JP2014011830A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失の抑制とノイズの低減を両立する電力変換装置を提供する。
【解決手段】商用電源から入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、スイッチング素子の直列回路を少なくとも一相分有し、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、スイッチング素子のゲートに電流を供給するゲート駆動回路と、を備え、ゲート駆動回路はゲート抵抗を有し、スイッチング素子の少なくとも一部はＭＯＳＦＥＴであり、ＭＯＳＦＥＴのゲートに位置するゲート抵抗をＭＯＳＦＥＴがオフしてから設定時間大きくする。
【選択図】 図２

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

電力変換装置に用いられるスイッチング素子のスイッチング速度を高速化することで、インバータ回路で発生する損失を低減することができる。

しかし、スイッチング素子のスイッチング速度を高速化すると、ノイズも大きくなる。
特許文献１は、スイッチング素子のゲート抵抗を、ターンオン時にノイズを低減できる高さにし、コレクタ電流のゼロクロスを検出する時に小さく切り替える技術を開示している。特許文献１によれば、スイッチング損失の増加を抑制しつつ、ノイズを低減することができる。

特開２００５−２７８２７４号公報

ところで、電力変換装置に用いられるスイッチング素子の損失を低減する方法として、ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として用いることが考えられる。

しかし、ＭＯＳＦＥＴは寄生ダイオードで発生する逆回復電流が大きい。この逆回復電流によってノイズが発生する。特に、高負荷時の逆回復電流が大きい時に、ノイズが規制値を超える可能性がある。

特許文献１に記載の技術では、ＭＯＳＦＥＴの逆回復電流によるノイズを十分低減することができない可能性がある。

そこで、本発明は、ＭＯＳＦＥＴの逆回復電流によるノイズを低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、商用電源から入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、スイッチング素子の直列回路を少なくとも一相分有し、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、スイッチング素子のゲートに電流を供給するゲート駆動回路と、を備え、ゲート駆動回路はゲート抵抗を有し、スイッチング素子の少なくとも一部はＭＯＳＦＥＴであり、ＭＯＳＦＥＴのゲートに位置するゲート抵抗をＭＯＳＦＥＴがオフしてから設定時間大きくする。

本発明によれば、ＭＯＳＦＥＴの逆回復電流によるノイズを低減することができる。

空気調和機の全体構成図である。 Ｕ相下アームにおけるゲート駆動回路である。 Ｕ相におけるゲート駆動回路である。 Ｕ相上アームにおけるゲート駆動回路である。

以下、本発明に係る電力変換装置について、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、空気調和機の全体構成図である。商用電源１は室内機２に接続され、室内機２と室外機３は室内外接続ケーブルで接続されている。また、室内機２と室外機３は図示しない接続配管で接続されており、この接続配管を通して、室内機２と室外機３との間で図示しない冷媒が循環する。

室外機３は、リアクタ４と、三相コンバータ回路５と、三相インバータ回路６と、圧縮機９で構成される。さらに、三相インバータ回路６は、図１に示すように、第１〜第６のスイッチング素子７ａ〜７ｆと、第１〜第６のスイッチング素子７ａ〜７ｆを駆動するゲート駆動回路を備えている。

室外機３に入力された交流電力は三相コンバータ回路５によって直流電力に変換され、三相インバータ回路６に入力される。三相インバータ回路６に入力された直流電力は、スイッチング素子７ａ〜７ｆがスイッチング動作をすることで三相交流電力に変換され、圧縮機９に三相交流を入力することで圧縮機９を駆動させる。

第１〜第３のスイッチング素子（以下「上アームのスイッチング素子」という。）７ａ〜７ｃには、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」という。）を用いる。一方、第４〜第６のスイッチング素子（以下「下アームのスイッチング素子」という。
）７ｄ〜７ｆには、Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor構造の半導体素子（以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）を用いる。

低負荷領域（中間・定格領域）では、ＩＧＢＴの定常損失がＭＯＳＦＥＴの定常損失を上回っているが、高負荷領域（低温暖房領域）では、両者の関係が逆転する。ＭＯＳＦＥＴの損失は電流の２乗で増大するからである。

本実施例では、低負荷領域の定常損失を低減するために、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの両方を用いている。また、ＭＯＳＦＥＴは発熱量が大きく、冷却機構が大型化するのを避けるために、スイッチング素子全てにＭＯＳＦＥＴを用いらず、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの両方を用いている。但し、低負荷領域での定常損失をより低減する観点から、スイッチング素子の全てにＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。

また、室外機３は、三相コンバータ回路５で生成した直流電圧を検出する直流電圧検出部１０と、三相インバータ回路６に流れる電流を検出する電流検出部１１と、圧縮機９の回転数を検出する回転数検出部１５と、直流電圧検出部１０と電流検出部１１からの情報に基づいて空気調和機の運転状態を判定する運転状態判定部１３と、ゲート駆動回路８ａ〜８ｆの動作を制御するゲート駆動回路制御部１４を備えている。

回転数検出部１５は、シャント抵抗により母線電流を計測して、圧縮機９の回転数を検出するものであるが、他の方法によって圧縮機９の回転数を検出してもよい。

運転状態判定部１３と、ゲート駆動回路制御部１４は、例えば、Central Processing Unit（以下「ＣＰＵ」という。）、Read Only Memory（以下「ＲＯＭ」という。）、Random Access Memory（以下「ＲＡＭ」という。）などを備えたマイクロコンピュータ（以下「マイコン」という。）１２に設けられている。マイコン１２は、ＲＯＭに記憶されているプログラムを読み出して実行し、各種機能部の実行制御を行う。

ゲート駆動回路制御部１４は、判定した運転状態に基づいて生成された駆動信号を各ゲート駆動回路８ａ〜８ｆに送信する。そして、ゲート駆動回路制御部１４から送信された信号に基づいてゲート駆動回路８ａ〜８ｆは所定のスイッチング速度でスイッチング動作を行う。

図２は、三相インバータ回路のＵ相下アームにおけるゲート駆動回路である。Ｕ相下アームのゲートに位置するＵ相下アームゲート駆動回路８ｄはトランジスタ８ａ−１と、ゲート抵抗８ａ−３、８ａ−４と、スイッチング素子７ａを駆動させる駆動電源８ａ−９と、トランジスタ８ａ−１を駆動するゲート駆動電源８ａ−１０と、から構成される。駆動電源８ａ−９とゲート駆動電源８ａ−１０にはゲート駆動回路制御部１４から信号が入力される。

ここで、下アームのスイッチング素子７ｄ〜７ｆにＳＪ−ＭＯＳのような寄生ダイオードの逆回復電流が大きい素子を用いた場合、上アームのスイッチング素子７ａ〜７ｃのスイッチングのスピードが速すぎるとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで発生する逆回復電流が大きくなる。そのため、ノイズが増大してしまい、規格値をオーバーしてしまう可能性がある。特に、低温暖房領域のような高負荷・高入力領域では、逆回復電流も増大するためノイズが増大し、規格値を超える可能性がある。

しかし、逆回復電流を抑えるために上アームのスイッチング素子７ａ〜７ｃのスピードを低速化させると上アームのスイッチング素子７ａ〜７ｃのスイッチング損失は増大し、ＡＰＦの改善効果は薄れてしまう。

そこで、本実施例は、下アームのスイッチング素子７ｄ〜７ｅがオフしてから所定時間、下アームのスイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート抵抗を大きくしている。

インバータ駆動を行う際、下アームのＭＯＳＦＥＴが還流モードに入った後、上アームのＩＧＢＴがスイッチングすることで、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに逆回復電流が発生し、上下アームに貫通電流が流れる。この時、下アームのＭＯＳＦＥＴの帰還容量成分を通って、ＭＯＳＦＥＴのゲート側に電流が流れることで、本来オフしているべきＭＯＳＦＥＴのゲートがオンする、いわゆるセルフターンオンが発生する。

このセルフターンの影響によって、ＭＯＳＦＥＴの逆回復電流の波形が変わる。上アームのスイッチング素子７ａ〜７ｃのスイッチング時に、下アームのスイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート抵抗を大きいと、下アームのスイッチング素子７ｄ〜７ｆの寄生ダイオードの逆回復電流が消滅するまでのｄｉ／ｄｔが小さくなる。従って、この逆回復電流消滅によるノイズを低減させることができる。

次に、スイッチング素子７ｄのゲート抵抗を小さくする方法について説明する。スイッチング素子７ｄをオンしている時はトランジスタ８ａ−１をオフにして、スイッチング素子７ｄのスイッチングノイズを低減させている。

一方、スイッチング素子７ｄがオフしてから所定時間トランジスタ８ａ−１をオンにして、スイッチング素子７ｄのゲート抵抗を低減し、逆回復電流によるノイズを低減させている。

具体的なゲート抵抗の値は、所望のノイズ低減効果を得ることができるように、予め実験によって選定しておけばよい。

なお、トランジスタ８ｄ−１のコレクタはスイッチング素子７ｄのゲートに接続されており、トランジスタ８ｄ−１のエミッタは抵抗８ｄ−３を介して駆動電源８ｄ−９に接続されている。このように接続することで、トランジスタ８ｄ−１をオンしたときに、上下アーム貫通電流がスイッチング素子７ｄのゲートから駆動電源８ｄ−９方向への流れにおけるゲート抵抗を大きくすることができる。

また、Ｖ相下アームのゲート駆動回路８ｅ、Ｗ相下アームのゲート駆動回路８ｆのゲート抵抗も同様の方法で可変させる。

また、下アームのスイッチング素子７ｅ〜７ｆにＭＯＳＦＥＴを採用する場合について説明したが、上アームのスイッチング素子７ａ〜７ｃにＭＯＳＦＥＴを採用する場合は、ゲート駆動回路８ａ〜８ｃのゲート抵抗を同様の方法で変化させてもよい。

本実施例では、Ｕ相下アームゲート駆動回路８ｄに加えて、Ｕ相上アームゲート駆動回路８ａにおけるゲート抵抗を変化させる方法について説明する。

図３は、三相インバータ回路のＵ相におけるゲート駆動回路である。Ｕ相下アームのゲート駆動回路８ｄは図２と同様の構成である。Ｕ相上アームのゲート駆動回路８ａは、トランジスタ８ａ−１と、ゲート抵抗８ａ−３、８ａ−４と、スイッチング素子７ａを駆動させる駆動電源８ａ−９と、トランジスタ８ａ−１を駆動するゲート駆動電源８ａ−１３と、から構成される。駆動電源８ａ−９とゲート駆動電源８ａ−１０にはゲート駆動回路制御部１４からの信号が入力される。

上述した通り、下アームのスイッチング素子７ｄ〜７ｆにＳＪ−ＭＯＳのような寄生ダイオードの逆回復電流が大きい素子を用いた場合、上アームのスイッチング素子７ａ〜７ｃのスイッチングのスピードが速すぎると逆回復電流が大きくなる。そのため、ノイズが増大する。

そこで、本実施例は、スイッチング素子７ａがオンするときに、スイッチング素子７ａにおけるＵ相上アームゲート駆動回路８ａのゲート抵抗を大きい状態にしている。ゲート抵抗を大きい状態にしておくことで、スイッチング素子７ａをオンするときのスイッチングスピードが遅くなり、逆回復電流によるノイズを低減することができる。

次に、トランジスタ８ａ−１の動作を説明する。通常時におけるトランジスタ８ａ−１はオンである。一方、スイッチング素子７ａがオンしてから所定時間トランジスタ８ａ−１をオフにし、スイッチング素子７ａのゲート抵抗を増大する。

この方法によれば、スイッチング素子７ａがオンする時におけるＩＧＢＴのスイッチングのスピードを落とすことができ、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの逆回復電流によるノイズをさらに低減させることができる。

このように、スイッチング素子７ａのゲート抵抗値を切り替えてノイズを低減させることで、単純にゲート抵抗を大きくする。つまり全運転領域に渡って、スイッチング素子７ａの全体としてのゲート抵抗を高く設定してノイズを低減させる必要がなくなる。つまり、低負荷領域ではゲート抵抗を小さくしてＡＰＦを改善させ、ノイズが大きくなりやすい高負荷領域ではゲート抵抗を大きくして、スイッチングによるノイズを抑えるというように、ＡＰＦの改善とノイズ低減の両面を考慮して駆動させることが可能となる。

なお、図３において、Ｕ相上アームゲート駆動回路８ａのトランジスタ８ａ−１のコレクタ及びエミッタの配置は、Ｕ相下アームゲート駆動回路８ｄのトランジスタ８ｄ−１のコレクタ及びエミッタの配置と逆である。つまり、トランジスタ８ａ−１をオフすることで、スイッチング素子７ａをオンするときのゲート抵抗を大きくすることができる。

次に、空気調和機の運転領域に応じてスイッチング素子のスイッチングのスピードを変更する方法を説明する。

直流電圧検出部１０で検出した直流電圧と、電流検出部１１で検出した三相インバータ回路６に流れる電流と、回転数検出部１５で検出した圧縮機９の回転数に基づいて、運転状態判定部１３が空気調和機の運転状態を判定する。本実施例は、空気調和機の運転状態は、低出力である中間・定格、及び、高出力である低温暖房のどちらかを判定するものであるが、運転状態を３つ以上に分けてもよい。

なお、圧縮機９の回転数だけに基づいて空気調和機の運転領域を分けても良い。
図４は、三相インバータ回路のＵ相上アームにおけるＵ相上アームゲート駆動回路８ａである。

Ｕ相上アームのゲート駆動回路８ａはトランジスタ８ａ−１、８ａ−２、８ａ−５、８ａ−６と、ゲート抵抗８ａ−３、８ａ−４、８ａ−７、８ａ−８と、スイッチング素子７ａを駆動させる駆動電源８ａ−９と、トランジスタ８ａ−１、８ａ−２、８ａ−５、８ａ−６を駆動するゲート駆動電源８ａ−１０と、から構成される。駆動電源８ａ−９とゲート駆動電源８ａ−１０にはゲート駆動回路制御部１４からの信号が入力される。

トランジスタ８ａ−１、８ａ−２、８ａ−５、８ａ−６の動作を説明する。スイッチング素子７ａのオン時はトランジスタ８ａ−５及び８ａ−６はオフである。また、トランジスタ８ａ−１はオン且つトランジスタ８ａ−２はオフ、トランジスタ８ａ−１はオフ且つトランジスタ８ａ−２はオン、若しくは、トランジスタ８ａ−１はオン且つトランジスタ８ａ−２はオンとする。

スイッチング素子７ａオフ時はトランジスタ８ａ−１と８ａ−２はオフである。トランジスタ８ａ−５はオン且つトランジスタ８ａ−６はオフ、トランジスタ８ａ−５はオフ且つトランジスタ８ａ−６はオン、若しくは、トランジスタ８ａ−５はオン且つトランジスタ８ａ−６はオンとする。

空気調和機の運転状態が低入力領域である中間・定格領域の場合においては、ＡＰＦ向上効果を高めるためにゲート抵抗値を小さくなるようにする。

トランジスタ８ａ−１若しくは８ａ−２のうち片方がオンであった場合は、トランジスタ８ａ−１と８ａ−２は共にオンにしてオン時のゲート抵抗値を小さくする。或いは、ゲート抵抗８ａ−３と８ａ−４のうち小さい方のゲート抵抗を使用するようにトランジスタ８ａ−１若しくは８ａ−２のうちオンするトランジスタを切り替える。要するに、ゲート抵抗値を切り替える前よりも小さくなるように、トランジスタ８ａ−１及び８ａ−２のオンとオフを切り替えることで、スイッチング速度を早め、スイッチング損失を低減することができる。

スイッチング素子７ａオフ時も同様に、オフ時のゲート抵抗値が切り替える前よりも小さくなるように、トランジスタ８ａ−５と８ａ−６を切り替えればよい。トランジスタ８ａ−５若しくは８ａ−６のうち片方がオンであった場合は、トランジスタ８ａ−５と８ａ−６は共にオンにしてオン時のゲート抵抗値を小さくする。或いは、ゲート抵抗８ａ−７と８ａ−８のうち小さい方のゲート抵抗を使用するようにトランジスタ８ａ−５若しくは８ａ−６のうちオンするトランジスタを切り替える。

中間・定格領域のような低負荷領域・低入力領域ではＡＰＦ向上効果を高めるために、スイッチング素子７ａ〜７ｃ、若しくは、スイッチング素子７ａ〜７ｆのスイッチング速度を速め、スイッチング素子７ａ〜７ｆのスイッチング損失を低減させることができる。空気調和機は、中間・定格領域での運転時間が、高負荷・高入力領域での運転時間より長く、中間・定格領域での効率改善によるＡＰＦ向上効果は大きい。

また、低温暖房領域のような高負荷領域・高入力領域では、ノイズを増大させないようにスイッチング素子７ａ〜７ｃ、若しくは７ａ〜７ｆのスイッチング速度を低速化する。

このように、運転領域ごとにスイッチング素子７ａ〜７ｆのスイッチング速度を変更することで、空気調和機のＡＰＦ向上効果を高めつつ、ＳＪ−ＭＯＳのような寄生ダイオードの逆回復電流が大きい半導体素子を使用した場合においても、ノイズを規制値内に抑えるように制御することが可能である。

本発明は、スイッチング素子のオン時のスピードとオフ時のゲート抵抗値をそれぞれ切り替えることができるため、よりＡＰＦ向上効果とノイズの調整が可能である。

なお、スイッチング素子７ａのオン時、及び、オフ時の両方でスイッチング速度を速める場合について説明したが、スイッチング素子７ａのオン時、又は、オフ時の片方だけスイッチングのスピードを速めるよう構成してもよい。

また、具体的なゲート抵抗の値は、所望のＡＰＦ改善効果を得ることができるように、予め実験によって選定しておけばよい。

なお、Ｕ相上アームのゲート駆動回路８ａの動作について説明したが、Ｕ相下アームのゲート駆動回路、Ｖ相のゲート駆動回路及びＷ相のゲート駆動回路の動作についても同様である。

図４では４つのトランジスタ８ａ−１、８ａ−２、８ａ−５、８ａ−６と、４つのゲート抵抗８ａ−３、８ａ−４、８ａ−７、８ａ−８を有する場合について説明したが、その個数に捕らわれるものではなく、所望のゲート抵抗値に設定できるように、使用するゲート抵抗とトランジスタの個数を変えてもよい。

以上のように、空気調和機の運転状態に応じて三相インバータ回路６内スイッチング素子のスイッチング速度を切り替えることで、ＡＰＦ向上効果を高めつつ、高負荷領域では規格値を満たすようにノイズを抑えることが可能な空気調和機を提供することが可能である。

また、本発明で使用するＭＯＳＦＥＴに、スーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴ（ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ）やシリコン・カーバイド・ＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）を使用することで、さらにＡＰＦ向上効果を高めた空気調和機を提供することが可能である。

また、本発明で使用するＩＧＢＴ、若しくは、ＭＯＳＦＥＴの還流ダイオードにシリコン・カーバイドを用いた素子であるＳｉＣ−ショットキー・バリヤ・ダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤ）を使用することで、ＭＯＳＦＥＴの逆回復電流を低減でき、ノイズの小さい空気調和機を提供することが可能である。

なお、高負荷領域において、電流検出部１１で検出した電流が閾値を超えた場合に、ＭＯＳＦＥＴに供給する電流を低減、又は、停止する制御を行ってもよい。

また、本実施例では、空気調和機に用いる電力変換装置について説明したが、本発明の電力変換装置を空気調和機以外の機器に用いても良い。

以上説明した通り、本発明の電力変換装置は、商用電源から入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、スイッチング素子の直列回路を少なくとも一相分有し、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、スイッチング素子のゲートに電流を供給するゲート駆動回路と、を備え、ゲート駆動回路はゲート抵抗を有し、スイッチング素子の少なくとも一部はＭＯＳＦＥＴであり、ＭＯＳＦＥＴのゲートに位置するゲート抵抗をＭＯＳＦＥＴがオフしてから設定時間大きくする。

さらに、本発明の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴのゲートに位置するゲート駆動回路は、ゲート抵抗を介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路と、ゲート抵抗及びスイッチを介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路と、を並列に有し、スイッチをＭＯＳＦＥＴがオフしてから設定時間オンする。

さらに、本発明の電力変換装置は、スイッチはトランジスタであり、トランジスタのコレクタはＭＯＳＦＥＴのゲートに接続され、トランジスタのエミッタはゲート電源に接続される。

さらに、本発明の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴの直列回路の他方のスイッチング素子はＩＧＢＴであり、ＩＧＢＴがオンする時に、ＩＧＢＴのゲートに位置するゲート抵抗を大きくしている。

さらに、本発明の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴのゲートに位置するゲート駆動回路は、ゲート抵抗を介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路と、ゲート抵抗及びスイッチを介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路と、を並列に有し、ＩＧＢＴがオンする時に、スイッチをオフしている。

ＩＧＢＴのＯＮ直後の逆回復電流を抑制し、且つ、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失を低減することができる。

さらに、本発明の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動回路は、ゲート抵抗及びトランジスタを介してゲート電源とスイッチング素子のゲートとを接続する回路を４つ有し、回路のうち２つは、トランジスタのコレクタはＭＯＳＦＥＴのゲートに接続され、トランジスタのエミッタはゲート電源に接続され、回路のうち２つは、トランジスタのエミッタはＭＯＳＦＥＴのゲートに接続され、トランジスタのコレクタはゲート電源に接続される。

さらに、本発明の電力変換装置は、三相インバータ回路によって駆動される圧縮機と、を備え、圧縮機の回転数が高いほどゲート駆動回路のゲート抵抗を下げる。

１ 商用電源
２ 室内機
３ 室外機
４ リアクタ
５ 三相コンバータ回路
６ 三相インバータ回路
７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆ スイッチング素子
８ａ Ｕ相上アームゲート駆動回路
８ａ−１、８ａ−２、８ａ−５、８ａ−６ トランジスタ
８ａ−３、８ａ−４、８ａ−７、８ａ−８ ゲート抵抗
８ａ−９ 駆動電源
８ａ−１０ ゲート駆動電源
８ｂ Ｖ相上アームゲート駆動回路
８ｃ Ｗ相上アームゲート駆動回路
８ｄ Ｕ相下アームゲート駆動回路
８ｅ Ｖ相下アームゲート駆動回路
８ｆ Ｗ相下アームゲート駆動回路
９ 圧縮機
１０ 直流電圧検出部
１１ 電流検出部
１２ マイクロコンピュータ
１３ 運転状態判定部
１４ ゲート駆動回路制御部
１５ 回転数検出部

Claims (5)

1. 商用電源から入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、
   スイッチング素子の直列回路を少なくとも一相分有し、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
   前記スイッチング素子のゲートに電流を供給するゲート駆動回路と、を備え、
   前記ゲート駆動回路はゲート抵抗を有し、
   前記スイッチング素子の少なくとも一部はＭＯＳＦＥＴであり、
   前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに位置する前記ゲート抵抗を前記ＭＯＳＦＥＴがオフしてから設定時間大きくすることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに位置する前記ゲート駆動回路は、
   前記ゲート抵抗を介してゲート電源と前記スイッチング素子のゲートとを接続する回路と、
   前記ゲート抵抗及びスイッチを介して前記ゲート電源と前記スイッチング素子のゲートとを接続する回路と、
   を並列に有し、
   前記スイッチを前記ＭＯＳＦＥＴがオフしてから設定時間オフすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチはトランジスタであり、
   前記トランジスタのコレクタは前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続され、前記トランジスタのエミッタは前記ゲート電源に接続されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記ＭＯＳＦＥＴの直列回路の他方のスイッチング素子はＩＧＢＴであり、
   前記ＩＧＢＴがオンする時に、前記ＩＧＢＴのゲートに位置する前記ゲート抵抗を大きくしていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記ＩＧＢＴのゲートに位置する前記ゲート駆動回路は、
   前記ゲート抵抗を介してゲート電源と前記スイッチング素子のゲートとを接続する回路と、
   前記ゲート抵抗及びスイッチを介して前記ゲート電源と前記スイッチング素子のゲートとを接続する回路と、
   を並列に有し、
   前記ＩＧＢＴがオンする時に、前記スイッチをオフしていることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。