JP2013198211A

JP2013198211A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2013198211A
Application number: JP2012060547A
Authority: JP
Inventors: Hiromitsu Terui; 洋光照井; Hideki Asuke; 英樹足助; Hideharu Takano; 秀治高野; Masayoshi Yamamoto; 真義山本; Atsushi Imaoka; 淳今岡
Original assignee: Shimane University; Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Shimane University; Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2012-03-16
Filing date: 2012-03-16
Publication date: 2013-09-30
Anticipated expiration: 2032-03-16
Also published as: EP2827484A1; EP2827484B1; KR101631697B1; JP5934001B2; WO2013136854A1; US20150070942A1; CN104247237A; EP2827484A4; CN104247237B; KR20140136502A

Abstract

【課題】漏れ磁束を減らし理論値に近い設計を可能とする結合トランスを有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【解決手段】巻線11と巻線12とを有する結合トランス1、直流電源Viの両端に巻線11を介して接続されるスイッチTr1、直流電源の両端に巻線12を介して接続されるスイッチTr2、スイッチTr1の両端に接続されダイオードD1と平滑コンデンサCoとの直列回路、スイッチTr2の両端に接続されダイオードD2と平滑コンデンサCoとの直列回路、スイッチTr1とスイッチTr2とを交互にターンオンさせるとともに１／２周期毎に所定の重複期間だけスイッチTr1とスイッチTr2とを同時にオンさせる制御回路100を有し、結合トランス1はＩ形状コア4を二つのＥ形状コア2,3で挟み一方のＥ形状コア2の中央脚2aとＩ形状コア4との間にギャップ部5を設け他方のＥ形状コア3の中央脚3aとＩ形状コア4との間にギャップ部5を設けＩ形状コア4に巻線11及び巻線12を巻回した。
【選択図】図１

Description

本発明は、昇圧動作を行なうＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にトランスに用いられるコアの形状に関する。

図５は従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図６は図５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ内の結合トランス２０の等価回路図である。図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖｉ、結合トランス２０、スイッチＴr1，Ｔr2、ダイオードＤ1，Ｄ2、平滑コンデンサＣｏ、負荷抵抗Ｒｏ及び制御回路１００を有する。

結合トランス２０は、図６に示すように、トランスＴ３とトランスＴ４とリアクトルＬ３とを有する。トランスＴ３は、一次巻線１０５ａ（巻数ｎｐ）、一次巻線１０５ａに直列に接続された巻き上げ巻線１０５ｂ（巻数ｎｐ１）、１次巻線１０５ａ及び巻き上げ巻線１０５ｂに電磁結合する２次巻線１０５ｃ（巻数ｎｓ）を有する。トランスＴ４は、トランスＴ３と同一に構成され、１次巻線１０６ａ（巻数ｎｐ）、１次巻線１０６ａに直列に接続された巻き上げ巻線１０６ｂ（巻数ｎｐ１）、１次巻線１０６ａ及び巻き上げ巻線１０６ｂに電磁結合する２次巻線１０６ｃ（巻数ｎｓ）を有する。

直流電源Ｖｉの両端にはトランスＴ３の１次巻線１０５ａを介してＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）からなるスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間が接続されている。直流電源Ｖｉの両端にはトランスＴ４の１次巻線１０６ａを介してＩＧＢＴからなるスイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間が接続されている。トランスＴ３の１次巻線１０５ａとスイッチＴr1のコレクタとの接続点とスイッチＴr1のエミッタとには、トランスＴ３の巻き上げ巻線１０５ｂとダイオードＤ1と平滑コンデンサＣｏとからなる直列回路が接続されている。トランスＴ４の１次巻線１０６ａとスイッチＴr2のコレクタとの接続点とスイッチＴr2のエミッタとには、トランスＴ４の巻き上げ巻線１０６ｂとダイオードＤ2と平滑コンデンサＣｏとからなる直列回路が接続されている。

トランスＴ３の２次巻線１０５ｃとトランスＴ４の２次巻線１０６ｃとの直列回路の両端には、リアクトルＬ３が接続されている。制御回路１００は、平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏに基づき、スイッチＴr1がターンオンした後にスイッチＴr1がターンオフする前にスイッチＴr2がターンオンし、スイッチＴr2がターンオフする前にスイッチＴr1がターンオンするように制御する。即ち、スイッチＴr1とスイッチＴr2とを交互にターンオンさせるとともに、１／２周期毎に所定の重複期間だけスイッチＴr1とスイッチＴr2とを同時にオンさせる制御を行う。

このように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、制御回路１００からの制御信号Ｔr1ｇによりスイッチＴr1をオンさせ、所定の重複期間の後、制御回路１００からの制御信号Ｔr2gによりスイッチＴr2をオフさせると、電流は、Ｖｉプラス→１０５ａ→Ｔr1→Ｖｉマイナスの経路で流れるため、スイッチＴr1の電流は直線的に増加する。同時に、トランスＴ３の２次巻線１０５ｃにも電圧が発生し、１０５ｃ→Ｌ３→１０６ｃ→１０５ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。

電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ４の２次巻線１０６ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ４の１次巻線１０６ａと巻き上げ巻線１０６ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ４の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ2には、スイッチＴr1の電流の１／Ａの電流がＶｉプラス→１０６ａ→１０６ｂ→Ｄ2→Ｃｏ→Ｖｉマイナスの経路で流れる。ダイオードＤ2の電流はスイッチＴr2をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｉの電圧（入力電圧）とトランスＴ４の１次巻線１０６ａに発生する電圧とトランスＴ４の巻き上げ巻線１０６ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ４に発生する電圧は、スイッチＴr1のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）をＤとした場合、Ａ・Ｖｉ・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr1のオン時間である。ＴはスイッチＴr1をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｉ（１＋Ａ・Ｄ）となり、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖｏを制御できる。

次に、制御回路１００からの制御信号Ｔr2ｇによりスイッチＴr2をオンさせ、所定の重複期間の後、制御回路１００からの制御信号Ｔr1gによりスイッチＴr1をオフさせると、電流は、Ｖｉプラス→１０６ａ→Ｔr2→Ｖｉマイナスの経路で流れるため、スイッチＴr2の電流は直線的に増加する。同時に、トランスＴ４の２次巻線１０６ｃにも電圧が発生し、１０６ｃ→１０５ｃ→Ｌ３→１０６ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが増加しながら流れる。

電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ３の２次巻線１０５ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ３の１次巻線１０５ａと巻き上げ巻線１０５ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ３の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ1には、スイッチＴr2の電流の１／Ａの電流がＶｉプラス→１０５ａ→１０５ｂ→Ｄ1→Ｃｏ→Ｖｉマイナスの経路で流れる。ダイオードＤ1の電流はスイッチＴr1をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｉの電圧（入力電圧）とトランスＴ３の１次巻線１０５ａに発生する電圧とトランスＴ３の巻き上げ巻線１０５ｂに発生する電圧との和となる。トランスＴ３に発生する電圧は、スイッチＴr2のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）をＤとした場合、Ａ・Ｖｉ・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr2のオン時間である。ＴはスイッチＴr2をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｉ（１＋Ａ・Ｄ）となり、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖｏを制御できる。

図５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、マルチフェーズ方式トランスリンク型昇圧チョッパ回路として知られ（例えば、特許文献１参照）、独立していた２つの相をトランスで結合している。これにより、２つ必要であったコアを１つのコアのみで昇圧動作させることができる。

また、結合トランス２０は、日の字状（一例として２つのＥ形状コアを日の字状に組合わせたもの）をなし且つ側脚２２，２３、中央脚２４及びギャップ部２５を有するコア２１を有し、側脚２２には巻線３１が巻回され、側脚２３には巻線３２が巻回されている。巻線３１には電流ｉ1が流れ、巻線３２には電流ｉ2が流れる。

特開２０１０−００４７０４号公報

しかしながら、従来の結合トランス２０では、図７に示すように、巻線３１、巻線３２の外側に磁束成分Φ1kが漏れ、また、コア２１のギャップ部２５においてフリンジング効果による磁束成分Φfrが漏れる。即ち、従来の結合トランス２０では、漏れ磁束が大きいため、理論値と差が大きくなっていた。

本発明は、漏れ磁束を減らして、理論値に近い設計を可能とする結合トランスを有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、第１巻線と第２巻線とを有する結合トランスと、直流電源の両端に前記第１巻線を介して接続される第１スイッチと、前記直流電源の両端に前記第２巻線を介して接続される第２スイッチと、前記第１スイッチの両端に接続され、第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第２スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にターンオンさせるとともに、１／２周期毎に所定の重複期間だけ前記第１スイッチと前記第２スイッチとを同時にオンさせる制御回路とを有し、前記結合トランスは、Ｉ形状コアを二つのＥ形状コアで挟み、一方のＥ形状コアの中央脚とＩ形状コアとの間に第１ギャップ部を設け、他方のＥ形状コアの中央脚とＩ形状コアとの間に第２ギャップ部を設け、Ｉ形状コアに前記第１巻線及び前記第２巻線を巻回して構成したことを特徴とする。

本発明によれば、漏れ磁束を減らして、理論値に近い設計を可能とする結合トランスを有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータ内のＥＥＩコアを用いた結合トランスを示す構成図である。従来方式と実施例１の方式とのギャップ長の比較を示す図である。従来例と実施例２との結合トランスの巻線の巻き方の比較を示す図である。従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ内の結合トランスの等価回路図である。図５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ内の結合トランスのギャップ長増大の原因を説明する図である。

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのＥ形状のコアと、１つのＩ形状のコアとを用いることにより、漏れ磁束を減らして、理論値に近い設計を可能とする結合トランスを実現したことを特徴とする。

（実施例１）
図１は実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図２は実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータ内のＥＥＩコアを用いた結合トランスを示す構成図である。即ち、図５〜図７に示す従来の結合トランス２０に代えて、図２に示す結合トランス１を用いたことを特徴とする。

なお、図１に示すその他の構成は、図５に示す構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、結合トランス１のみについて説明する。
図２に示す結合トランス１は、Ｉ形状コア４を二つのＥ形状コア２，３で挟み、一方のＥ形状コア２の中央脚２ａとＩ形状コア４との間に第１ギャップ部５を設け、他方のＥ形状コア３の中央脚３ａとＩ形状コア４との間に第２ギャップ部５を設け、Ｉ形状コア４に巻数ｎ１の巻線１１（第１巻線）及び巻数ｎ２の巻線１２（第２巻線）を巻回して構成されている。巻線１１には電流ｉ1が流れ、巻線１２には電流ｉ2が流れる。

図３は従来方式と実施例１の方式とのギャップ長の比較を示す図である。図３（ａ）は、従来方式の図、図３（ｂ）は実施例１の方式の図である。ギャップ部の磁気抵抗の理論値Ｒmgは、以下の式で表される。

Ｒmg＝lg／μo・Ｓ
lgはギャップ長であり、Ｓは断面積であり、μoは透磁率である。
このように構成された実施例１の結合トランス１によれば、巻線１１に電流ｉ1が流れ、巻線１２に電流ｉ2が流れると、図２に示すように、巻線１１、巻線１２に流れる電流により発生する磁束はＩ形状コア４を通り、ギャップ部５を介してＥ形状コア２，３を通ってＩ形状コア４に戻る。即ち、閉磁路を形成する。このため、漏れ磁束が大幅に低減され、ギャップ長が短くなる。

従って、漏れ磁束を減らして、理論値に近い設計を可能とする結合トランスを有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

一方、図７に示す従来の結合トランス２０では、側脚２２，２３に巻線３１，３２を巻回しているため、側脚２２，２３の外側に磁束が漏れる。このため、漏れ磁束が大きくなり、実測値と理論値とのずれが大きくなっている。

（実施例２）
図４は従来例と実施例２との結合トランスの巻線の巻き方の比較を示す図である。図４（ａ）は従来の結合トランス２０の構成図、図４（ｂ）は実施例２の結合トランスの構成図である。

なお、実施例２の結合トランスが変更となるのみで、ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すものと同一構成である。
図４（ａ）に示す従来の結合トランス２０では、側脚２２に巻数ｎ１の巻線３１を巻回し、側脚２３に巻数ｎ２の巻線３２を巻回していた。

これに対して、図４（ｂ）に示す実施例２の結合トランスでは、巻線３１ａ（第１巻線）と巻線３１ａに直列に接続された巻線３１ｂ（第２巻線）との直列回路が直流電源Ｖｉの正極とスイッチＴr1のコレクタとの間に接続されている。巻線３２ａ（第３巻線）と巻線３２ａに直列に接続された巻線３２ｂ（第４巻線）との直列回路が直流電源Ｖｉの正極とスイッチＴr2のコレクタとの間に接続されている。

結合トランスは、二つのＥ形状コアを日の字状に組合せ、一方のＥ形状コアの中央脚２４ａと他方のＥ形状コアの中央脚２４ａとの間にギャップ部２５ａを設け、一方及び他方のＥ形状コアの一方の側脚２２に巻線３１ａ及び巻線３２ｂを巻回し、一方及び他方のＥ形状コアの他方の側脚２３に巻線３１ｂ及び巻線３２ａを巻回して構成されている。

巻線３１ａの巻数と巻線３１ｂの巻数との合計は巻数ｎ１である。巻線３２ａの巻数と巻線３２ｂの巻数との合計は巻数ｎ２である。

即ち、巻線３１，３２の各々の巻線を２つに分散して側脚２２に巻線３１ａ、巻線３２ｂを巻回し、側脚２３に巻線３１ｂ、巻線３２ａを巻回したので、起磁力が分散され、ギャップ長が短くなる。このため、結合度を向上することができる。

１結合トランス
２，３Ｅ形状コア
２ａ，３ａ，２４ａ中央脚
４Ｉ形状コア
２２，２３側脚
５，２５ａギャップ部
１１，１２，３１ａ，３１ｂ，３２ａ，３２ｂ巻線
１００制御回路
Ｖｉ直流電源
Ｔr1〜Ｔr2 スイッチ
Ｄ1〜Ｄ2 ダイオード
Ｃｏ平滑コンデンサ
Ｒｏ負荷抵抗

Claims

第１巻線と第２巻線とを有する結合トランスと、
直流電源の両端に前記第１巻線を介して接続される第１スイッチと、
前記直流電源の両端に前記第２巻線を介して接続される第２スイッチと、
前記第１スイッチの両端に接続され、第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記第２スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にターンオンさせるとともに、１／２周期毎に所定の重複期間だけ前記第１スイッチと前記第２スイッチとを同時にオンさせる制御回路とを有し、
前記結合トランスは、Ｉ形状コアを二つのＥ形状コアで挟み、一方のＥ形状コアの中央脚とＩ形状コアとの間に第１ギャップ部を設け、他方のＥ形状コアの中央脚とＩ形状コアとの間に第２ギャップ部を設け、Ｉ形状コアに前記第１巻線及び前記第２巻線を巻回して構成したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
第１巻線とこの第１巻線に直列に接続された第２巻線、第３巻線とこの第３巻線に直列に接続された第４巻線とを有する結合トランスと、
直流電源の両端に前記第１巻線と前記第２巻線とを介して接続される第１スイッチと、
前記直流電源の両端に前記第３巻線と前記第４巻線とを介して接続される第２スイッチと、
前記第１スイッチの両端に接続され、第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記第２スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にターンオンさせるとともに、１／２周期毎に所定の重複期間だけ前記第１スイッチと前記第２スイッチとを同時にオンさせる制御回路とを有し、
前記結合トランスは、二つのＥ形状コアを日の字状に組合せ、一方のＥ形状コアの中央脚と他方のＥ形状コアの中央脚との間にギャップ部を設け、一方及び他方のＥ形状コアの一方の側脚に前記第１巻線及び前記第４巻線を巻回し、一方及び他方のＥ形状コアの他方の側脚に前記第２巻線及び前記第３巻線を巻回して構成したことを特徴とすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。