JP2014011830A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチング損失の抑制とノイズの低減を両立する電力変換装置を提供する。
【解決手段】商用電源から入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、スイッチング素子の直列回路を少なくとも一相分有し、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、スイッチング素子のゲートに電流を供給するゲート駆動回路と、を備え、ゲート駆動回路はゲート抵抗を有し、スイッチング素子の少なくとも一部はMOSFETであり、MOSFETのゲートに位置するゲート抵抗をMOSFETがオフしてから設定時間大きくする。
【選択図】 図2
【解決手段】商用電源から入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、スイッチング素子の直列回路を少なくとも一相分有し、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、スイッチング素子のゲートに電流を供給するゲート駆動回路と、を備え、ゲート駆動回路はゲート抵抗を有し、スイッチング素子の少なくとも一部はMOSFETであり、MOSFETのゲートに位置するゲート抵抗をMOSFETがオフしてから設定時間大きくする。
【選択図】 図2
Description
本発明は、電力変換装置に関する。
電力変換装置に用いられるスイッチング素子のスイッチング速度を高速化することで、インバータ回路で発生する損失を低減することができる。
しかし、スイッチング素子のスイッチング速度を高速化すると、ノイズも大きくなる。
特許文献1は、スイッチング素子のゲート抵抗を、ターンオン時にノイズを低減できる高さにし、コレクタ電流のゼロクロスを検出する時に小さく切り替える技術を開示している。特許文献1によれば、スイッチング損失の増加を抑制しつつ、ノイズを低減することができる。
特許文献1は、スイッチング素子のゲート抵抗を、ターンオン時にノイズを低減できる高さにし、コレクタ電流のゼロクロスを検出する時に小さく切り替える技術を開示している。特許文献1によれば、スイッチング損失の増加を抑制しつつ、ノイズを低減することができる。
ところで、電力変換装置に用いられるスイッチング素子の損失を低減する方法として、MOSFETをスイッチング素子として用いることが考えられる。
しかし、MOSFETは寄生ダイオードで発生する逆回復電流が大きい。この逆回復電流によってノイズが発生する。特に、高負荷時の逆回復電流が大きい時に、ノイズが規制値を超える可能性がある。
特許文献1に記載の技術では、MOSFETの逆回復電流によるノイズを十分低減することができない可能性がある。
そこで、本発明は、MOSFETの逆回復電流によるノイズを低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明の電力変換装置は、商用電源から入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、スイッチング素子の直列回路を少なくとも一相分有し、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、スイッチング素子のゲートに電流を供給するゲート駆動回路と、を備え、ゲート駆動回路はゲート抵抗を有し、スイッチング素子の少なくとも一部はMOSFETであり、MOSFETのゲートに位置するゲート抵抗をMOSFETがオフしてから設定時間大きくする。
本発明によれば、MOSFETの逆回復電流によるノイズを低減することができる。
以下、本発明に係る電力変換装置について、図面を参照しながら詳細に説明する。
図1は、空気調和機の全体構成図である。商用電源1は室内機2に接続され、室内機2と室外機3は室内外接続ケーブルで接続されている。また、室内機2と室外機3は図示しない接続配管で接続されており、この接続配管を通して、室内機2と室外機3との間で図示しない冷媒が循環する。
室外機3は、リアクタ4と、三相コンバータ回路5と、三相インバータ回路6と、圧縮機9で構成される。さらに、三相インバータ回路6は、図1に示すように、第1〜第6のスイッチング素子7a〜7fと、第1〜第6のスイッチング素子7a〜7fを駆動するゲート駆動回路を備えている。
室外機3に入力された交流電力は三相コンバータ回路5によって直流電力に変換され、三相インバータ回路6に入力される。三相インバータ回路6に入力された直流電力は、スイッチング素子7a〜7fがスイッチング動作をすることで三相交流電力に変換され、圧縮機9に三相交流を入力することで圧縮機9を駆動させる。
第1〜第3のスイッチング素子(以下「上アームのスイッチング素子」という。)7a〜7cには、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(以下「IGBT」という。)を用いる。一方、第4〜第6のスイッチング素子(以下「下アームのスイッチング素子」という。
)7d〜7fには、Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor構造の半導体素子(以下「MOSFET」という。)を用いる。
)7d〜7fには、Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor構造の半導体素子(以下「MOSFET」という。)を用いる。
低負荷領域(中間・定格領域)では、IGBTの定常損失がMOSFETの定常損失を上回っているが、高負荷領域(低温暖房領域)では、両者の関係が逆転する。MOSFETの損失は電流の2乗で増大するからである。
本実施例では、低負荷領域の定常損失を低減するために、IGBT及びMOSFETの両方を用いている。また、MOSFETは発熱量が大きく、冷却機構が大型化するのを避けるために、スイッチング素子全てにMOSFETを用いらず、IGBTとMOSFETの両方を用いている。但し、低負荷領域での定常損失をより低減する観点から、スイッチング素子の全てにMOSFETを用いてもよい。
また、室外機3は、三相コンバータ回路5で生成した直流電圧を検出する直流電圧検出部10と、三相インバータ回路6に流れる電流を検出する電流検出部11と、圧縮機9の回転数を検出する回転数検出部15と、直流電圧検出部10と電流検出部11からの情報に基づいて空気調和機の運転状態を判定する運転状態判定部13と、ゲート駆動回路8a〜8fの動作を制御するゲート駆動回路制御部14を備えている。
回転数検出部15は、シャント抵抗により母線電流を計測して、圧縮機9の回転数を検出するものであるが、他の方法によって圧縮機9の回転数を検出してもよい。
運転状態判定部13と、ゲート駆動回路制御部14は、例えば、Central Processing Unit(以下「CPU」という。)、Read Only Memory(以下「ROM」という。)、Random Access Memory(以下「RAM」という。)などを備えたマイクロコンピュータ(以下「マイコン」という。)12に設けられている。マイコン12は、ROMに記憶されているプログラムを読み出して実行し、各種機能部の実行制御を行う。
ゲート駆動回路制御部14は、判定した運転状態に基づいて生成された駆動信号を各ゲート駆動回路8a〜8fに送信する。そして、ゲート駆動回路制御部14から送信された信号に基づいてゲート駆動回路8a〜8fは所定のスイッチング速度でスイッチング動作を行う。
図2は、三相インバータ回路のU相下アームにおけるゲート駆動回路である。U相下アームのゲートに位置するU相下アームゲート駆動回路8dはトランジスタ8a−1と、ゲート抵抗8a−3、8a−4と、スイッチング素子7aを駆動させる駆動電源8a−9と、トランジスタ8a−1を駆動するゲート駆動電源8a−10と、から構成される。駆動電源8a−9とゲート駆動電源8a−10にはゲート駆動回路制御部14から信号が入力される。
ここで、下アームのスイッチング素子7d〜7fにSJ−MOSのような寄生ダイオードの逆回復電流が大きい素子を用いた場合、上アームのスイッチング素子7a〜7cのスイッチングのスピードが速すぎるとMOSFETの寄生ダイオードで発生する逆回復電流が大きくなる。そのため、ノイズが増大してしまい、規格値をオーバーしてしまう可能性がある。特に、低温暖房領域のような高負荷・高入力領域では、逆回復電流も増大するためノイズが増大し、規格値を超える可能性がある。
しかし、逆回復電流を抑えるために上アームのスイッチング素子7a〜7cのスピードを低速化させると上アームのスイッチング素子7a〜7cのスイッチング損失は増大し、APFの改善効果は薄れてしまう。
そこで、本実施例は、下アームのスイッチング素子7d〜7eがオフしてから所定時間、下アームのスイッチング素子7d〜7fのゲート抵抗を大きくしている。
インバータ駆動を行う際、下アームのMOSFETが還流モードに入った後、上アームのIGBTがスイッチングすることで、MOSFETの寄生ダイオードに逆回復電流が発生し、上下アームに貫通電流が流れる。この時、下アームのMOSFETの帰還容量成分を通って、MOSFETのゲート側に電流が流れることで、本来オフしているべきMOSFETのゲートがオンする、いわゆるセルフターンオンが発生する。
このセルフターンの影響によって、MOSFETの逆回復電流の波形が変わる。上アームのスイッチング素子7a〜7cのスイッチング時に、下アームのスイッチング素子7d〜7fのゲート抵抗を大きいと、下アームのスイッチング素子7d〜7fの寄生ダイオードの逆回復電流が消滅するまでのdi/dtが小さくなる。従って、この逆回復電流消滅によるノイズを低減させることができる。
次に、スイッチング素子7dのゲート抵抗を小さくする方法について説明する。スイッチング素子7dをオンしている時はトランジスタ8a−1をオフにして、スイッチング素子7dのスイッチングノイズを低減させている。
一方、スイッチング素子7dがオフしてから所定時間トランジスタ8a−1をオンにして、スイッチング素子7dのゲート抵抗を低減し、逆回復電流によるノイズを低減させている。
具体的なゲート抵抗の値は、所望のノイズ低減効果を得ることができるように、予め実験によって選定しておけばよい。
なお、トランジスタ8d−1のコレクタはスイッチング素子7dのゲートに接続されており、トランジスタ8d−1のエミッタは抵抗8d−3を介して駆動電源8d−9に接続されている。このように接続することで、トランジスタ8d−1をオンしたときに、上下アーム貫通電流がスイッチング素子7dのゲートから駆動電源8d−9方向への流れにおけるゲート抵抗を大きくすることができる。
また、V相下アームのゲート駆動回路8e、W相下アームのゲート駆動回路8fのゲート抵抗も同様の方法で可変させる。
また、下アームのスイッチング素子7e〜7fにMOSFETを採用する場合について説明したが、上アームのスイッチング素子7a〜7cにMOSFETを採用する場合は、ゲート駆動回路8a〜8cのゲート抵抗を同様の方法で変化させてもよい。
本実施例では、U相下アームゲート駆動回路8dに加えて、U相上アームゲート駆動回路8aにおけるゲート抵抗を変化させる方法について説明する。
図3は、三相インバータ回路のU相におけるゲート駆動回路である。U相下アームのゲート駆動回路8dは図2と同様の構成である。U相上アームのゲート駆動回路8aは、トランジスタ8a−1と、ゲート抵抗8a−3、8a−4と、スイッチング素子7aを駆動させる駆動電源8a−9と、トランジスタ8a−1を駆動するゲート駆動電源8a−13と、から構成される。駆動電源8a−9とゲート駆動電源8a−10にはゲート駆動回路制御部14からの信号が入力される。
上述した通り、下アームのスイッチング素子7d〜7fにSJ−MOSのような寄生ダイオードの逆回復電流が大きい素子を用いた場合、上アームのスイッチング素子7a〜7cのスイッチングのスピードが速すぎると逆回復電流が大きくなる。そのため、ノイズが増大する。
そこで、本実施例は、スイッチング素子7aがオンするときに、スイッチング素子7aにおけるU相上アームゲート駆動回路8aのゲート抵抗を大きい状態にしている。ゲート抵抗を大きい状態にしておくことで、スイッチング素子7aをオンするときのスイッチングスピードが遅くなり、逆回復電流によるノイズを低減することができる。
次に、トランジスタ8a−1の動作を説明する。通常時におけるトランジスタ8a−1はオンである。一方、スイッチング素子7aがオンしてから所定時間トランジスタ8a−1をオフにし、スイッチング素子7aのゲート抵抗を増大する。
この方法によれば、スイッチング素子7aがオンする時におけるIGBTのスイッチングのスピードを落とすことができ、MOSFETの寄生ダイオードの逆回復電流によるノイズをさらに低減させることができる。
このように、スイッチング素子7aのゲート抵抗値を切り替えてノイズを低減させることで、単純にゲート抵抗を大きくする。つまり全運転領域に渡って、スイッチング素子7aの全体としてのゲート抵抗を高く設定してノイズを低減させる必要がなくなる。つまり、低負荷領域ではゲート抵抗を小さくしてAPFを改善させ、ノイズが大きくなりやすい高負荷領域ではゲート抵抗を大きくして、スイッチングによるノイズを抑えるというように、APFの改善とノイズ低減の両面を考慮して駆動させることが可能となる。
なお、図3において、U相上アームゲート駆動回路8aのトランジスタ8a−1のコレクタ及びエミッタの配置は、U相下アームゲート駆動回路8dのトランジスタ8d−1のコレクタ及びエミッタの配置と逆である。つまり、トランジスタ8a−1をオフすることで、スイッチング素子7aをオンするときのゲート抵抗を大きくすることができる。
次に、空気調和機の運転領域に応じてスイッチング素子のスイッチングのスピードを変更する方法を説明する。
直流電圧検出部10で検出した直流電圧と、電流検出部11で検出した三相インバータ回路6に流れる電流と、回転数検出部15で検出した圧縮機9の回転数に基づいて、運転状態判定部13が空気調和機の運転状態を判定する。本実施例は、空気調和機の運転状態は、低出力である中間・定格、及び、高出力である低温暖房のどちらかを判定するものであるが、運転状態を3つ以上に分けてもよい。
なお、圧縮機9の回転数だけに基づいて空気調和機の運転領域を分けても良い。
図4は、三相インバータ回路のU相上アームにおけるU相上アームゲート駆動回路8aである。
図4は、三相インバータ回路のU相上アームにおけるU相上アームゲート駆動回路8aである。
U相上アームのゲート駆動回路8aはトランジスタ8a−1、8a−2、8a−5、8a−6と、ゲート抵抗8a−3、8a−4、8a−7、8a−8と、スイッチング素子7aを駆動させる駆動電源8a−9と、トランジスタ8a−1、8a−2、8a−5、8a−6を駆動するゲート駆動電源8a−10と、から構成される。駆動電源8a−9とゲート駆動電源8a−10にはゲート駆動回路制御部14からの信号が入力される。
トランジスタ8a−1、8a−2、8a−5、8a−6の動作を説明する。スイッチング素子7aのオン時はトランジスタ8a−5及び8a−6はオフである。また、トランジスタ8a−1はオン且つトランジスタ8a−2はオフ、トランジスタ8a−1はオフ且つトランジスタ8a−2はオン、若しくは、トランジスタ8a−1はオン且つトランジスタ8a−2はオンとする。
スイッチング素子7aオフ時はトランジスタ8a−1と8a−2はオフである。トランジスタ8a−5はオン且つトランジスタ8a−6はオフ、トランジスタ8a−5はオフ且つトランジスタ8a−6はオン、若しくは、トランジスタ8a−5はオン且つトランジスタ8a−6はオンとする。
空気調和機の運転状態が低入力領域である中間・定格領域の場合においては、APF向上効果を高めるためにゲート抵抗値を小さくなるようにする。
トランジスタ8a−1若しくは8a−2のうち片方がオンであった場合は、トランジスタ8a−1と8a−2は共にオンにしてオン時のゲート抵抗値を小さくする。或いは、ゲート抵抗8a−3と8a−4のうち小さい方のゲート抵抗を使用するようにトランジスタ8a−1若しくは8a−2のうちオンするトランジスタを切り替える。要するに、ゲート抵抗値を切り替える前よりも小さくなるように、トランジスタ8a−1及び8a−2のオンとオフを切り替えることで、スイッチング速度を早め、スイッチング損失を低減することができる。
スイッチング素子7aオフ時も同様に、オフ時のゲート抵抗値が切り替える前よりも小さくなるように、トランジスタ8a−5と8a−6を切り替えればよい。トランジスタ8a−5若しくは8a−6のうち片方がオンであった場合は、トランジスタ8a−5と8a−6は共にオンにしてオン時のゲート抵抗値を小さくする。或いは、ゲート抵抗8a−7と8a−8のうち小さい方のゲート抵抗を使用するようにトランジスタ8a−5若しくは8a−6のうちオンするトランジスタを切り替える。
中間・定格領域のような低負荷領域・低入力領域ではAPF向上効果を高めるために、スイッチング素子7a〜7c、若しくは、スイッチング素子7a〜7fのスイッチング速度を速め、スイッチング素子7a〜7fのスイッチング損失を低減させることができる。空気調和機は、中間・定格領域での運転時間が、高負荷・高入力領域での運転時間より長く、中間・定格領域での効率改善によるAPF向上効果は大きい。
また、低温暖房領域のような高負荷領域・高入力領域では、ノイズを増大させないようにスイッチング素子7a〜7c、若しくは7a〜7fのスイッチング速度を低速化する。
このように、運転領域ごとにスイッチング素子7a〜7fのスイッチング速度を変更することで、空気調和機のAPF向上効果を高めつつ、SJ−MOSのような寄生ダイオードの逆回復電流が大きい半導体素子を使用した場合においても、ノイズを規制値内に抑えるように制御することが可能である。
本発明は、スイッチング素子のオン時のスピードとオフ時のゲート抵抗値をそれぞれ切り替えることができるため、よりAPF向上効果とノイズの調整が可能である。
なお、スイッチング素子7aのオン時、及び、オフ時の両方でスイッチング速度を速める場合について説明したが、スイッチング素子7aのオン時、又は、オフ時の片方だけスイッチングのスピードを速めるよう構成してもよい。
また、具体的なゲート抵抗の値は、所望のAPF改善効果を得ることができるように、予め実験によって選定しておけばよい。
なお、U相上アームのゲート駆動回路8aの動作について説明したが、U相下アームのゲート駆動回路、V相のゲート駆動回路及びW相のゲート駆動回路の動作についても同様である。
図4では4つのトランジスタ8a−1、8a−2、8a−5、8a−6と、4つのゲート抵抗8a−3、8a−4、8a−7、8a−8を有する場合について説明したが、その個数に捕らわれるものではなく、所望のゲート抵抗値に設定できるように、使用するゲート抵抗とトランジスタの個数を変えてもよい。
以上のように、空気調和機の運転状態に応じて三相インバータ回路6内スイッチング素子のスイッチング速度を切り替えることで、APF向上効果を高めつつ、高負荷領域では規格値を満たすようにノイズを抑えることが可能な空気調和機を提供することが可能である。
また、本発明で使用するMOSFETに、スーパー・ジャンクション・MOSFET(SJ−MOSFET)やシリコン・カーバイド・MOSFET(SiC−MOSFET)を使用することで、さらにAPF向上効果を高めた空気調和機を提供することが可能である。
また、本発明で使用するIGBT、若しくは、MOSFETの還流ダイオードにシリコン・カーバイドを用いた素子であるSiC−ショットキー・バリヤ・ダイオード(SiC−SBD)を使用することで、MOSFETの逆回復電流を低減でき、ノイズの小さい空気調和機を提供することが可能である。
なお、高負荷領域において、電流検出部11で検出した電流が閾値を超えた場合に、MOSFETに供給する電流を低減、又は、停止する制御を行ってもよい。
また、本実施例では、空気調和機に用いる電力変換装置について説明したが、本発明の電力変換装置を空気調和機以外の機器に用いても良い。
以上説明した通り、本発明の電力変換装置は、商用電源から入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、スイッチング素子の直列回路を少なくとも一相分有し、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、スイッチング素子のゲートに電流を供給するゲート駆動回路と、を備え、ゲート駆動回路はゲート抵抗を有し、スイッチング素子の少なくとも一部はMOSFETであり、MOSFETのゲートに位置するゲート抵抗をMOSFETがオフしてから設定時間大きくする。
さらに、本発明の電力変換装置は、MOSFETのゲートに位置するゲート駆動回路は、ゲート抵抗を介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路と、ゲート抵抗及びスイッチを介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路と、を並列に有し、スイッチをMOSFETがオフしてから設定時間オンする。
さらに、本発明の電力変換装置は、スイッチはトランジスタであり、トランジスタのコレクタはMOSFETのゲートに接続され、トランジスタのエミッタはゲート電源に接続される。
さらに、本発明の電力変換装置は、MOSFETの直列回路の他方のスイッチング素子はIGBTであり、IGBTがオンする時に、IGBTのゲートに位置するゲート抵抗を大きくしている。
さらに、本発明の電力変換装置は、MOSFETのゲートに位置するゲート駆動回路は、ゲート抵抗を介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路と、ゲート抵抗及びスイッチを介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路と、を並列に有し、IGBTがオンする時に、スイッチをオフしている。
IGBTのON直後の逆回復電流を抑制し、且つ、MOSFETのスイッチング損失を低減することができる。
さらに、本発明の電力変換装置は、MOSFETのゲート駆動回路は、ゲート抵抗及びトランジスタを介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路を4つ有し、回路のうち2つは、トランジスタのコレクタはMOSFETのゲートに接続され、トランジスタのエミッタはゲート電源に接続され、回路のうち2つは、トランジスタのエミッタはMOSFETのゲートに接続され、トランジスタのコレクタはゲート電源に接続される。
さらに、本発明の電力変換装置は、三相インバータ回路によって駆動される圧縮機と、を備え、圧縮機の回転数が高いほどゲート駆動回路のゲート抵抗を下げる。
1 商用電源
2 室内機
3 室外機
4 リアクタ
5 三相コンバータ回路
6 三相インバータ回路
7a、7b、7c、7d、7e、7f スイッチング素子
8a U相上アームゲート駆動回路
8a−1、8a−2、8a−5、8a−6 トランジスタ
8a−3、8a−4、8a−7、8a−8 ゲート抵抗
8a−9 駆動電源
8a−10 ゲート駆動電源
8b V相上アームゲート駆動回路
8c W相上アームゲート駆動回路
8d U相下アームゲート駆動回路
8e V相下アームゲート駆動回路
8f W相下アームゲート駆動回路
9 圧縮機
10 直流電圧検出部
11 電流検出部
12 マイクロコンピュータ
13 運転状態判定部
14 ゲート駆動回路制御部
15 回転数検出部
2 室内機
3 室外機
4 リアクタ
5 三相コンバータ回路
6 三相インバータ回路
7a、7b、7c、7d、7e、7f スイッチング素子
8a U相上アームゲート駆動回路
8a−1、8a−2、8a−5、8a−6 トランジスタ
8a−3、8a−4、8a−7、8a−8 ゲート抵抗
8a−9 駆動電源
8a−10 ゲート駆動電源
8b V相上アームゲート駆動回路
8c W相上アームゲート駆動回路
8d U相下アームゲート駆動回路
8e V相下アームゲート駆動回路
8f W相下アームゲート駆動回路
9 圧縮機
10 直流電圧検出部
11 電流検出部
12 マイクロコンピュータ
13 運転状態判定部
14 ゲート駆動回路制御部
15 回転数検出部
Claims (5)
- 商用電源から入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、
スイッチング素子の直列回路を少なくとも一相分有し、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
前記スイッチング素子のゲートに電流を供給するゲート駆動回路と、を備え、
前記ゲート駆動回路はゲート抵抗を有し、
前記スイッチング素子の少なくとも一部はMOSFETであり、
前記MOSFETのゲートに位置する前記ゲート抵抗を前記MOSFETがオフしてから設定時間大きくすることを特徴とする電力変換装置。 - 前記MOSFETのゲートに位置する前記ゲート駆動回路は、
前記ゲート抵抗を介してゲート電源と前記スイッチング素子のゲートとを接続する回路と、
前記ゲート抵抗及びスイッチを介して前記ゲート電源と前記スイッチング素子のゲートとを接続する回路と、
を並列に有し、
前記スイッチを前記MOSFETがオフしてから設定時間オフすることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記スイッチはトランジスタであり、
前記トランジスタのコレクタは前記MOSFETのゲートに接続され、前記トランジスタのエミッタは前記ゲート電源に接続されることを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。 - 前記MOSFETの直列回路の他方のスイッチング素子はIGBTであり、
前記IGBTがオンする時に、前記IGBTのゲートに位置する前記ゲート抵抗を大きくしていることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記IGBTのゲートに位置する前記ゲート駆動回路は、
前記ゲート抵抗を介してゲート電源と前記スイッチング素子のゲートとを接続する回路と、
前記ゲート抵抗及びスイッチを介して前記ゲート電源と前記スイッチング素子のゲートとを接続する回路と、
を並列に有し、
前記IGBTがオンする時に、前記スイッチをオフしていることを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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KR20160048314A (ko) * | 2014-10-23 | 2016-05-04 | 삼성디스플레이 주식회사 | Dc-dc 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치 |
KR101911262B1 (ko) | 2017-01-25 | 2018-10-24 | 엘지전자 주식회사 | 노이즈 저감 기능을 가지는 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기 |
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2012
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR20160048314A (ko) * | 2014-10-23 | 2016-05-04 | 삼성디스플레이 주식회사 | Dc-dc 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치 |
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