JP5850709B2 - 系統連系インバータ装置の単独運転検出装置 - Google Patents
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Description
と前記第2のフィルタ手段から出力される前記基本波の正の周波数成分を用いて所定の演算式により前記第2のフィルタ手段で生じる前記基本波の正の周波数成分の位相差を算出する位相差算出手段と、前記位相特性に基づき予め設定された前記通過帯域における位相差と周波数との関係を示す所定のテーブルと、前記テーブルから前記位相差算出手段で算出された位相差に対応する周波数を読み出すことにより、前記第2のフィルタ手段に入力された前記基本波の正の周波数成分の周波数を算出する周波数演算手段と、を含む構成にするとよい(請求項4)。
Id=√(2/3)・(iu・cos(θ)+iv・cos(θ−2π/3)+iw・cos(θ−4π/3))
Iq=√(2/3)・(−iu・sin(θ)−iv・sin(θ−2π/3)−iw・sin(θ−4π/3))
但し、θ=2πfs・t(fs:系統周波数)
のuvw−dq座標変換式によりdq回転座標系のd軸成分Idとq軸成分Iqに変換し、制御基準Idref,Iqrefに対する実測値のdq回転座標系におけるdq軸成分Id,Iqの偏差ΔId=Idref−Id,ΔIq=Iqref−Iqをそれぞれ算出する。
vuo=[√(2/3)]・[Vdo・cos(θ)−Vqo・sin(θ)]
vvo=[√(2/3)]・[Vdo・cos(θ−2π/3)−Vqo・sin(θ−2π/3)]
vwo=[√(2/3)]・[Vdo・cos(θ−4π/3)−Vqo・sin(θ−4π/3)]
のdq−uvw座標変換式により静止座標系における三相電圧に変換することで、U,V,Wの各相の制御目標vuo,vvo,vwoを生成する。
vsu=As・cos(ωs・t) …(3A)
vsv=As・cos(ωs・t-2π/3) …(3B)
vsw=As・cos(ωs・t-4π/3) …(3B)
但し、As;基本波成分の振幅
とすると、不平衡成分vsu’,vsv’,vsw’は、
vsu’=As’・cos(ωs・t) …(4A)
vsv’=As’・cos(ωs・t-4π/3) …(4B)
vsw’=As’・cos(ωs・t-2π/3) …(4C)
但し、As’;不平衡成分の振幅
で表わされる。
vsα=√(3/2)・As・cos(ωs・t) …(5)
vsβ=√(3/2)・As・sin(ωs・t) …(6)
となる。また、(4A)式〜(4C)式を(1)式,(2)式に代入して不平衡成分の二相交流電圧vsα’,vsβ’を求めると、
vsα’=√(3/2)・As’・cos(ωs・t)
vsβ’=−√(3/2)・As’・sin(ωs・t)
となる。そして、cos(ωs・t)=cos(−ωs・t)、−sin(ωs・t)=sin(−ωs・t)であるから、不平衡成分の二相交流電圧vsα’,vsβ’は、
vsα’=√(3/2)・As’・cos(−ωs・t) …(7)
vsβ’=√(3/2)・As’・sin(−ωs・t) …(8)
となる。
vnu=An・cos(n・ωs・t) …(9)
vnv=An・cos(n・ωs・t-n・2π/3) …(10)
vnw=An・cos(n・ωs・t-n・4π/3) …(11)
で表わされるから、(9)式〜(11)式を(1)式,(2)式に代入して5次,7次,11次の高調波成分の二相交流電圧(V5α,V5β),(V7α,V7β),(V11α,V11β)を求めると、
v5α=√(3/2)・A5・cos(−5ωs・t) …(12)
v5β=√(3/2)・A5・sin(−5ωs・t) …(13)
v7α=√(3/2)・A7・cos(7ωs・t) …(14)
v7β=√(3/2)・A7・sin(7ωs・t) …(15)
v11α=√(3/2)・A11・cos(−11ωs・t) …(16)
v11β=√(3/2)・A11・sin(−11ωs・t) …(17)
となる。
x[k]=r・exp(j・Ωd)・x[k-1]+u[k] …(19)
y[k]=(1−r)・x[k] …(20)
が成立する。
xr[k]=r・cos(Ωd)・xr[k-1]−r・sin(Ωd)・xj[k-1]+ur[k] …(21)
xj[k]=r・cos(Ωd)・xj[k-1]+r・sin(Ωd)・xr[k-1]+uj[k] …(22)
yr[k]=(1−r)・xr[k] …(23)
yj[k]=(1−r)・xj[k] …(24)
となる。
H(z)=(1-r2+2(r-1)・r・cos(Ωd)・z-1)/(1-2r・cos(Ωd)・z-1+ r2・z-2)
で表わされる。この伝達関数H(z)の振幅特性M(ω)を求めると、M(ω)=(1-2r・cos(Ωd±ω)+r2)=0を満たすωで極が表れるから、2次IIRフィルタはその極の周波数を通過させる特性を有する。r≒1とすると、cos(Ωd±ω)≒1より、2次IIRフィルタを通過させる正規化周波数fdはfd=±Ωd/2πとなるから、正規化角周波数Ωdを基本波成分の角周波数に設定した実係数の2次IIRフィルタでは、不平衡成分(−fs=−Ωd・fsr/2πの成分)も通過させることになる。すなわち、図5に示す周波数特性において、2次IIRフィルタでは「−fs」に表れる不平衡成分も通過させることになる。
ψ=sin-1(Ψ) …(25)
となる。
ar=r・cos(Ωd’) …(26)
の演算式により複素係数a1の実数部の係数arが算出され、その算出値arが乗算器722aと乗算器722dに入力される。
aj=r・sin(Ωd’) …(27)
の演算式により複素係数a1の虚数部の係数ajが算出され、その算出値ajが乗算器722bと乗算器722cに入力される。
ar=r・cos(n・Ωd’) …(29)
の演算式により複素係数a1の実数部の係数arが算出され、その算出値arが乗算器722aと乗算器722dに入力される。
aj=r・sin(n・Ωd’) …(30)
の演算式により複素係数a1の虚数部の係数ajが算出され、その算出値ajが乗算器722bと乗算器722cに入力される。
B 三相電力系統
1 直流電源
2 インバータ
3 フィルタ
4 変圧器
5 遮断器
6 制御装置
6a バス電圧目標値生成部
6b 無効電力目標値生成部
6c 無効電力算出部
6d uvw−dq変換部
6e,6f,6g,6h PI補償部
6i,6j 非干渉化部
6k dq−uvw変換部
6m PWM信号生成部
7 単独運転検出装置
71 無効電力変動制御器
71A 周波数変化率演算部
71B 無効電力変動値生成部
72,72’,72” 周波数検出器
72A 外乱除去部
721 三相/二相変換部
722,722’ 第1複素係数フィルタ部
723 正規化処理部
72B,72B’ 周波数検出部
724,724’ 第2複素係数フィルタ部
725 位相差算出部
726 周波数算出部
73 単独運転検出器
8 交流電圧検出器
9 交流電流検出器
10 直流電圧検出器
Claims (9)
- 少なくとも電力系統に連系される系統連系インバータ装置から出力される交流信号の周波数を検出する周波数検出手段と、前記周波数検出手段の検出値に基づいて前記系統連系インバータ装置が単独運転状態に移行したことを検出する単独運転検出手段とを備える、系統連系インバータ装置の単独運転検出装置において、
前記周波数検出手段は、
前記交流信号を検出する交流信号検出手段と、
前記交流信号検出手段で検出された前記交流信号に含まれる基本波の負の周波数成分と高調波成分を除去し、基本波の正の周波数成分だけを出力する複素係数フィルタからなる第1のフィルタ手段と、
前記第1のフィルタ手段から出力される前記基本波の正の周波数成分を用いて当該基本波の周波数を算出する周波数算出手段と、
を含むことを特徴とする、系統連系インバータ装置の単独運転検出装置。 - 前記第1のフィルタ手段の複素係数フィルタは、中心周波数が前記交流信号の周波数に設定された複素係数バンドパスフィルタである、請求項1に記載の系統連系インバータ装置の単独運転検出装置。
- 前記周波数算出手段は、
中心周波数が前記交流信号の周波数に設定され、通過帯域で位相差が直線的に変化する位相特性を有する複数係数バンドパスフィルタからなる第2のフィルタ手段と、
前記第2のフィルタ手段に入力される前記基本波の正の周波数成分と前記第2のフィルタ手段から出力される前記基本波の正の周波数成分を用いて所定の演算式により前記第2のフィルタ手段で生じる前記基本波の正の周波数成分の位相差を算出する位相差算出手段と、
前記位相特性に基づき前記通過帯域における位相差から周波数を求めるための所定の関係式と前記位相差とを用いて、前記第2のフィルタ手段に入力された前記基本波の正の周波数成分の周波数を演算する周波数演算手段と、
を含む、請求項1又は2に記載の系統連系インバータ装置の単独運転検出装置。 - 前記周波数算出手段は、
中心周波数が前記交流信号の周波数に設定され、通過帯域で位相差が直線的に変化する位相特性を有する複数係数バンドパスフィルタからなる第2のフィルタ手段と、
前記第2のフィルタ手段に入力される前記基本波の正の周波数成分と前記第2のフィルタ手段から出力される前記基本波の正の周波数成分を用いて所定の演算式により前記第2のフィルタ手段で生じる前記基本波の正の周波数成分の位相差を算出する位相差算出手段と、
前記位相特性に基づき予め設定された前記通過帯域における位相差と周波数との関係を示す所定のテーブルと、
前記テーブルから前記位相差算出手段で算出された位相差に対応する周波数を読み出すことにより、前記第2のフィルタ手段に入力された前記基本波の正の周波数成分の周波数を算出する周波数演算手段と、
を含む、請求項1又は2に記載の系統連系インバータ装置の単独運転検出装置。 - 前記周波数算出手段は、
位相差が中心周波数では零で、当該中心周波数より大きい周波数領域では負になり、小さい周波数領域では正になる位相特性を有し、かつ、前記中心周波数が変更可能な通過帯域型の複数係数フィルタからなる第2のフィルタ手段と、
前記第2のフィルタ手段に入力される前記基本波の正の周波数成分と前記第2のフィルタ手段から出力される前記基本波の正の周波数成分を用いて所定の演算式により前記第2のフィルタ手段で生じる前記基本波の正の周波数成分の位相差を算出する位相差算出手段と、
前記位相差算出手段で算出される位相差が正の場合は、その位相差が零になるまで前記第2のフィルタ手段の中心周波数を所定の変化量で低下させ、前記位相差算出手段で算出される位相差が負の場合は、その位相差が零になるまで前記第2のフィルタ手段の中心周波数を前記変化量で上昇させ、変化後の中心周波数を周波数の検出値として出力する中心周波数制御手段と、
を含む、請求項1又は2に記載の系統連系インバータ装置の単独運転検出装置。 - 前記第1のフィルタ手段の複素係数フィルタは、前記中心周波数制御手段から出力される中心周波数に基づいて、当該中心周波数に対して負の周波数成分と所定次数の高調波成分となるように阻止周波数が制御される複数係数ノッチフィルタである、請求項5に記載の系統連系インバータ装置の単独運転検出装置。
- 前記系統連系インバータ装置は、当該系統連系インバータ装置から出力される無効電力量を制御する電力メジャーループを有しており、
前記周波数検出手段で検出される前記交流信号の周波数に基づいて、前記無効電力量を揺動させる無効電力変動値を生成し、前記電力メジャーループにフィードバックする無効電力変動値生成手段を更に備え、
前記単独運転検出手段は、前記周波数検出手段で検出される周波数の変動量を算出し、その変動量が所定の閾値を超えることにより前記系統連系インバータ装置が単独運転状態に移行したことを検出する、請求項1乃至6のいずれかに記載の系統連系インバータ装置の単独運転検出装置。 - 前記無効電力変動値生成手段は、前記周波数検出手段で検出される前記交流信号の周波数を用いて周波数変化率を算出し、その周波数変化率に比例して変動する前記無効電力変動値を生成する、請求項7に記載の系統連系インバータ装置の単独運転検出装置。
- 前記交流信号は、単相若しくは三相の交流信号である、請求項1乃至8のいずれかに記載の系統連系インバータ装置の単独運転検出装置。
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