JP2013102670A - 単相電力変換装置の制御装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】系統連系インバータ2の制御装置4は電力系統3に出力される交流電圧vと交流電流iを検出し、複素係数BPF401により基本波成分の複素ベクトル(v1r,v1j)を生成し、複素係数BPF402により基本波成分の複素ベクトル(i1r,i1j)を生成する。位相角演算器403で複素ベクトル(v1r,v1j)を用いて位相角θ1を算出し、位相角θ1を用いてdq変換器405で複素ベクトル(i1r,i1j)をdq座標系のd軸成分idとq軸成分iqに変換した後、加算器406a,406b、PI補償器407a,407bでdq座標系における制御値のdq軸成分vd,vqを生成する。そして、逆dq変換器408でdq座標系の制御値vd,vqを静止直交座標系の制御値vrc,vjcに変換し、PWM信号生成器409で制御値vrcを用いて系統連系インバータ2の駆動を制御するPWM信号を生成する。
【選択図】図1
Description
を備えたことを特徴とする。
Tan(ω・t)=(v1j/v1r)
θ1=(ω・t)=tan-1(v1j/v1r)
の演算を行うことにより基本波成分の位相角θ1を算出する。この位相角θ1は、dq変換器405と逆dq変換器408に入力され、座標変換処理の変換係数に用いられる。
H(z)=(1-r2+2(r-1)・r・cos(Ωd)・z-1)/(1-2r・cos(Ωd)・z-1+ r2・z-2)
で表わされる。この伝達関数H(z)の振幅特性M(ω)を求めると、M(ω)=(1-2r・cos(Ωd±ω)+r2)=0を満たすωで極が表れるから、2次IIRフィルタはその極の周波数を通過させる特性を有する。r≒1とすると、cos(Ωd±ω)≒1より、2次IIRフィルタを通過させる正規化周波数fdはfd=±Ωd/2πとなるから、正規化角周波数Ωdを系統周波数fsの正規角周波数に設定した実係数の2次IIRフィルタでは、負の周波数成分(−fs=−Ωd・fsr/2πの成分)も通過させることになる。すなわち、図3に示す周波数特性において、2次IIRフィルタでは「−fs」に表れる負の周波数成分も通過させることになる。
x[k]=r・exp(j・Ωd)・x[k-1]+u[k] …(2)
y[k]=(1−r)・x[k] …(3)
が成立する。
xr[k]=r・cos(Ωd)・xr[k-1]−r・sin(Ωd)・xj[k-1]+ur[k] …(4)
xj[k]=r・cos(Ωd)・xj[k-1]+r・sin(Ωd)・xr[k-1]+uj[k] …(5)
yr[k]=(1−r)・xr[k] …(6)
yj[k]=(1−r)・xj[k] …(7)
となる。
id=B1・cos(ω・t)・cos(ω・t)+B1・sin(ω・t)・sin(ω・t)
=B1
iq=−B1・sin(ω・t)・cos(ω・t)+B1・cos(ω・t)・sin(ω・t)
=0
となる。これらの演算結果は、交流電流iの基本波成分の振幅B1を大きさとする電流ベクトルがdq座標系のd軸上に静止している状態のd軸成分とq軸成分を表している。
id=B1・cos(ω・t+δ1)・cos(ω・t)+B1・sin(ω・t+δ1)・sin(ω・t)
=B1・cos(δ1)
iq=B1・sin(ω・t+δ1)・cos(ω・t)+B1・cos(ω・t+δ1)・sin(ω・t)
=B1・sin(δ1)
となり、上記のdq変換演算により交流電流iの基本波成分の振幅B1を大きさとする電流ベクトルがdq座標系で位相角δ1の位置に静止している状態のd軸成分とq軸成分が得られる。
ar=r・cos(n・Ωd’) …(9)
但し、nは阻止周波数の次数
の演算式により複素係数a1の実数部の係数arが算出され、その算出値arが乗算器402aと乗算器402dに入力される。
aj=r・sin(n・Ωd’) …(10)
の演算式により複素係数a1の虚数部の係数ajが算出され、その算出値ajが乗算器402bと乗算器402cに入力される。
2 単相系統連系インバータ
3 単相電力系統
4,4’ 制御装置
401 複素係数バンドパスフィルタ(第1のフィルタ手段)
402 複素係数バンドパスフィルタ(第2のフィルタ手段)
402” 複素係数バンドパスフィルタ(第3のフィルタ手段)
402A 正規格化周波数算出部
402’,402B〜402H 複素係数ノッチフィルタ(第2のフィルタ手段)
403 位相角演算器(位相角算出手段)
404 レベル調整器
405 dq変換器(信号変換手段)
405’ dq変換器(信号変換手段)
406a,406a’,406b,406b’ 加算器
407a,407b PI補償器(制御値算出手段)
407a’,407b’ PI補償器(補償値算出手段)
408 逆dq変換器(信号逆変換手段)
408’ 逆dq変換器(第2の信号逆変換手段)
409 PWM信号生成器(PWM信号生成手段)
410 周波数検出器
411 n次位相角演算器(第2の位相角算出手段)
412a,412b 加算器(加算手段)
5 交流電流検出器(電流検出手段)
6 交流電圧検出器(電圧検出手段)
7 出力ライン
8 n次高調波補償回路(高調波補償手段)
Z 直流負荷
Claims (8)
- 単相電力系統と直流電源若しくは直流負荷との間に設けられ、単相交流電力から直流電力への電力変換若しくはその逆の電力変換を行う単相電力変換装置の制御装置であって、
前記単相電力系統の交流電圧を検出する電圧検出手段と、
前記単相電力系統の交流電流を検出する電流検出手段と、
前記電圧検出手段で検出された前記交流電圧に含まれる前記単相電力系統の系統周波数の成分を抽出する、複素係数フィルタからなる第1のフィルタ手段と、
前記電流検出手段で検出された前記交流電流に含まれる所定の周波数の成分を抽出する、複素係数フィルタからなる第2のフィルタ手段と、
前記第1のフィルタ手段から出力される互いに直交する2つの信号を用いて前記交流電圧の位相角を算出する位相角算出手段と、
前記第2のフィルタ手段から出力される互いに直交する2つの信号を前記位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の座標変換処理によって前記系統周波数で回転する回転直交座標系の信号に変換する信号変換手段と、
前記信号変換手段で変換された前記回転直交座標系の2つの信号について、それぞれ目標値との偏差を算出し、その偏差に基づいて制御値を算出する制御値算出手段と、
前記制御値算出手段により算出された前記制御値を前記位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の逆座標変換処理によって静止直交座標系の制御信号に変換する信号逆変換手段と、
前記信号逆変換手段で逆変換された前記静止直交座標系の制御信号を用いて前記電力変換装置の駆動を制御するPWM信号を生成するPWM信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする、単相電力変換装置の制御装置。 - 前記第1のフィルタ手段と前記第2のフィルタ手段は、中心周波数が前記系統周波数と同一の周波数に設定されている複素係数バンドパスフィルタで構成され、
前記信号変換手段は、前記交流電流に含まれる前記系統周波数の成分だけを前記回転直交座標系の信号に変換して出力する、請求項1に記載の単相電力変換装置の制御装置。 - 前記第1のフィルタ手段は、中心周波数が前記系統周波数と同一の周波数に設定されている複素係数バンドパスフィルタで構成され、
前記第2のフィルタ手段は、阻止周波数が前記系統周波数に対して同一の負の周波数成分と所定の次数の正負の高調波成分とに設定された複数係数ノッチフィルタで構成され、
前記信号変換手段は、前記交流電流に含まれる前記系統周波数の成分だけを前記回転直交座標系の信号に変換して出力する、請求項1に記載の単相電力変換装置の制御装置。 - 前記第1のフィルタ手段から出力される互いに直交する2つの信号は、前記系統周波数で変化する位相角の余弦波信号と正弦波信号であり、
前記位相角算出手段は、前記余弦波信号と前記正弦波信号を用いて所定の逆三角関数の演算式により前記位相角を算出する、請求項2又は3に記載の単相電力変換装置の制御装置。 - 前記第1のフィルタ手段から出力される互いに直交する2つの信号は、前記系統周波数で変化する位相角の余弦波信号と正弦波信号であり、
前記位相角算出手段は、前記余弦波信号と前記正弦波信号を用いて乗算式PLLにより前記余弦波信号及び前記正弦波信号の位相角と同一の位相角を有する信号を生成するPLL演算手段で構成される、請求項2又は3に記載の単相電力変換装置の制御装置。 - 前記交流電流に含まれる所定の次数の高調波成分を補償する高調波補償手段を更に備え、
前記高調波補償手段は、
前記電流検出手段で検出された前記交流電流に含まれる前記次数の高調波成分を抽出する、複素係数フィルタからなる第3のフィルタ手段と、
前記位相角算出手段で算出される位相角を前記所定の次数倍して前記高調波成分の位相角を算出する第2の位相角算出手段と、
前記第3のフィルタ手段から出力される互いに直交する2つの信号を前記第2の位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の座標変換処理によって前記高調波成分の周波数で回転する回転直交座標系の信号に変換する第2の信号変換手段と、
前記第2の信号変換手段で変換された前記回転直交座標系の2つの信号について、それぞれ目標値との偏差を算出し、その偏差に基づいて補償値を算出する補償値算出手段と、
前記補償値算出手段により算出された前記補償値を前記第2の位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の逆座標変換処理によって静止直交座標系の高調波補償信号に変換する第2の信号逆変換手段と、
前記第2の信号逆変換手段で逆変換された前記静止直交座標系の高調波信号を前記信号逆変換手段で逆変換された前記静止直交座標系の制御信号に加算する加算手段と、
を備える、請求項1乃至5のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置。 - 前記単相電力変換装置は、前記単相交流電力を前記直流電力に変換するインバータである、請求項1乃至6のいずれかに記載の単相電力変換装置の制御装置。
- 前記単相電力変換装置は、前記直流電力を前記単相交流電力に逆変換するコンバータである、請求項1乃至6のいずれかに記載の単相電力変換装置の制御装置。
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