JP5926067B2 - 位相変換装置、および、当該位相変換装置を用いた制御回路 - Google Patents
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Description
前記第1の伝達関数は、
G 1 (s)=T・ω 0 /{(T・s+1) 2 +(T・ω 0 ) 2 }
であることを特徴とする。
G1(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であることを特徴とする。
G2(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である。
G2(s)={(T・s)2+T・s+(T・ω0)2}/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である。
G3(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、前記第4の伝達関数は、
G4(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である。
G1(s)=T・n・ω0/{(T・s+1)2+(T・n・ω0)2}
であり、前記第2の伝達関数は、
G2(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・n・ω0)2}
であることを特徴とする。
tan(ω・t)=(v1j/v1r)
θ1=(ω・t)=tan-1(v1j/v1r)
の演算を行うことにより基本波成分の位相角θ1を算出する。この位相角θ1は、dq変換器405と逆dq変換器408に入力され、座標変換処理の変換係数に用いられる。
id=B1・cos(ω・t)・cos(ω・t)+B1・sin(ω・t)・sin(ω・t)
=B1
iq=−B1・sin(ω・t)・cos(ω・t)+B1・cos(ω・t)・sin(ω・t)
=0
となる。これらの演算結果は、交流電流iの基本波成分の振幅B1を大きさとする電流ベクトルがdq座標系のd軸上に静止している状態のd軸成分とq軸成分を表している。
id=B1・cos(ω・t+δ1)・cos(ω・t)+B1・sin(ω・t+δ1)・sin(ω・t)
=B1・cos(δ1)
iq=B1・sin(ω・t+δ1)・cos(ω・t)+B1・cos(ω・t+δ1)・sin(ω・t)
=B1・sin(δ1)
となり、上記のdq変換演算により交流電流iの基本波成分の振幅B1を大きさとする電流ベクトルがdq座標系で位相角δ1の位置に静止している状態のd軸成分とq軸成分が得られる。
2 単相系統連系インバータ
3 単相電力系統
4,4’,4” 制御回路
401 位相変換器(第2の位相変換手段、位相角演算手段)
402,402” 位相変換器(位相変換手段)
403 位相角演算器(位相角演算手段)
404 レベル調整器(位相変換手段)
405 dq変換器
406a,406b 加算器(制御値算出手段)
407a,407b PI補償器(制御値算出手段)
408 逆dq変換器
409 PWM信号生成器
410 n次高調波位相変換器
411 n次位相角演算器
5 交流電流検出器
6 交流電圧検出器
7 出力ライン
Claims (8)
- 単相交流に関する電力変換回路の出力または入力に基づく信号を入力され、当該基づく信号に第1の伝達関数に示す処理を行い、振幅を2倍に増幅した信号を、前記基づく信号の基本波成分に直交する信号として出力し、
前記単相交流の基本波成分の角周波数をω 0 、時定数をTとした場合、
前記第1の伝達関数は、
G 1 (s)=T・ω 0 /{(T・s+1) 2 +(T・ω 0 ) 2 }
である、
ことを特徴とする位相変換装置。 - 単相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をPWM信号により制御する制御回路であって、
前記電力変換回路の出力または入力に基づく信号の基本波成分を、互いに直交する一対の信号として出力する位相変換手段と、
前記単相交流の電圧の基本波の位相角を算出する位相角演算手段と、
前記位相角を用いた回転座標変換処理により、前記一対の信号をdq座標系におけるd軸成分とq軸成分に変換するdq変換手段と、
前記d軸成分とq軸成分について、それぞれ目標値との偏差を算出し、その偏差に基づいて制御値を算出する制御値算出手段と、
前記位相角を用いた静止座標変換処理により、前記制御値算出手段により算出された前記d軸成分とq軸成分の制御値を、静止直交座標系における各軸の制御値に変換する逆dq変換手段と、
前記静止直交座標系における各軸の制御値の一方を用いて前記PWM信号を生成するPWM信号生成手段と、
を備えており、
前記位相変換手段は、前記基づく信号と、前記基づく信号に第1の伝達関数に示す処理を行い、振幅を2倍に増幅した信号とを、前記互いに直交する一対の信号として出力し、
前記単相交流の基本波成分の角周波数をω0、時定数をTとした場合、
前記第1の伝達関数は、
G1(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である、
ことを特徴とする制御回路。 - 前記位相変換手段は、前記基づく信号に代えて、前記基づく信号に第2の伝達関数に示す処理を行い、振幅を2倍に増幅した信号を出力し、
前記第2の伝達関数は、
G2(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である、
請求項2に記載の制御回路。 - 前記位相変換手段は、前記基づく信号に代えて、前記基づく信号に第2の伝達関数に示す処理を行い、振幅を2倍に増幅した信号を出力し、
前記第2の伝達関数は、
G2(s)={(T・s)2+T・s+(T・ω0)2}/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である、
請求項2に記載の制御回路。 - 前記位相角演算手段は、
前記電力変換回路の出力または入力に基づく電圧信号から基本波成分を抽出して、互いに直交する一対の電圧信号として出力する第2の位相変換手段を備えており、
前記第2の位相変換手段は、
前記基づく電圧信号に第3の伝達関数に示す処理を行った信号と、前記基づく電圧信号に第4の伝達関数に示す処理を行った信号とを、前記互いに直交する一対の電圧信号として出力し、
前記単相交流の基本波成分の角周波数をω0、時定数をTとした場合、
前記第3の伝達関数は、
G3(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、
前記第4の伝達関数は、
G4(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である、
請求項2ないし4のいずれかに記載の制御回路。 - 前記第2の位相変換手段から出力される前記互いに直交する一対の電圧信号は、前記単相交流の基本波の周波数を有する余弦波信号と正弦波信号であり、
前記位相角演算手段は、前記余弦波信号と前記正弦波信号とを用いて所定の逆三角関数の演算式により前記位相角を算出する、
請求項5に記載の制御回路。 - 前記第2の位相変換手段から出力される前記互いに直交する一対の電圧信号は、前記単相交流の基本波の周波数を有する余弦波信号と正弦波信号であり、
前記位相角演算手段は、乗算式PLLにより前記余弦波信号及び前記正弦波信号の位相角と同一の位相角を有する信号を生成するPLL演算手段で構成される、
請求項5に記載の制御回路。 - 単相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をPWM信号により制御する制御回路であって、
前記電力変換回路の出力または入力に基づく信号のn次高調波成分を、互いに直交する一対の信号として出力するn次高調波位相変換手段と、
前記単相交流の電圧のn次高調波の位相角を算出するn次位相角演算手段と、
前記位相角を用いた回転座標変換処理により、前記一対の信号をdq座標系におけるd軸成分とq軸成分に変換するdq変換手段と、
前記d軸成分とq軸成分に基づいて制御値を算出する制御値算出手段と、
前記位相角を用いた静止座標変換処理により、前記制御値算出手段により算出された前記d軸成分とq軸成分の制御値を、静止直交座標系における各軸の制御値に変換する逆dq変換手段と、
前記静止直交座標系における各軸の制御値の一方を用いて前記PWM信号を生成するPWM信号生成手段と、
を備えており、
前記n次高調波位相変換手段は、前記基づく信号に第1の伝達関数に示す処理を行い、振幅を2倍に増幅した信号と、前記基づく信号に第2の伝達関数に示す処理を行い、振幅を2倍に増幅した信号とを、前記互いに直交する一対の信号として出力し、
前記単相交流の基本波成分の角周波数をω0、時定数をTとした場合、
前記第1の伝達関数は、
G1(s)=T・n・ω0/{(T・s+1)2+(T・n・ω0)2}
であり、
前記第2の伝達関数は、
G2(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・n・ω0)2}
である、
ことを特徴とする制御回路。
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