JP2013169041A - 電圧出力回路 - Google Patents

Abstract

【課題】発振信号を用いて出力電圧を生成する電圧生成回路から発生するノイズを低減する。
【解決手段】上記課題を解決するための手段の一つは、発振信号を用いて第１電圧を第２電圧に変換して出力する電圧生成回路と、スイッチング速度を変動させながら前記発振信号を出力する発振回路と、を備えることを特徴とする電圧出力回路である。また前記発振回路は、印加電圧のレベルに応じたスイッチング速度で前記発振信号を出力する回路でも良い。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧出力回路に関する。

今日、モータは様々な電気製品に組み込まれているが、このような電気製品は比較的大きな電力を消費すると共にノイズの発生源にもなる。そのため、様々な技術が開発されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−１７７８９４号公報

モータの駆動回路は通常、電源とグランド間に直列に接続された２つのトランジスタを各相のコイル毎に設け、これらの２つのトランジスタの接続点にコイルを接続するようにして構成される。そしてこれらのトランジスタを適切なタイミングでオンオフ制御することにより、各コイルへの通電をオンオフ制御し、モータを回転させる。

このとき、直列に接続された２つのトランジスタのうち、上アーム側（電源側）のトランジスタをオンするためには、制御端子（例えばゲート端子）と接続点との間の電圧を所定のスレッシュホールド電圧より高くする必要がある。しかし、上アーム側のトランジスタがオンとなった場合、接続点の電位は電源電圧近くまで上昇するため、制御端子へは、電源電圧よりも高い電圧を印加する必要がある。

そのために、チャージポンプ回路等の電圧生成回路を用いて、電源電圧よりも高い電圧を生成する必要があるが、チャージポンプ回路等の電圧生成回路にはクロック信号等の発振信号が必要とされる。このため、この発振信号に起因するノイズが発生する。このノイズは、発振信号の周波数に応じた特定の周波数に集中して発生するため、周囲の他の電子機器へ大きな影響を及ぼす可能性がある。このことは、モータ以外の他の負荷を駆動する場合にも同様に起こりうる。

本発明はこのような課題を鑑みてなされたもので、発振信号を用いて出力電圧を生成する電圧生成回路から発生するノイズを低減することを一つの目的とする。

上記課題を解決するための手段の一つは、発振信号を用いて第１電圧を第２電圧に変換して出力する電圧生成回路と、スイッチング速度を変動させながら前記発振信号を出力する発振回路と、を備えることを特徴とする電圧出力回路である。

その他、本願が開示する課題、及びその解決方法は、発明を実施するための形態の欄の記載、及び図面の記載等により明らかにされる。

本発明によれば、発振信号を用いて出力電圧を生成する電圧生成回路から発生するノイズを低減することが可能になる。

負荷駆動回路及び電圧出力回路の構成例を示す図である。 電圧変動回路の構成例を示す図である。 電圧変動回路の動作を示す図である。 発振回路の構成例を示す図である。 インバータ回路の構成例を示す図である。

図１〜図５を参照しつつ、本実施形態の負荷駆動回路１０００及び電圧出力回路２０００の構成例について説明する。

＝＝負荷駆動回路、電圧出力回路＝＝
本実施形態の負荷駆動回路１０００は、図１に示すように、チャージポンプ回路２００、トランジスタ駆動回路３００、出力回路４００、ＦＧ回路６００、電圧変動回路５００、発振回路１００を備えて構成される。また本実施形態の電圧出力回路２０００は、チャージポンプ回路２００、電圧変動回路５００、及び発振回路１００を備えて構成される。

なお以下の説明においては、一例として負荷駆動回路１０００が３相のモータ７００を駆動する場合について説明する。もちろん負荷駆動回路１０００は、モータ７００以外の他の負荷を駆動する場合にも適用可能である。

また本実施形態において、負荷駆動回路１０００及び電圧出力回路２０００は、図１に示すように、モータ駆動ＩＣ８００の所定の端子に、チャージポンプ回路２００の一部の構成要素を接続することにより構成される。

＜チャージポンプ回路＞
チャージポンプ回路２００は、後述する発振回路１００から発振信号が入力されると、定電圧源ＶＣＣ（第１電圧）を第２電圧に変換して出力する回路である。

チャージポンプ回路２００は、トランジスタＳＷ１、ＳＷ２、定電圧源ＶＣＣ、コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ１、Ｄ２を備えて構成される。

トランジスタＳＷ１、ＳＷ２は、電源ＶＳとグランドとの間に直列に接続される。具体的には、トランジスタＳＷ１のドレイン端子が電源ＶＳに接続され、トランジスタＳＷ１のソース端子とトランジスタＳＷ２のドレイン端子とが接続点で接続され、トランジスタＳＷ２のソース端子がグランドに接続される。そしてトランジスタＳＷ１、ＳＷ２のそれぞれのゲート端子には、発振回路１００から出力される発振信号が入力される。

トランジスタＳＷ１、ＳＷ２の接続点には、モータ駆動ＩＣ８００の「ＣＬ」端子を介して、コンデンサＣ１の一端が接続される。このコンデンサＣ１の他端は、ダイオードＤ１のカソードに接続される。そしてこのダイオードＤ１のアノードは、定電圧源ＶＣＣに接続される。
一方、ダイオードＤ１のカソードはダイオードＤ２のアノードにも接続されている。

またコンデンサＣ２は、一端が、モータ駆動ＩＣ８００の「Ｃ−」端子を介してトランジスタＳＷ１のドレイン端子及び電源ＶＳに接続されており、他端はダイオードＤ２のカソードに接続されている。またコンデンサＣ２の他端は、モータ駆動ＩＣ８００の「Ｃ＋」端子を介して、トランジスタ駆動回路３００に接続されている。

チャージポンプ回路２００がこのように接続された構成において、トランジスタＳＷ１、ＳＷ２のゲート端子に発振回路１００から発振信号が入力されると、トランジスタＳＷ１、ＳＷ２は、この発振信号に同期して交互にオンオフを繰り返す。

まず、トランジスタＳＷ１がオフで、トランジスタＳＷ２がオンとなったとき、トランジスタＳＷ１、ＳＷ２の接続点すなわちモータ駆動ＩＣ８００の「ＣＬ」端子の電圧は０ボルトとなる。一方で、定電圧源ＶＣＣからダイオードＤ１を介して流れる電流によってコンデンサＣ１が充電される。

この状態でトランジスタＳＷ１がオフからオンで、トランジスタＳＷ２がオンからオフになると、コンデンサＣ１の一端側の電圧、つまりモータ駆動ＩＣ８００の「ＣＬ」端子の電圧は電源ＶＳほぼ等しい電圧に持ち上がる。そのため、コンデンサＣ１の他端側の電圧も上昇し、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２に電流が流れる。この電流によりコンデンサＣ２への充電が行われる。

トランジスタＳＷ１、ＳＷ２が、発振回路１００からの発振信号に同期して交互にオンオフを繰り返すことにより、コンデンサＣ２の電圧は、電源ＶＳよりも高い電圧（第２電圧）に上昇する。

そしてこのコンデンサＣ２の電圧は、チャージポンプ回路２００の出力電圧として、モータ駆動ＩＣ８００の「Ｃ＋」端子を介してトランジスタ駆動回路３００に印加される。

＜トランジスタ駆動回路＞
トランジスタ駆動回路３００は、出力回路４００が備えるトランジスタＴＲの制御端子（ゲート端子やベース端子等）に対し、チャージポンプ回路２００により生成された出力電圧を印加して、トランジスタＴＲをオンさせる回路である。

トランジスタ駆動回路３００は、上アーム駆動回路３１０と下アーム駆動回路３２０とを有している。上アーム駆動回路３１０は、出力回路４００が有するトランジスタＴＲのうち、電源ＶＳ側に接続されるトランジスタＴＲの制御端子に対して、チャージポンプ回路２００により生成された出力電圧を印加する回路である。

＜出力回路＞
出力回路４００は、モータ７００をオンオフ制御するためのトランジスタＴＲ（電子機器）を備える。本実施形態に係る出力回路４００は、２つのトランジスタＴＲを電源ＶＳとグランドとの間で直列に接続して構成される。そしてこれら２つのトランジスタＴＲの接続点に、モータ７００のコイル７１０が接続される。

なお、本実施形態モータ７００は３相であるため、直列に接続された２つのトランジスタＴＲのペアが各相毎に合計３ペア設けられている。図１においては簡単化のために、Ｕ相に対して設けられた２つのトランジスタＴＲ１、ＴＲ２のペアのみが記載されているが、他の相（Ｖ相、Ｗ相）についても同様に構成される。

そしてトランジスタ駆動回路３００から各トランジスタＴＲの制御端子に印加される制御電圧に応じて、これらの各トランジスタＴＲがそれぞれオンオフ制御されることにより、モータ７００の各コイル７１０への通電がオンオフ制御される。

なお出力回路４００が有するトランジスタＴＲは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）により実現してもよいし、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）により実現しても良い。

また出力回路４００が有するトランジスタＴＲは、ＭＯＳＦＥＴの場合で説明すると、ゲート端子にゲート−ソース間のスレッシュホールド電圧以上の電圧を印加した場合にドレイン−ソース間がクローズとなる構成であっても良いし、ゲート端子にゲート−ソース間のスレッシュホールド電圧以上の電圧を印加した場合にドレイン−ソース間がオープンとなる構成であっても良い。

＜モータ＞
モータ７００は、各相のコイル（負荷）７１０と、モータ７００の回転を検出するためのホールＩＣ７２０と、を備えて構成される。

ホールＩＣ７２０は、モータ７００が回転する際の磁性の変化を検出し、パルス状の信号を出力する。このため、ホールＩＣ７２０は、モータ７００の回転速度に応じた周波数を有するパルス信号を出力する。本実施形態のモータ７００は、例えば４極対（８極）である。そのため、ホールＩＣ７２０はモータ１回転あたり４つのパルスを出力する。

本実施形態においては、モータ７００は３つのホールＩＣ７２０を備えており、モータ７００が１回転する間に、これら３つのホールＩＣ７２０からそれぞれパルス信号が出力される。これらのパルス信号は、モータ駆動ＩＣ８００の「ＨＵ」端子、「ＨＶ」端子、「ＨＷ」端子にそれぞれ入力される。

＜ＦＧ回路＞
ＦＧ回路６００は、ホールＩＣ７２０からのパルス信号を受信し、これらのパルス信号を用いてＦＧ信号を生成し、このＦＧ信号を、後述する電圧変動回路５００にクロック信号として出力する回路である。

ＦＧ信号は例えばモータ７００内に設けられたホールＩＣ７２０などの位置検出素子を用いて可動子の位置を検出することによって生成することができる。

また、位置検出素子を用いないセンサレス駆動方式のモータ駆動回路においては、モータ７００の駆動コイル７１０に発生する誘起電圧（逆起電圧）を利用して可動子の位置を検出し、ＦＧ信号を生成することができる。

＜電圧変動回路＞
電圧変動回路５００は、後述する発振回路１００に印加される印加電圧ＶＣＮＴを変動させる回路である。詳細は後述するが、電圧変動回路５００は、チャージポンプ回路２００から出力される出力電圧のレベルが出力回路４００のトランジスタＴＲをオンさせることができるレベルとなる範囲内で印加電圧ＶＣＮＴを変動させる。

電圧変動回路５００は、図２に示すように、カウンタ回路５１０と、スイッチ５３０と、電流源５２０と、一端が接地されるキャパシタ５４０と、を備えて構成される。このキャパシタ５４０の上記一端と他端との間の電圧は、上記印加電圧ＶＣＮＴとして出力される。

カウンタ回路５１０は、４つのフリップフロップ５１１を直列に接続して構成される。カウンタ回路５１０は、ＦＧ回路６００から出力されるクロック信号に応じて、各フリップフロップ５１１の出力信号（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）の論理レベル（０又は１）を更新して出力する。

また電圧変動回路５００は、４つのスイッチ５３０を有している。これらの４つのスイッチ５３０は、上記４つのフリップフロップ５１１の出力信号（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）とそれぞれ対応付けられており、各出力信号の論理レベルに応じてそれぞれ開閉する。具体的には、例えばフリップフロップ５１１の出力信号の論理レベルが”１”のときにスイッチ５３０がクローズし、論理レベルが”０”のときにスイッチ５３０がオープンとなる。

以下の説明において、４つのスイッチ５３０を個別に記述する場合には、各フリップフロップ５１１の出力信号（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）とそれぞれ対応するスイッチ５３０をそれぞれＳＷＡ、ＳＷＢ、ＳＷＣ、ＳＷＤと記載する。

またこれらの各スイッチ５３０には、それぞれ直列に電流源５２０が接続されている。そして一部の電流源５２０は、キャパシタ５４０を充電する向きにキャパシタ５４０の他端側に接続され、他の一部の電流源５２０は、キャパシタ５４０を放電する向きにキャパシタ５４０の他端側に接続されている。

本実施形態においては、ＳＷＡ５３０に直列に接続される電流源５２０と、ＳＷＤ５３０に直列に接続される電流源５２０と、がキャパシタ５４０を充電する向きにキャパシタ５４０に接続され、ＳＷＢ５３０に直列に接続される電流源５２０と、ＳＷＣ５３０に直列に接続される電流源５２０と、がキャパシタ５４０を放電する向きにキャパシタ５４０に接続されている。

従って、ＳＷＡ５３０及びＳＷＤ５３０の少なくとも一方がクローズすると、キャパシタ５４０を充電するように電流が流れる。一方、ＳＷＢ５３０及びＳＷＣ５３０の少なくとも一方がクローズすると、キャパシタ５４０を放電するように電流が流れる。そしてＳＷＡ５３０、ＳＷＢ５３０、ＳＷＣ５３０、ＳＷＤ５３０の開閉の組み合わせによって、総合的にキャパシタ５４０の充電あるいは放電が行われ、キャパシタ５４０の他端側の電圧ＶＣＮＴが上昇あるいは下降する。

図３に、ＦＧ回路６００から入力されるクロック信号に同期して、カウンタ回路５１０の各フリップフロップ５１１の出力信号が更新されると共に、各フリップフロップ５１１の出力信号の論理レベルに応じてキャパシタ５４０の電圧ＶＣＮＴが変動する様子を示す。

本実施形態においては、４つのフリップフロップ５１１の出力信号の論理レベルの組み合わせは１６通りであり、また、キャパシタ５４０へ充電する組み合わせの数と、キャパシタ５４０から放電する組み合わせの数は同数であるので、キャパシタ５４０の電圧ＶＣＮＴは、事前に設定された所定レベルの電圧を基準（中心）として、クロック信号のパルスが１６個入力される毎に周期的に変動を繰り返す。つまりキャパシタ５４０の電圧ＶＣＮＴは、クロック信号が１６パルス入力される毎に元の電圧に戻る。

従って、チャージポンプ回路２００から出力される出力電圧のレベルが出力回路４００のトランジスタＴＲをオンさせることができるレベルとなる範囲内になるように、予め、この基準電圧と、電圧の変動幅と、を設定しておけば、チャージポンプ回路２００からの出力電圧のレベルが出力回路４００のトランジスタＴＲをオンさせることができるレベルを逸脱しないようにすることができる。

なお、キャパシタ５４０の電圧ＶＣＮＴの変動幅は、キャパシタ５４０の容量や、各電流源５２０の電流値、スイッチ５３０をオンさせる時間、カウンタ回路５１０のフリップフロップ５１１の数（段数）等を設定することにより、所望の値に設定することが可能である。

ＦＧ回路６００からはＦＧ信号がクロック信号として出力されるため、クロック信号が１２パルス（４×３）入力される毎に、モータ７００が１回転することになる。

従って、クロック信号の周波数を切り替えることによって、モータ７００の１回転あたりの電圧ＶＣＮＴの変動周期を変更することができる。

＜発振回路＞
発振回路１００は、電圧変動回路５００から出力される印加電圧ＶＣＮＴのレベルに応じたスイッチング速度の発振信号を出力する回路である。

発振回路１００の一例を図４に示す。発振回路１００は、奇数個のインバータ回路１１１をリング接続したリングオシレータとして構成される。

各インバータ回路１１１は、例えば図５に示すように構成されている。図５において、インバータ回路１１１は、入力電圧Ｖｉｎの論理レベルを反転した出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。そして入力電圧Ｖｉｎが反転すると、所定の遅延の後に出力電圧Ｖｏｕｔを反転して出力する。

そして図５において、ＶＩＣＮＴｐの電圧を下降させ、ＶＩＣＮＴｎの電圧を上昇させると、インバータ回路１１１内の寄生容量等に対する充放電スピードが速くなるため、インバータ回路１１１の遅延時間が短くなる。つまり、入力電圧Ｖｉｎが反転してから出力電圧Ｖｏｕｔが反転するまでの応答時間が短くなる。

反対に、ＶＩＣＮＴｐの電圧を上昇させ、ＶＩＣＮＴｎの電圧を下降させると、インバータ回路１１１内の寄生容量等に対する充放電スピードが遅くなるため、インバータ回路１１１の遅延時間が長くなる。つまり、入力電圧Ｖｉｎが反転してから出力電圧Ｖｏｕｔが反転するまでの応答時間が長くなる。

ここで、まず発振回路１００への印加電圧ＶＣＮＴがＶｒより上昇した場合、印加電圧ＶＣＮＴの上昇に応じて、抵抗Ｒ１を図４に矢印で示す方向に電流ＩＲ１が流れるため、電流ＩＩＮＶが増加する。そして電流ＩＩＮＶが増加することにより、ＶＩＣＮＴｐの電圧が下降し、ＶＩＣＮＴｎの電圧が上昇する。従ってこの場合、インバータ回路１１１の応答時間が短くなるため、発振信号の周波数は上昇する。

反対に、発振回路１００への印加電圧ＶＣＮＴがＶｒより下降した場合、印加電圧ＶＣＮＴの下降に応じて、抵抗Ｒ１を図４に矢印で示す方向とは反対に電流ＩＲ１が流れるため、電流ＩＩＮＶが減少する。そして電流ＩＩＮＶが減少することにより、ＶＩＣＮＴｐの電圧が上昇し、ＶＩＣＮＴｎの電圧が下降する。従ってこの場合、インバータ回路１１１の応答時間が長くなるため、発振信号の周波数は下降する。

このようにして、発振回路１００から出力される発振信号のスイッチング速度は、電圧変動回路５００から出力される印加電圧ＶＣＮＴのレベルに応じて変動する。

この発振信号は、上述したチャージポンプ回路２００に入力され、そしてチャージポンプ回路２００を構成するトランジスタＳＷ１、ＳＷ２がこの発振信号に同期して交互にオンオフを繰り返す。

このように、本実施形態に係る負荷駆動回路１０００によれば、チャージポンプ回路２００に入力される発振信号のスイッチング速度を変動させることができる。

このため、この発振信号に起因して生ずるノイズの周波数を拡散させることができるため、チャージポンプ回路２００から発生するノイズのピークを低減することが可能になる。

これにより、例えば他の電子回路へ与えるノイズによる影響を低減することが可能となる。例えば、本実施形態の負荷駆動回路１０００や電圧出力回路２０００をカーエアコン等の車載電子機器に用いた場合には、車載ラジオや無線機等の他の車載電子機器に与える影響を減少させることが可能となる。また車載用か否かを問わず、本実施形態の負荷駆動回路１０００や電圧出力回路２０００をエアコンや空気清浄機、給湯器等に用いた場合も同様に、周囲の他の電子機器への影響を低減させることが可能である。

以上、本発明の好適な実施の形態を説明したが、これらは本発明の説明のための例示であって、本発明の範囲を本実施の形態にのみ限定する趣旨ではない。本発明は、他の種々の形態でも実施することが可能である。

例えば上記実施形態ではチャージポンプ回路２００を用いた場合を例示したが、本発明は、コイルを用いた昇圧回路やブートストラップ回路等を用いた場合でも同様に適用可能である。

また発振回路１００としてリングオシレータを用いた場合を例に説明したが、例えば、スイッチング周波数をある範囲で疑似的に乱数発振させることが可能な擬似乱数発振回路により構成することも可能である。

１００ 発振回路
１１１ インバータ回路
２００ チャージポンプ回路
３００ トランジスタ駆動回路
４００ 出力回路
５００ 電圧変動回路
５１０ カウンタ回路
５２０ 電流源
５３０ スイッチ
５４０ キャパシタ
６００ ＦＧ回路
７００ モータ
７１０ コイル
７２０ ホールＩＣ
８００ モータ駆動ＩＣ
１０００ 負荷駆動回路
２０００ 電圧出力回路

Claims (9)

1. 発振信号を用いて第１電圧を第２電圧に変換して出力する電圧生成回路と、
   スイッチング速度を変動させながら前記発振信号を出力する発振回路と、
   を備えることを特徴とする電圧出力回路。
2. 請求項１に記載の電圧出力回路であって、
   前記発振回路は、印加電圧のレベルに応じたスイッチング速度で前記発振信号を出力する回路である
   ことを特徴とする電圧出力回路。
3. 請求項２に記載の電圧出力回路であって、
   前記発振回路に印加される前記印加電圧を変動させる電圧変動回路を更に備える
   ことを特徴とする電圧出力回路。
4. 請求項３に記載の電圧出力回路であって、
   前記電圧変動回路は、
   複数のフリップフロップを直列に接続して構成され、所定のクロック信号に応じて前記各フリップフロップの出力信号の論理レベルを更新して出力するカウンタ回路と、
   前記各フリップフロップのそれぞれの出力信号の論理レベルに応じてそれぞれ開閉する複数のスイッチと、
   前記各スイッチにそれぞれ直列に接続される複数の電流源と、
   一端が接地されるキャパシタと、
   を備え、
   一部の前記電流源は、前記キャパシタを充電する向きに前記キャパシタの他端に接続され、他の一部の前記電流源は、前記キャパシタを放電する向きに前記キャパシタの前記他端に接続され、
   前記キャパシタの前記他端の電圧を前記印加電圧として出力する
   ことを特徴とする電圧出力回路。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載の電圧出力回路であって、
   前記発振回路はリングオシレータであることを特徴とする電圧出力回路。
6. 請求項１〜５に記載の電圧出力回路であって、
   前記電圧生成回路から出力される前記第２電圧は、オンオフ制御される電子機器の制御電圧として前記電子機器に印加される
   ことを特徴とする電圧出力回路。
7. 請求項６に記載の電圧出力回路であって、
   前記電圧生成回路から出力される前記第２電圧のレベルは、前記電子機器をオンさせることができるレベルとなる範囲内で変動する
   ことを特徴とする電圧出力回路。
8. 請求項６又は７に記載の電圧出力回路であって、
   前記電子機器は、負荷への通電をオンオフ制御するためのトランジスタであることを特徴とする電圧出力回路。
9. 請求項８に記載の電圧出力回路であって、
   前記負荷は、モータを構成するコイルであることを特徴とする電圧出力回路。

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