JP2013089038A - 基準電圧回路 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧における温度補償をする際の抵抗のばらつきの影響を低減する。
【解決手段】基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成して出力端から出力するバンドギャップリファレンス回路（１）と、基準電圧の分割電圧（ノードＡの電圧）とダイオード（３６）の順方向電圧との差電圧に応じて差電圧を電流に変換する電圧電流変換回路（３に相当）と、を備え、電圧電流変換回路は、変換された電流（１９）を出力端にフィードバックする。
【選択図】図１

Description

本発明は、基準電圧回路に係り、特に、温度補償型の基準電圧回路に係る。

携帯機器やハイブリッド車を代表とするバッテリー搭載機器の市場が拡大している。このような機器では、１回の充電でバッテリーを長時間使うことが求められる。そのためにはバッテリーの残量が少なくなった場合の警告表示のため、あるいはスタンバイ状態へ移行するため、バッテリーの残量を正確にモニターする必要がある。このような場合、高精度な電圧監視回路が必要になり、高精度な電圧監視回路を実現するバンドギャップリファレンス回路と呼ばれる基準電圧回路が用いられる（特許文献１参照）。

さらに、基準電圧回路に関し、広い動作環境での高精度を保証するために、より温度特性の良い回路が必要とされ、特許文献２、３等において開示されている。ここでは、特許文献２を例に温度補償について説明する。

図７は、特許文献２の温度補償型の基準電圧回路の回路図である。この回路は、バンドギャップレファレンス回路４００の出力電圧Ｖ_ＢＧを温度補償することを目的とし、バンドギャップレファレンス回路４００と電流注入回路４０１から構成される。定電流源４０４から電流Ｉ_３を抵抗４０８に流し込み、得られる一定電圧（Ｒ０×Ｉ_３）をアンプ４０２の非反転入力に接続し、バンドギャップレファレンス回路４００を構成するダイオード３０４のアノード側の電圧をアンプ４０２の反転入力に接続し、アンプ４０２の出力を定電流源４０４のゲートと定電流源４０６に接続し、バンドギャップレファレンス回路４００を構成するダイオード３０６のアノード側に定電流源４０６から電流を流し込む。ダイオード３０６のアノード・カソード間電圧の温度非直線性を改善するために、高温側でダイオード３０６に電流を多く流し込むことでダイオード３０６のアノード・カソード間電圧の温度係数を少なくし、バンドギャップレファレンス回路４００の出力電圧Ｖ_ＢＧの温度係数を補正する。

特開２００４−２０６６３３号公報 米国特許出願公開第２００７/００５２４７３号明細書 特開２００９−５９１４９号公報

以下の分析は本発明において与えられる。

ところで、特許文献２において、電流注入回路４０１は、定電流源４０４から電流Ｉ_３を抵抗４０８に流し込んで一定電圧を作りアンプ４０２の非反転入力の電圧を作っている。このため、抵抗４０８の抵抗値のバラツキでアンプ４０２の非反転入力の電圧がばらついてしまう。この影響で補正する電流Ｉ_３が流れる際の温度が精度よく設定されず、バンドギャップレファレンス回路４００の出力電圧Ｖ_ＢＧの温度係数が精度よく制御されないことになってしまう。

これに関し、図８〜図１０を用いてさらに詳細に説明する。図８は、アンプ４０２の反転入力と非反転入力における電圧・温度特性を示す図である。アンプ４０２の非反転入力の電圧は、定電流源４０４から電流Ｉ_３を抵抗４０８に流し込んで得られる電圧（Ｒ０×Ｉ_３）による。また、アンプ４０２の反転入力の電圧は、バンドギャップレファレンス回路４００を構成するダイオード３０４のアノード側の電圧による。抵抗４０８の抵抗値がセンタ値より大きくばらついた場合は、アンプ４０２の非反転入力は電圧の高い方向にシフトし、抵抗４０８の抵抗値がセンタ値より小さくばらついた場合は、アンプ４０２の非反転入力は電圧の低い方向にシフトする。一方、バンドギャップレファレンス回路４００を構成するダイオード３０４のアノード側の電圧は、抵抗４０８の抵抗値のバラツキの影響を受けないので、アンプ４０２の反転入力の電圧は、およそ−２ｍＶ／℃の温度依存の変化をする。つまり、抵抗４０８の抵抗値のバラツキによって、アンプ４０２の非反転入力とアンプ４０２の反転入力のクロスポイント（アンプ４０２の出力）が温度依存性を有する。

ここで、ダイオードの温度非直線性について説明する。図９は、ダイオードの温度非直線性を示した図であり、横軸は温度、縦軸はダイオードのアノード・カソード間電圧（ＶＦ）を表している。図９によれば、ダイオードに流す電流ＩＦが小さい程、温度係数が大きく、また温度が高くなる程、温度係数が大きくなることが示される。

図８のクロスポイント（Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ）の温度を超えると、電流注入回路４０１は、Ｐｃｈトランジスタ４０６から電流Ｉ_４を流してダイオード３０６の温度非直線性を補正する。すなわち、電流Ｉ_４をダイオード３０６に流すことにより、ダイオード３０６の温度係数を小さくする。この場合、図１０に示すように、出力電圧Ｖ_ＢＧは、３次曲線のような特性となる。

図１０は、先に説明したアンプ４０２の非反転入力とアンプ４０２の反転入力のクロスポイントの温度が抵抗のバラツキで変わることによるバンドギャップレファレンス回路４００の出力電圧４１４の温度依存を示した図である。抵抗４０８の抵抗値がセンタ値より大きくばらついた場合は、クロスポイントが低温側（Ｔａ）に移動するのでダイオード温度非直線性を補正する温度も低温側（Ｔａ）にシフトし基準電圧回路の出力電圧Ｖ_ＢＧの温度係数を悪化させる。また、抵抗４０８の抵抗値がセンタ値より小さくばらついた場合は、クロスポイントが高温側（Ｔｃ）に移動するのでダイオード温度非直線性を補正する温度も高温側（Ｔｃ）にシフトし基準電圧回路の出力電圧Ｖ_ＢＧの温度依存を悪化させる。

また、特許文献３における基準電圧回路においても同様に、温度補償用の電流に関し、抵抗の抵抗値のバラツキの影響で温度補償特性が変動してしまう。

以上のように従来の基準電圧回路は、温度補償をする際の抵抗のばらつきによって、温度補償特性が変動してしまう虞がある。

本発明の１つのアスペクト（側面）に係る基準電圧回路は、基準電圧を生成して出力端から出力するバンドギャップリファレンス回路と、基準電圧の分割電圧とダイオードの順方向電圧との差電圧に応じて該差電圧を電流に変換する電圧電流変換回路と、を備え、電圧電流変換回路は、変換された電流を出力端にフィードバックする。

本発明によれば、出力電圧における温度補償をする際の抵抗のばらつきの影響を低減することができる。

本発明の第１の実施例に係る基準電圧回路の回路図である。 本発明の第１の実施例に係る基準電圧回路のノードＡ、Ｂにおける電圧・温度特性を示す図である。 本発明の第１の実施例に係る基準電圧回路の出力電圧の温度依存性を示す図である。 本発明の第２の実施例に係る基準電圧回路の回路図である。 本発明の第２の実施例に係る基準電圧回路のノードＡ、Ｂ、Ｄにおける電圧・温度特性を示す図である。 本発明の第３の実施例に係る基準電圧回路の回路図である。 従来の基準電圧回路の回路図である。 従来の基準電圧回路の所定のノードにおける電圧・温度特性を示す図である。 ダイオードの温度非直線性を示す図である。 従来の基準電圧回路の出力電圧の温度依存性を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について、概説する。なお、以下の概説に付記した図面参照符号は、専ら理解を助けるための例示であり、図示の態様に限定することを意図するものではない。

本発明の一実施形態に係る基準電圧回路は、基準電圧（図１のＶｒｅｆ）を生成して出力端から出力するバンドギャップリファレンス回路（図１の１）と、基準電圧の分割電圧（図１のＡの電圧）とダイオード（図１の３６）の順方向電圧との差電圧に応じて差電圧を電流に変換する電圧電流変換回路（図１の３に相当）と、を備え、電圧電流変換回路は、変換された電流（図１の１９）を出力端にフィードバックする。

基準電圧回路において、電圧電流変換回路は、基準電圧の分割電圧がダイオードの順方向電圧より高い場合に、変換された電流を出力端に供給するようにしてもよい。

基準電圧回路において、電圧電流変換回路は、抵抗素子（図１の４８）と、非反転入力端子に分割電圧を受け、反転入力端子にダイオードの順方向電圧を抵抗素子を介して受ける増幅器（図１の１２に相当）と、ソースを反転入力端子に接続し、ゲートを増幅器の出力端子に接続するトランジスタ（図１の５に相当）と、トランジスタのドレインを入力端に接続し、出力端からバンドギャップリファレンス回路の出力端に向け、変換された電流を供給するカレントミラー回路（図１の７）と、を備えるようにしてもよい。

基準電圧回路において、電圧電流変換回路は、ダイオードと、ダイオードに流す電流を生成する電流源（図１の３４に相当）と、を備え、電流源は、バンドギャップリファレンス回路における基準電圧を生成するための電流に比例する電流を流すようにしてもよい。

基準電圧回路において、基準電圧のそれぞれ異なる分割電圧をそれぞれ入力する複数の電圧電流変換回路を備えるようにしてもよい。

以上のような基準電圧回路によれば、バンドギャップリファレンス回路の出力電圧を温度補正し、出力電圧の温度係数を小さくすることができる。この場合、基準電圧の分割電圧とダイオードの順方向電圧との差電圧を電流に変換し、変換した電流をバンドギャップリファレンス回路の出力端に流すので、出力電圧における温度補償をする際の抵抗のばらつきの影響を低減することができる。

以下、実施例に即し、図面を参照して詳しく説明する。

図１は、本発明の第１の実施例に係る基準電圧回路の回路図である。図１において、基準電圧回路は、バンドギャップリファレンス回路１と温度補償機能を有する電圧電流変換回路３とを備える。

バンドギャップリファレンス回路１は、Ｐｃｈトランジスタ４、１４、２４とアンプ２とダイオード６、１６、２６と抵抗８、１８、２８、３８とを備える。電圧電流変換回路３は、Ｐｃｈトランジスタ３４とＰｃｈトランジスタ４４、５４で構成されるカレントミラー回路７とアンプ１２とダイオード３６と抵抗４８とＮｃｈトランジスタ５とを備える。

Ｐｃｈトランジスタ４は、ソースを電源に接続し、ドレインをダイオード６のアノード側とアンプ２の反転入力とに接続する。ダイオード６のカソード側はＧＮＤに接続される（接地される）。Ｐｃｈトランジスタ１４は、ソースを電源に接続し、ドレインを抵抗８の一端とアンプ２の非反転入力とに接続する。抵抗８の他端はダイオード１６のアノード側に接続され、ダイオード１６のカソード側はＧＮＤに接続される。Ｐｃｈトランジスタ２４は、ソースを電源に接続し、ドレインをＰｃｈトランジスタ４４のドレインと抵抗１８の一端と抵抗２８の一端とに接続し、基準電圧である出力電圧Ｖｒｅｆを出力する。抵抗１８の他端はダイオード２６のアノード側に接続され、ダイオード２６のカソード側はＧＮＤに接続される。抵抗２８の他端は抵抗３８の一端とアンプ１２の非反転入力とに接続（ノードＡとする）され、抵抗３８の他端がＧＮＤに接続される。アンプ２の出力は、Ｐｃｈトランジスタ４、１４、２４、３４のそれぞれのゲートに接続される。

Ｐｃｈトランジスタ３４は、ソースを電源に接続し、ドレインを抵抗４８の一端とダイオード３６のアノード側とに接続（ノードＢとする）する。抵抗４８の他端はアンプ１２の反転入力とＮｃｈトランジスタ５のソースとに接続（ノードＣとする）され、ダイオード３６のカソード側はＧＮＤに接続される。Ｐｃｈトランジスタ４４は、ソースを電源に接続し、ゲートをＰｃｈトランジスタ５４のソースおよびゲートとＮｃｈトランジスタ５のドレインとに接続する。Ｐｃｈトランジスタ５４のソースは電源に接続される。アンプ１２の出力はＮｃｈトランジスタ５のゲートに接続される。

図２は、ノードＡ、Ｂにおける電圧・温度特性を示す図である。図２において、ノードＡとノードＢの電位がクロスする温度をＴｄとし、温度Ｔｄより温度が低い時の動作と、温度Ｔｄより温度が高い時の動作について以下に説明する。

温度Ｔｄより温度が低い時の出力電圧Ｖｒｅｆは、以下の式（１）で示される。
Ｖｒｅｆ＝１／｛１＋Ｒ１８／（Ｒ２８＋Ｒ３８）｝×｛Ｒ１８／Ｒ８・ＫＴ／ｑ・ｌｎＮ＋ＶＦ（Ｄ２６）｝ ・・・（１）
ただし、ＫＴ／ｑは、熱電圧（常温で約２６ｍＶ）、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量、Ｎはダイオード６とダイオード１６のアノード面積比、ＶＦ（Ｄ２６）はダイオード２６のアノード・カソード間の電圧、Ｒ８、Ｒ１８、Ｒ２８、Ｒ３８は、抵抗８、抵抗１８、抵抗２８、抵抗３８のそれぞれの抵抗値である。

温度Ｔｄより温度が低い時は、ノードＡの電位がノードＢの電位よりも低い。ノードＡはアンプ１２の非反転入力であり、ノードＣはアンプ１２の反転入力であって、ノードＡ、Ｃは、イマジナリーショートの関係となり、ノードＡの電位とノードＣの電位は等しい。したがって、ノードＣの電位がノードＢの電位よりも低い。ノードＣの電位がノードＢの電位よりも低い場合、ノードＣからノードＢの方向には電流が流れないので電流２９はゼロとなる。よって、カレントミラー回路７を介してＰｃｈトランジスタ４４から流れる電流１９もゼロとなり、出力電圧Ｖｒｅｆは、電圧電流変換回路３による温度補償がなされずにバンドギャップリファレンス回路１のみで決定される値となる。

一方、温度Ｔｄより温度が高い時の出力電圧Ｖｒｅｆは、以下の式（２）で示される。
Ｖｒｅｆ＝１／｛１＋（１−Ｒ３８／Ｒ４８）Ｒ１８／（Ｒ２８＋Ｒ３８）｝×［Ｒ１８／Ｒ８・ＫＴ／ｑ・ｌｎＮ＋ＶＦ（Ｄ２６）−（Ｒ１８／Ｒ４８）ＶＦ（Ｄ３６）］ ・・・（２）
ただし、ＶＦ（Ｄ３６）はダイオード３６のアノード・カソード間の電圧、Ｒ４８は抵抗４８の抵抗値である。

温度Ｔｄより温度が高い時は、ノードＣの電位がノードＢの電位よりも高い。ノードＣとノードＢは、抵抗４８の両端のノードであるので、ノードＣの電位とノードＢの電位の差電圧に対応する電流２９が流れる。電流２９の電流値がカレントミラー回路７を介してＰｃｈトランジスタ４４からの電流１９として、Ｐｃｈトランジスタ２４に流れる電流９に追加される。すなわち、電圧電流変換回路３は、基準電圧の分割電圧（ノードＡの電位）とダイオードの順方向電圧（ノードＢの電位）との差電圧（抵抗４８の両端の電位）に応じて差電圧を電流１９に変換する電圧電流変換機能を有する。

ノードＢの温度係数は、ダイオード３６のアノード電圧によるものであり、およそ−２ｍＶ／℃の特性となる。ノードＢに対してノードＡの電圧の温度依存は小さいので、ある温度ＴｄでノードＡの電位とノードＢの電位はクロスする。尚、ノードＡとノードＢの電圧が温度Ｔｄでクロスするように、抵抗２８と抵抗３８の抵抗比でノードＡの電圧を設定しておくものとする。この場合、ノードＡの電圧は、抵抗２８と抵抗３８の抵抗比で決まり、抵抗１８、２８、３８の抵抗値のばらつきの影響を受けないので、ノードＢとのクロスポイントも１点となる。なお、抵抗値のばらつきとは、製造工程や温度変化、経年変化などによって生じるものであって、それぞれの抵抗値が同一の割合で変化することを意味する。

以上のような基準電圧回路によれば、電圧電流変換回路３において、抵抗４８は、ダイオード２６のアノード側であるノードＢに一端を接続し、出力電圧Ｖｒｅｆを抵抗２８と抵抗３８で抵抗分圧したノードＡと同電位のノードＣに他端を接続する。抵抗４８の両端の電圧は、任意の温度でクロスする温度特性を持つ。電圧電流変換回路３は、高温側ではバンドギャップリファレンス回路１の出力電圧Ｖｒｅｆに対して電流１９を流すことで、高温側で生じるダイオード２６の温度非直線性を補正させるように動作する。この場合、出力電圧Ｖｒｅｆを補正する温度が抵抗のばらつきの影響を受けず、出力電圧Ｖｒｅｆの温度係数を小さくすることができる。

電圧電流変換回路３は、図２における温度Ｔｄより高い温度になった時に生じるノードＡとノードＢの差電圧を抵抗４８によって電流２９に変換する。変換された電流２９は、抵抗のばらつきの影響を受けるが、電流２９がカレントミラー回路７を介して電流１９として出力電圧Ｖｒｅｆに流れ込むと、出力電圧Ｖｒｅｆは、ダイオード２６のアノード・カソード間の電圧と抵抗１８、２８、３８と電流９、１９の積によって決定される。したがって、電流１９の抵抗のばらつきは、抵抗１８、２８、３８の抵抗のばらつきと相殺されることとなる。よって、温度補償された出力電圧Ｖｒｅｆが抵抗のばらつきの影響を受けず、出力電圧Ｖｒｅｆの温度係数を小さくすることができる。

式（１）、（２）を温度Ｔで微分すると、それぞれ以下の式（３）、（４）が得られる。
ΔＶｒｅｆ／ΔＴ＝１／｛１＋Ｒ１８／（Ｒ２８＋Ｒ３８）｝×｛Ｒ１８／Ｒ８・Ｋ／ｑ・ｌｎＮ＋ΔＶＦ（Ｄ２６）｝ ・・・（３）
ΔＶｒｅｆ／ΔＴ＝１／｛１＋（１−Ｒ３８／Ｒ４８）Ｒ１８／（Ｒ２８＋Ｒ３８）｝×［Ｒ１８／Ｒ８・Ｋ／ｑ・ｌｎＮ＋ΔＶＦ（Ｄ２６）−（Ｒ１８／Ｒ４８）ΔＶＦ（Ｄ３６）］ ・・・（４）

式（３）、（４）において、Ｒ２／Ｒ１・Ｋ／ｑ・ｌｎＮは、プラスの温度係数を持ち、ΔＶＦ（Ｄ３）／ΔＴと、（Ｒ１８／Ｒ４８）ΔＶＦ（Ｄ３６）／ΔＴとは、マイナスの温度係数を持つ。式（３）において、Ｒ２／Ｒ１・Ｋ／ｑ・ｌｎＮのプラスの温度係数とΔＶＦ（Ｄ２６）／ΔＴのマイナスの温度係数とによって、出力電圧Ｖｒｅｆの温度係数を打ち消しあう。しかし、ΔＶＦ（Ｄ２６）／ΔＴは、ダイオードの温度非直線性の影響で温度係数が一定ではなく、高温側で温度係数が小さくなる（負の温度係数の絶対値が大きくなる）。したがって、出力電圧Ｖｒｅｆの温度係数は、高温側で負の温度係数となる。そこで、（Ｒ１８／Ｒ４８）ΔＶＦ（Ｄ３６）／ΔＴは、マイナスの温度係数を引くことによってプラスの温度係数とし、高温側での温度係数をプラス側に補正することによって出力電圧Ｖｒｅｆの温度係数を小さくしている。図３は、このようにして補正された出力電圧Ｖｒｅｆの温度依存性を示す図である。

以上のように電圧電流変換回路３は、高温側で出力電圧Ｖｒｅｆに電流をより多く流し込むことで、ダイオードの温度非直線性（図９を参照）を補正するので、バンドギャップリファレンス回路１の出力電圧Ｖｒｅｆの温度係数を小さくすることが可能となる。

図４は、本発明の第２の実施例に係る基準電圧回路の回路図である。図４において、図１と同一の符号は、同一物を表し、その説明を省略する。本実施例の基準電圧回路は、電圧電流変換回路１３が２段構成になっている点が実施例１と異なり、Ｐｃｈトランジスタ６４、７４から構成されるカレントミラー回路１７とＮｃｈトランジスタ１５とアンプ２２と抵抗７８が図１に対し追加される。なお、抵抗５８、６８は、直列接続されて図１の抵抗３８に置き換えられ、抵抗５８と抵抗６８の抵抗値の和は、抵抗３８の抵抗値と等しい。

Ｐｃｈトランジスタ６４、７４、Ｎｃｈトランジスタ１５、アンプ２２、抵抗７８は、それぞれＰｃｈトランジスタ４４、５４、Ｎｃｈトランジスタ５、アンプ１２、抵抗４８と同じものであって同様に接続される。アンプ２２の非反転入力は、ノードＤとして抵抗５８、６８の接続点に接続される。

このような電圧電流変換回路１３において、アンプ２２の非反転入力（ノードＤ）の電位は、アンプ１２の非反転入力（ノードＡ）の電位よりも低く、より高温側でダイオード２６の温度非直線性に補正を効かせるように動作する。

図５は、ノードＡ、Ｂ、Ｄにおける電圧・温度特性を示す図である。ノードＢの温度係数は、ダイオード３６のアノード電圧によるものであり、およそ−２ｍＶ／℃の特性となる。ノードＢに対してノードＡの温度依存は小さいので、温度ＴｄでノードＡの電位とノードＢの電位はクロスする。また、ノードＢに対してノードＤの温度依存は小さいので、温度ＴｅでノードＤの電位とノードＢの電位はクロスする。尚、ノードＢとノードＡ、ノードＤの電圧がそれぞれ温度Ｔｄ、Ｔｅでクロスするように、抵抗２８と抵抗５８と抵抗６８の比によってノードＡ、Ｄの電圧を設定しておく。また、ノードＡ、Ｄの電圧は、抵抗２８と抵抗５８と抵抗６８の抵抗比で決まり、抵抗１８、２８、５８、６８の抵抗値のばらつきの影響を受けないのでノードＢとのクロスポイントもそれぞれ１点ずつとなる。

Ｐｃｈトランジスタ３４とＰｃｈトランジスタ４４、５４で構成されるカレントミラー回路７とアンプ１２とダイオード３６と抵抗４８とＮｃｈトランジスタ５で構成される回路の動作は、実施例１の動作で説明したので省略する。温度範囲が高温側に広くなった場合、クロスポイントが温度Ｔｄだけであると温度補償しきれない場合がある。その理由は、式（４）におけるＲ２／Ｒ１・Ｋ／ｑ・ｌｎＮのプラスの温度係数は、温度に依らず一定であるが、ΔＶＦ（Ｄ２６）／ΔＴと（Ｒ１８／Ｒ４８）ΔＶＦ（Ｄ３６）／ΔＴのマイナスの温度係数は、図９に示すように高温になるにつれ温度係数がより低下する。Ｒ２／Ｒ１・Ｋ／ｑ・ｌｎＮ−（Ｒ１８／Ｒ４８）ΔＶＦ（Ｄ３６）／ΔＴのプラスの温度係数とΔＶＦ（Ｄ２６）／ΔＴのマイナスの温度係数とをある温度でゼロになるように設定しても、さらに高温側では、ΔＶＦ（Ｄ２６）／ΔＴと（Ｒ１８／Ｒ４８）ΔＶＦ（Ｄ３６）／ΔＴの差が広がるため、高温側で出力電圧Ｖｒｅｆに流す電流をさらに多くして温度補償するようにしている。

図５において、温度Ｔｅより温度が低い時の動作は、実施例１の動作と同じであるので説明を省略し、温度Ｔｅより温度が高い時の動作について説明する。温度Ｔｅより温度が高い時は、ノードＤの電位がノードＢの電位よりも高い。ノードＤはアンプ２２の非反転入力であり、ノードＥはアンプ２２の反転入力であるので、ノードＤ、Ｅは、イマジナリーショートの関係となり、ノードＤの電位とノードＥの電位は等しい。よって、ノードＢの電位がノードＥの電位よりも低い。ノードＥとノードＢは、抵抗７８の両端のノードであるので、ノードＥの電位とノードＢの電位の差電圧分に対応した電流４９が流れる。電流４９の電流値がカレントミラー回路１７を介してＰｃｈトランジスタ６４から電流３９として電流９、１９にさらに追加される。

以上のように、高温側の温度範囲がより広くなって、クロスポイントの温度Ｔｄの設定だけでは温度補償が不十分である場合、より温度の高い側に別のクロスポイントの温度Ｔｅを設けることで、より多くの電流を出力電圧Ｖｒｅｆに流し込むことが可能となる。

実施例２では、２つの温度Ｔｄ、Ｔｅで温度補償の程度を変更している。すなわち、温度範囲が高温側に広くなった場合に、電圧電流変換回路を１段構成では、より高温側でダイオードのアノード・カソード間電圧の温度依存が大きくなり温度補償しきれなくなる場合が生じる。このような場合であっても、電圧電流変換回路を２段構成にすることで、より高温側で電流３９をさらに追加して温度補償することができる。また、温度範囲が変わらない場合であっても、複数の温度でより詳細に温度補償をかけることによって、実施例１よりもさらに温度係数を小さくすることもできる。

ここでは、電圧電流変換回路を２段構成とする例を示した。しかし、これに限定されることなく、電圧電流変換回路を３段以上の構成とし、３点以上の温度で温度補償の程度を変更することで、よりきめ細かい温度補償を行うことも可能である。

図６は、本発明の第３の実施例に係る基準電圧回路の回路図である。図６において、図１と同一の符号は、同一物を表し、その説明を省略する。本実施例の基準電圧回路において、実施例１とバンドギャップリファレンス回路１１の構成が異なり、電圧電流変換回路３の構成は同一である。

バンドギャップリファレンス回路１１は、Ｐｃｈトランジスタ８４、９４とＮｃｈトランジスタ４５、５５とダイオード４６と抵抗８８、９８、１０８、１１８とを備える。Ｐｃｈトランジスタ８４、９４は、ソースを共通に電源に接続し、ゲートを共通にＰｃｈトランジスタ９４のドレインに接続し、カレントミラー回路を構成する。Ｐｃｈトランジスタ９４のドレインは、Ｐｃｈトランジスタ３４のゲートに接続される。Ｎｃｈトランジスタ４５は、ドレインとゲートをＰｃｈトランジスタ８４のドレインに接続し、ソースから基準電圧である出力電圧Ｖｒｅｆを出力する。Ｎｃｈトランジスタ５５は、ドレインをＰｃｈトランジスタ９４のドレインに接続し、ゲートをＰｃｈトランジスタ８４のドレインに接続し、ソースを抵抗８８を介してＮｃｈトランジスタ４５のソースに接続する。Ｎｃｈトランジスタ４５のソースは、抵抗９８を介してダイオード４６のアノードに接続され、ダイオード４６のカソードは接地される。また、Ｎｃｈトランジスタ４５のソースは、抵抗１０８、１１８の直列回路を介して接地され、抵抗１０８、１１８の接続点がノードＡとされる。

以上のような構成のバンドギャップリファレンス回路１１において、Ｎｃｈトランジスタ４５、５５は面積が異なり、ゲートソース間電圧Ｖｇｓが異なる。このため、抵抗８８の両端の電圧に差（Ｎｃｈトランジスタ４５、５５のＶｇｓの差）があるので、Ｐｃｈトランジスタ９４のドレイン電流である電流５９が流れる。また、Ｐｃｈトランジスタ８４、９４はカレントミラー回路であるので同じ電流が流れる。したがって、抵抗９８、１０８、１１８、ダイオード４６に電流５９の２倍の電流が流れ、出力電圧Ｖｒｅｆが出力される。

本実施例の基準電圧回路において、温度補償に関する動作は実施例１と変わらない。すなわち、図２に示すようにノードＡとノードＢの電位がある温度Ｔｄでクロスする。温度Ｔｄより温度が低い時は、出力電圧Ｖｒｅｆは温度補償されずにバンドギャップリファレンス回路１１のみで動作し、温度Ｔｄより温度が高い時は、電流１９によって、出力電圧Ｖｒｅｆを温度補償する。

以上の各実施例で、バンドギャップリファレンス回路の構成例を２種類挙げたが、バンドギャップリファレンス回路の構成は他にもいくつも知られている。このような場合であっても、本発明である電圧電流変換回路の温度補正電流を基準電圧出力に帰還（フィードバック）をかけることで、どのようなバンドギャップリファレンス回路であっても抵抗のばらつきの影響を受けず、温度補償することが可能である。

なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせ、ないし、選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

１、１１ バンドギャップリファレンス回路
２、１２、２２ アンプ
３、１３ 電圧電流変換回路
４、１４、２４、３４、４４、５４、６４、７４、８４、９４ Ｐｃｈトランジスタ
５、１５、２５、３５、４５、５５ Ｎｃｈトランジスタ
６、１６、２６、３６、４６ ダイオード
７、１７ カレントミラー回路
８、１８、２８、３８、４８、５８、６８、７８、８８、９８、１０８、１１８ 抵抗

Claims (5)

1. 基準電圧を生成して出力端から出力するバンドギャップリファレンス回路と、
   前記基準電圧の分割電圧とダイオードの順方向電圧との差電圧に応じて該差電圧を電流に変換する電圧電流変換回路と、
   を備え、
   前記電圧電流変換回路は、前記変換された電流を前記出力端にフィードバックすることを特徴とする基準電圧回路。
2. 前記電圧電流変換回路は、前記基準電圧の分割電圧が前記ダイオードの順方向電圧より高い場合に、前記変換された電流を前記出力端に供給することを特徴とする請求項１記載の基準電圧回路。
3. 前記電圧電流変換回路は、
   抵抗素子と、
   非反転入力端子に前記分割電圧を受け、反転入力端子に前記ダイオードの順方向電圧を前記抵抗素子を介して受ける増幅器と、
   ソースを前記反転入力端子に接続し、ゲートを前記増幅器の出力端子に接続するトランジスタと、
   前記トランジスタのドレインを入力端に接続し、出力端から前記バンドギャップリファレンス回路の出力端に向け、前記変換された電流を供給するカレントミラー回路と、
   を備えることを特徴とする請求項２記載の基準電圧回路。
4. 前記電圧電流変換回路は、
   前記ダイオードと、
   前記ダイオードに流す電流を生成する電流源と、
   を備え、
   前記電流源は、前記バンドギャップリファレンス回路における基準電圧を生成するための電流に比例する電流を流すことを特徴とする請求項２または３に記載の基準電圧回路。
5. 前記基準電圧のそれぞれ異なる分割電圧をそれぞれ入力する複数の前記電圧電流変換回路を備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一に記載の基準電圧回路。

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