那样，在电气角度一个周期中存在六个使用第2定时的电流检测值的区域。
即，与之前的图14的情况相比，可在第1定时ts1检测的电气角度区域由于三相施加电压的相位差的影响而大幅减少。另一方面，若如之前的图14那样将第2定时设定为从载波信号一个周期的中央起2.6μs之前，则由第1电流检测用电阻元件9a获得的电流检测值不会受到第1三相施加电压的开关噪声的影响，由于具有足够的相位差，从而也不会受到第2三相施加电压的开关噪声的影响。因此，电流检测精度不会恶化。
因此，在具有足够的相位差的情况下，可以利用与一组绕组相同的考虑方法来设定第2定时。例如，可以将第2定时设定为从载波信号一个周期的中央起2.6μs之前。
如上所述，根据实施方式7，具备如下结构：在各相施加电压小于第1规定值或者为载波信号的最大值时，基于第1定时检测到的电流值运算检测电流，在除此以外的时刻，基于第2定时检测到的电流值运算检测电流。其结果是能够获得不包含开关噪声的电流检测值，能够获得可减少具有存在相位差的多个n相(n为3以上的自然数)绕组的交流旋转电机产生的振动、噪声这一现有技术没有的显著效果。

Claims (10)

1.一种交流旋转电机的控制装置，其特征在于，包括：
输出直流电压的直流电源；
具有m组n相绕组的交流旋转电机，其中，m设为自然数、n设为3以上的自然数；
检测所述m组所述n相绕组各自的电流值的电流检测器；
具有高电位侧开关元件和低电位侧开关元件的功率转换器，通过基于导通/截止信号对所述高电位侧开关元件和所述低电位侧开关元件进行开关控制，从而将所述直流电压转换成交流电压并施加到所述绕组；以及
控制部，基于所述交流旋转电机的电流指令和所述电流检测器的电流检测值的差分运算电压指令，并对基于所述电压指令运算得到的施加电压和载波信号进行比较，从而向所述功率转换器的所述高电位侧开关元件和所述低电位侧开关元件输出所述导通/截止信号，
所述电流检测器在基于串联***到所述功率转换器的至少(n-1)相的低电位侧开关元件的电流检测用电阻元件中流过的电流来检测流过所述n相绕组的电流时，在所述载波信号的一个周期中的两次以上的固定定时检测电流，从而获取不包含因开关噪声而产生的误差的所述电流检测值。
2.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述功率转换器对于所述m组分别进行如下动作：通过等同地对所有的电压指令进行位移，来对运算求得的所述n相各相的所述施加电压进行补偿校正，以使与最大相的电压指令相对应地运算得到的施加电压等于所述载波信号的最大值。
3.如权利要求1或2所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
还具有检测所述交流旋转电机的角度的角度检测器，
所述电流检测器对所述m组分别进行如下动作：在本次的电流检测定时能够检测n相中至少一相的电流且最多有(n-1)相的电流无法检测的情况下，基于在过去的电流检测定时获得的n相检测电流、在所述本次的电流检测定时能检测到的一相的检测电流、以及通过所述角度检测器检测到的所述过去的电流检测定时的所述交流电动机的角度和所述本次的电流检测定时的所述交流电动机的角度的差分即角度变化量，通过运算推定所述本次的电流检测定时的无法检测的所述(n-1)相的电流。
4.如权利要求1至3的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流检测器对所述m组分别进行如下动作：在所述施加电压的所述n相电压分别是小于第1规定值或等于所述载波信号的最大值的第1状态的情况下，基于在至少电压指令为最大的相以外的各相的低电位侧开关元件全部导通的第1定时获得的所述电流检测值来运算检测电流，在所述第1状态以外的情况下，基于在与所述第1定时不同的定时、即在至少电压指令为最小的相的低电位侧开关元件导通的第2定时获得的所述电流检测值来运算所述检测电流。
5.如权利要求4所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流检测器基于与基准定时和所述第1定时的时间差成比例的第1系数，将所述第1定时的电流检测值校正为所述基准定时下的电流检测值，
所述电流检测器基于与基准定时和所述第2定时的时间差成比例的第2系数，将所述第2定时的电流检测值校正为所述基准定时下的电流检测值。
6.如权利要求5所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流检测器在所述第1定时和所述第2定时均能检测出两相以上的情况下，使用各相的电流检测值的比，计算所述第1系数和所述第2系数的比，将所述第1定时的电流检测值或所述第2定时的电流检测值的至少一方校正为所述基准定时的电流检测值。
7.如权利要求6所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流检测器使用能检测相中最大振幅相的电流检测值的比，计算所述第1系数和所述第2系数的比。
8.如权利要求5至7的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流检测器将所述基准定时设为所述第1定时，不对所述第1定时的电流检测值进行校正，而将所述第2定时的电流检测值校正为所述第1定时的电流检测值。
9.如权利要求5所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流检测器将所述基准定时设为所述第1定时，对于过去的定时中在所述第1定时和所述第2定时均能够检测电流检测值的相，在本次的定时中在所述第1定时下无法检测电流检测值而在所述第2定时下能够检测电流检测值的情况下，对所述本次的定时中第2定时下的电流检测值加上将过去的定时中第1定时下的电流检测值减去第2定时下的电流检测值而得到的值，从而将所述本次的定时中第2定时下的电流检测值校正为所述本次的定时中第1定时的电流检测值。
10.一种电动助力转向***的控制装置，其特征在于，
包括权利要求1至9的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，
所述控制部运算所述电压指令，以使所述交流旋转电机产生辅助转向***的操舵转矩的转矩。
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