JP2011130572A - Ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力して且つ、複数のコイルが磁気結合されたものにあって、コアの外部への漏れ磁束が大きくなること。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンとなる際にバッテリ１０の両端子とコイルＷ１，Ｗ２とで閉ループ回路を構成し、コイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄える。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフすることで、コイルＷ１，Ｗ２に蓄えられたエネルギをダイオードＤ１，Ｄ２を介して出力する。これらコイルＷ１，Ｗ２は、コア２０によって磁気結合される。コイルＷ１の起磁力とコイルＷ２の起磁力とは、これに平行な単位ベクトルの和がゼロとなるように設定される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータに関する。

この種のＤＣＤＣコンバータとしては、例えば下記非特許文献１に見られるように、マルチフェーズ方式のトランスリンク形昇圧コンバータも提案されている。このコンバータは、図１４に示すように、バッテリ１０およびコイルＷ１を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ１と、バッテリ１０およびコイルＷ２を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ２と、コイルＷ１，Ｗ２に蓄積されたエネルギをコンデンサ１２に出力するダイオードＤ１，Ｄ２とを備え、コイルＷ１，Ｗ２をコア１２０によって磁気結合させたものである。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、スイッチング周期の「１／２」の位相差で操作することで、コイルＷ１，Ｗ２に流れる電流の漸増および漸減の周期によって定まる周波数（リプル電流の周波数）を、スイッチング周波数の「２倍」にすることができる。

なお、従来のＤＣＤＣコンバータとしては、他にも例えば下記特許文献１に見られるものもある。

特開２００６−２６２６０１号公報

橋谷ら「マルチフェーズ方式トランスリンク形昇圧チョッパの小型化に関する研究」、平成１９年電気学会産業応用部門大会、１−１１９

ただし、上記ＤＣＤＣコンバータは、コイルＷ１，Ｗ２に生じる磁束のうちコア１２０の外部へと漏れる量が非常に多くなることが発明者によって見出された。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するものにあって、漏れ磁束を好適に低減することのできるＤＣＤＣコンバータを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータにおいて、前記コイルは、中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置された所定の複数個のコイルを含み、前記中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記コイルを覆う部分とを有するコアと、前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とする。

上記発明では、上記単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるため、コイルが生じる磁界がコアの外部で互いに相殺するようにすることができる。このため、コアの外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記コアは、前記所定の複数個のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束が通る経路について、前記所定の複数個のコイルのうちの隣接する一対のコイルから等しい距離となる部分の単位長さ当たりの磁気抵抗をそれ以外の部分の単位長さ当たりの磁気抵抗よりも大きくすることを特徴とする。

上記発明では、隣接する一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束の通る経路のうち、一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束によって共有される経路の磁気抵抗を支配的なものとすることができる。そしてこの場合、コイルを流れる電流の周期的な変動を、上記共有される経路の磁束の周期的な変動に応じたものとすることができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分を備えることを特徴とする。

上記発明では、上記延びる部分を備えることで、これを備えない場合と比較して、この部分の磁束の経路の透磁率を高くすることができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分の長さが、前記各コイルの軸方向に延びる部分の長さよりも長いことを特徴とする。

上記発明では、上記等距離となる方向に延びる部分の磁気抵抗よりも、コイルの充填される空間についての上記延びる方向の磁気抵抗を十分に大きくすることが可能となり、ひいては、コイルに電流が流れることで生じる磁束がコイルの充填される空間に漏れることを好適に回避することができ、ひいては上記延びる部分を通るようにすることができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と負極との間に介在し、
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする。

上記発明では、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と出力端子の正極との間に介在し、前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、入力端子の電圧を降圧して出力端子に出力することができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルは、２個のコイルであることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる磁気回路を示す図。 同実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの操作態様を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を説明するための図。 従来の構成の問題点を示す図。 上記実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の構成のメリットを説明するための図。 第２の実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。 上記実施形態の変形例にの磁気部品の構成を示す図。 上記各実施形態の変形例の磁気部品の断面構成を示す断面図。 従来のＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかるＤＣＤＣコンバータを昇圧コンバータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図示されるＤＣＤＣコンバータＣＶは、バッテリ１０の電圧を昇圧して一対の出力端子間に設けられるコンデンサ１２の電圧とするものである。ＤＣＤＣコンバータＣＶは、バッテリ１０の正極側に接続されるコイルＷ１と、バッテリ１０およびコイルＷ１を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続されるダイオードＤ３と、コイルＷ１の出力電流をコンデンサ１２に出力するダイオードＤ１とを備える。また、ＤＣＤＣコンバータＣＶは、バッテリ１０の正極側に接続されるコイルＷ２と、バッテリ１０およびコイルＷ２を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続されるダイオードＤ４と、コイルＷ２の出力電流をコンデンサ１２に出力するダイオードＤ２とを備える。ここで、コイルＷ１，Ｗ２の巻数はともにＮであり同一である。

上記コイルＷ１、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ１を備える回路と、コイルＷ２、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ２を備える回路とは、独立に昇圧動作を行うことのできる周知の昇圧回路の構成を有している。すなわち、これらはいずれもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンとなる際にバッテリ１０の両端子とコイルＷ１，Ｗ２とで閉ループ回路を構成し、コイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄える。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフすることで、コイルＷ１，Ｗ２に蓄えられたエネルギをダイオードＤ１，Ｄ２を介して出力する。ただし、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータＣＶは、これらコイルＷ１，Ｗ２がコア２０によって磁気結合している。

コア２０は、電磁鋼板によって形成されており、中心部２０ａと、中心部２０ａを中心に同一平面上で放射状且つ等角度間隔に延びて且つコイルＷ１，Ｗ２の各軸を含む軸案内部２０ｂ、２０ｃと、コイルＷ１，Ｗ２から等距離の経路部分（センターコア２０ｄ，２０ｅ）とを備えている。さらに、コア２０は、これら中心部２０ａ，軸案内部２０ｂ、２０ｃ、センターコア２０ｄ，２０ｅおよびコイルＷ１，Ｗ２を内包して且つ軸案内部２０ｂ、２０ｃとセンターコア２０ｄ，２０ｅとを接続する結合部２０ｆを備えている。なお、センターコア２０ｄ，２０ｅは、磁気抵抗を増大させるためのギャップを備えている。また、結合部２０ｆは、コイルＷ１，Ｗ２の端子を外部に引き出す部分を除いて中心部２０ａ，軸案内部２０ｂ、２０ｃ、センターコア２０ｄ，２０ｅおよびコイルＷ１，Ｗ２を覆って、これらを外部から遮断している。

ＤＣＤＣコンバータＣＶは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が制御装置３０によって周期的にオン・オフ操作される（チョッパ制御）ことで、昇圧動作を行うものである。ここで、出力電圧は、オン・オフ操作の１周期に対するオン時間の比率（時比率Ｄ）によって制御される。この時比率Ｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に共通であるが、スイッチング素子Ｑ１のオン操作開始タイミングとスイッチング素子Ｑ２のオン操作開始タイミングとは、その位相が「１８０°」ずらされる。すなわち、オン・オフ操作の半周期だけずらされる。こうした設定により、チョッパ制御に伴ってコイルＷ１，Ｗ２を流れるリプル電流の周波数を、スイッチング周波数の「２」倍とすることができる。

以下、チョッパ制御によってコイルＷ１，Ｗ２を流れる電流や磁束について説明する。ここでは、図２（ａ）に示すように、コイルＷ１，Ｗ２に電流が流れることで生じる磁束をそれぞれΦ１、Φ２として、センターコア２０ｄ，２０ｅを通る磁束を、対称性に鑑みて共通の磁束Φ３とする。この場合、磁気部品の磁気回路は、図２（ｂ）となる。すなわち、コイルＷ１の起磁力は、巻数Ｎおよび電流Ｉ１によって、Ｎ・Ｉ１と表現でき、コイルＷ２の起磁力は、巻数Ｎおよび電流Ｉ２によって、Ｎ・Ｉ２と表現できる。なお、図２（ｂ）に示す磁気回路では、対称性に鑑み、軸案内部２０ｂおよび結合部２０ｆの磁気抵抗と軸案内部２０ｃおよび結合部２０ｆの磁気抵抗とをともに磁気抵抗Ｒ１として且つ、センターコア２０ｄ，２０ｅの磁気抵抗をともに磁気抵抗Ｒ２としている。

この場合、以下の式が成立する。

Φ３＝（Φ１＋Φ２）／２ …（ｃ１）
Ｎ・Ｉ１＝Ｒ１・Φ１＋Ｒ２・Φ３ …（ｃ２）
Ｎ・Ｉ２＝Ｒ１・Φ２＋Ｒ２・Φ３ …（ｃ３）
ここで、本実施形態では、センターコア２０ｄ，２０ｅがギャップを備えるため、その磁気抵抗Ｒ２が他の磁気抵抗（磁気抵抗Ｒ１）と比較して非常に大きい。このため、上記の式（ｃ２）、（ｃ３）の右辺第１項を無視できる。そしてこの場合、コイルＷ１を流れる電流Ｉ１とコイルＷ２を流れる電流Ｉ２とは、略同一となる。

図３に、本実施形態にかかるチョッパ制御によりコイルＷ１，Ｗ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２等の挙動を示す。図示されるように、コイルＷ１，Ｗ２を流れる電流は、いずれもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれか一方のオン期間において漸増し、双方のオフ期間に漸減する。そして、この漸増および漸減の１周期（リプル電流の周期）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ操作の半周期となる。

ちなみに、ＤＣＤＣコンバータＣＶの出力電圧は、バッテリ１０の電圧Ｖｂを用いると、「Ｖｂ／（１−Ｄ）」と表現できる。これは、コイルＷ１、スイッチング素子Ｑ１およびコンデンサ１２を備える基本的な昇圧回路の出力電圧と同一である。これは、図３に示されるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのオフ期間においてダイオードＤ１，Ｄ２に順方向電流が流れることと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのオン期間およびオフ期間におけるＥＴ積が等しくなるとの考察から導くことができる。

上記磁気部品は、コア２０の外部への磁束漏れを好適に低減できる優れた構造を有するものである。図４に、ＤＣＤＣコンバータＣＶの動作時における磁束分布をＣＡＥ（Computer Aided Engineering）を使用して解析した結果を示す。図示されるように、コア２０の外部への漏れ磁束は好適に低減されている。これは、図５に示すように、コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれの起磁力によって生じる磁束が、コア２０の外部で互いに相殺するためである。図５では、コイルＷ１の起磁力Ｎ・Ｉ１によって生じる磁束を破線にて示し、コイルＷ２の起磁力Ｎ・Ｉ２によって生じる磁束を点線にて示している。図示されるように、コア２０の外部において、上記一対の磁束は互いに向きが反対となっている。

図６に、先の図１４に示したコンバータの駆動時における磁束分布を示す。図示されるように、この場合、コイルＷ１，Ｗ２に電流が流れることによって生じる磁束は非常に広範囲に広がっている。

図７に、先の図４および図６のそれぞれに示したＡ，Ｂ点における磁束密度の推移を示す。図示されるように、Ａ，Ｂ点のそれぞれにおける磁束密度や、磁束密度の変化は、いずれも従来の場合と比較して本実施形態の場合には低減されている。具体的には、漏れ磁束のＤＣ成分は、従来と比較して「４／１０００」に低減され、ＡＣ成分は「９／１００」に低減されている。

図８（ｃ）に、図８（ａ）および図８（ｂ）のそれぞれに示す態様にて磁気部品をアルミケース４０で覆うことでアルミケース４０に生じる渦電流による損失の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、コア２０の外部に漏れる磁束が低減できることから、アルミケース４０に生じる渦電流を低減でき、ひいてはこれによる損失を低減できる。ちなみに、従来の場合、渦電流損失が大きいため、例えばハイブリッド車や電気自動車等において車載主機としての回転機の電源となる高電圧バッテリに先の図１４に示したコンバータの入力端子を接続する場合、大電力を扱うことからアルミケース４０の発熱量が非常に大きなものとなる。そしてこれにより、例えば高電圧バッテリの温度が過度に上昇し、その寿命の短縮にもつながりかねない。

図９に、磁気部品をアルミケース４０に入れた場合と入れない場合とのそれぞれにおける入力電流（バッテリ１０の出力電流）の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、入力電流のリプル成分の変化がない一方、従来の場合、入力電流のリプル成分が増大している。これは、アルミケース４０に入れることで、コア１２０のインダクタンスが見かけ上低下するためである。

なお、上記コア２０は、先の図１に示したように、センターコア２０ｄ，２０ｅの長さ（コイルＷ１，Ｗ２の軸に直交する平面内において中心部２０ａから延びる長さ）の方が、軸案内部２０ｂ，２０ｃの長さ（コイルＷ１，Ｗ２の軸方向に延びる長さ）よりも長く設定している。これにより、結合部２０ｆの内部において、センターコア２０ｄ，２０ｅを通過しない磁束が生じることを抑制することができる。すなわち、図１０に示すように、センターコア２０ｄ，２０ｅの長さの方が軸案内部２０ｂ，２０ｃの長さよりも短く設定される場合、コイルＷ１，Ｗ２が充填される空間の磁気抵抗がさほど大きくならないことに起因して、センターコアを通ることなくコイルＷ１，Ｗ２が充填される空間に漏れ出る磁束が多くなる。これに対し、先の図１に示した構成によれば、コイルＷ１，Ｗ２が充填される空間におけるセンターコア２０ｄ，２０ｅに平行な長さが十分に長いため、上記空間における上記平行な方向の磁気抵抗を大きくすることができ、ひいては磁束がセンターコア２０ｄ，２０ｅから漏れることを好適に回避することできる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）中心部２０ａに対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置されたコイルＷ１，Ｗ２のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定した。これにより、コア２０の外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。

（２）センターコア２０ｄ，２０ｅの磁気抵抗を、それ以外の部分の磁気抵抗を無視しうる程度に大きくした。これにより、コイルＷ１，Ｗ２を流れる電流の周期的な変動を、センターコア２０ｄ，２０ｅの磁束Φ３の周期的な変動に応じたものとすることができる。

（３）センターコア２０ｄ，２０ｅの長さを、軸案内部２０ｂ、２０ｃの長さよりも長くした。これにより、コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれに電流が流れることで生じる磁束がコイルＷ１，Ｗ２の充填される空間に漏れることを好適に回避しセンターコア２０ｄ，２０ｅを通るようにすることができる。

（４）スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン状態とすることでバッテリ１０およびコイルＷ１，Ｗ２を備える閉ループ回路を形成してコイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄え、このエネルギをスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフすることでダイオードＤ１，Ｄ２を介して出力した。これにより、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータＣＶを示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータＣＶを昇降圧チョッパ回路とする。すなわち、先の図１に示したダイオードＤ１，Ｄ２に並列に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を接続する。ここで、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、コンデンサ１２側からバッテリ１０側への電流の流通を許容するものである。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を用いたチョッパ制御により、バッテリ１０側を入力としてその電圧を昇圧する動作のみならず、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を用いたチョッパ制御により、コンデンサ１２側を入力としてその電圧を降圧する動作を行うことができる。

ちなみに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、オン・オフ操作の時比率Ｄがともに同一であって且つ、オン操作の開始タイミングが互いに「１８０°」ずらされている。これにより、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン・オフ操作の時比率Ｄとコンデンサ１２の電圧Ｖｃとを用いて、出力電圧を「Ｄ・Ｖｃ」とすることができる。なお、スイッチング素子Ｑ３，ダイオードＤ３、コイルＷ１およびバッテリ１０や、スイッチング素子Ｑ４，ダイオードＤ４、コイルＷ２およびバッテリ１０は、それぞれ独立で降圧コンバータを構成しうるものである。すなわち、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンとなることで、コンデンサ１２からバッテリ１０に電流が流れるとともに、コイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄積する。そして、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフとなることでコイルＷ１，Ｗ２に蓄えられたエネルギがダイオードＤ３，Ｄ４、コイルＷ１，Ｗ２、およびバッテリ１０を備える閉ループ回路を介してバッテリ１０に出力される。ただし、コイルＷ１，Ｗ２がコア２０によって磁気結合しているため、コイルＷ１、Ｗ２を流れるリプル電流の周波数は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のスイッチング周波数の２倍となる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。

（５）入力端子の正極（コンデンサ１２の正極）と出力端子の正極（バッテリ１０の正極）との間にコイルＷ１，Ｗ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を介在させて且つ、出力端子の正極および負極間にダイオードＤ３，Ｄ４を備えた。これにより、コンデンサ１２の電圧を降圧してバッテリ１０に出力することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜コアについて＞
コア２０としては、コイルＷ１，Ｗ２から等距離の経路部分（センターコア２０ｄ、２０ｅ）にギャップを備えるものに限らない。例えば、ダストコア等の圧粉磁性材料をコアとして用いるものとしてもよい。これによっても、センターコア２０ｄ，２０ｅの単位長さ当たりの磁気抵抗を、軸案内部２０ｂ，２０ｃ等の単位長さ当たりの磁気抵抗と比較して大きくすることができる。そしてセンターコア２０ｄ，２０ｅにギャップがない場合、漏れ磁束を低減できることから、コイルＷ１，Ｗ２の交流銅損を低減することができ、高効率なリアクトルを実現することができる。

また、図１２に示すように、リング状のコイルＷ１，Ｗ２およびセンターコア２０ｄ，２０ｅを予め作成しておき、中心部２０ａ，軸案内部２０ｂ、２０ｃおよび結合部２０ｆ部分と一体成型することもできる。ここで、図１２（ａ）は、磁気部品の斜視図（コア２０の斜視図）である。図示されるように、コア２０は、上記結合部２０ｆによってコイルＷ１，Ｗ２を覆っているが、コイルＷ１の端子Ｔａ、Ｔ１ｂと、コイルＷ２の端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂとがコイルＷ１，Ｗ２と電気的に接続されて且つコア２０の外部に突出している。図１２（ｂ）は、図１２（ａ）のＡ−Ａ断面である。図示されるように、コア２０は、軸案内部２０ｂ、２０ｃの長さの方が、センターコア２０ｄ，２０ｅの長さよりも短くなっている。また、コイルＷ１，Ｗ２は、軸方向の長さよりもこれに直交する方向の長さの方が長くなっている。図１２（ｃ）は、図１２（ｂ）のＢ−Ｂ断面である。ただし、ここでは、コイルＷ２を除いた図を示している。また、図１２（ｄ）は、図１２（ｂ）のＣ−Ｃ断面である。

なお、センターコア２０ｄ，２０ｅの単位長さ当たりの磁気抵抗が軸案内部２０ｂ，２０ｃや結合部２０ｆの単位長さ当たりの磁気抵抗と比較して十分に大きくない場合、コイルＷ１，Ｗ２を流れるリプル電流の位相等に無視し得ない差が生じることとなるが、この場合であっても、上記第１の実施形態の上記（１）の効果を得ることはできる。

また、コイルの軸方向の長さをこれに直交する方向の長さよりも長くしても上記第１の実施形態の上記（１）等の効果を得ることはできる。
＜磁気結合されるコイルの数について＞
磁気結合されるコイルの数は、２個に限らず、３個以上であってもよい。図１３に、コイルの数が３個である場合を示す。ここで、コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３は、その軸方向が、中心ＣＰに対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に配置されている。そして、コイルＷ１、Ｗ２，Ｗ３のそれぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、コイルＷ１、Ｗ２，Ｗ３のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとする。なお、これらの巻数と印加電圧の大きさとは互いに同一とする。

さらに、３個のコイルを備えるものにも限らず、４個以上のコイルを備えてもよい。この場合であっても、各コイルの軸方向を、中心に対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に配置して且つ、それぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、それぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとする。

もっとも、各コイルの軸方向を、中心に対して放射状且つ等角度間隔に配置するに際しては、これら各コイルの軸が同一平面内に収まるものにも限らない。例えば６個のコイルを備えるものにおいて、中心に対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に４つのコイルを配置して且つ、この平面に直交する方向に２つのコイルを配置してもよい。

なお、Ｎｃ個のコイルを備える場合、これらとバッテリ１０とを接続するループ回路を開閉するスイッチング素子を互いに「３６０°／Ｎｃ」の位相差で操作することが望ましい。ただし、こうした設定としなくても、スイッチング素子の操作の位相に差があるなら、スイッチング周波数よりもリプル電流の周波数を大きくすることはできる。
＜そのほか＞
・上記各実施形態では、コイルＷ１，Ｗ２を流れる電流の流通方向が互いに相違しないようにしたがこれに限らない。相違しない場合において、特にセンターコア２０ｄ，２０ｅ以外の磁束経路の磁気抵抗を無視し得ないなら、コイルＷ１の起磁力とコイルＷ２の起磁力とのそれぞれに平行な単位ベクトルの和がゼロとならないタイミングが生じうる。この場合、上記単位ベクトルの和の時間平均値がゼロとなるようにしたり、スイッチング素子のオン・オフ操作の１周期における上記ゼロとならない期間の比率を小さくしたりすることで、コア２０の外部に漏れる磁束を低減することはできると考えられる。

・チョッパ制御に用いるスイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らない。例えばパワーＭＯＳ電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。

・ＤＣＤＣコンバータとしては、昇圧コンバータや昇降圧チョッパ回路に限らず、例えば降圧コンバータであってもよい。これは、例えば先の図１１に示した構成において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を削除することで構成することができる。またこれに限らず、例えば、所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子を備えて構成されるコンバータにおいて、コイル同士を磁気結合させる構成であればよい。

１０…バッテリ、１２…コンデンサ、２０…コア、Ｗ１，Ｗ２…コイル、ＣＶ…ＤＣＤＣコンバータ。

Claims (7)

1. チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータにおいて、
   前記コイルは、中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置された所定の複数個のコイルを含み、
   前記中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記コイルを覆う部分とを有するコアと、
   前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、
   前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
2. 前記コアは、前記所定の複数個のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束が通る経路について、前記所定の複数個のコイルのうちの隣接する一対のコイルから等しい距離となる部分の単位長さ当たりの磁気抵抗をそれ以外の部分の単位長さ当たりの磁気抵抗よりも大きくすることを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコンバータ。
3. 前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分を備えることを特徴とする請求項２記載のＤＣＤＣコンバータ。
4. 前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分の長さが、前記各コイルの軸方向に延びる部分の長さよりも長いことを特徴とする請求項３記載のＤＣＤＣコンバータ。
5. 前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と負極との間に介在し、
   前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
6. 前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と出力端子の正極との間に介在し、
   前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、
   前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
7. 前記所定の複数個のコイルは、２個のコイルであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。