JP2012518984A - 光源にパルス電力を供給するための変換器 - Google Patents

Abstract

光源８にパルス電力を供給するための変換器１は、スイッチング部２と、パフォーマンスを向上させるために前記スイッチング部２のスイッチングパラメータを適応させるための制御部３とを有する。前記スイッチング部２は、周期の第１時間間隔の間、第１／第２モードにあり、周期の第２時間間隔の間、その逆である第１／第２スイッチ４１、４２を含み得る。周期の集まりは、前記パルス電力のパルスをもたらす。最初の周期の前記第１時間間隔のようなスイッチングパラメータは、オーバーシュートを減らすよう短くされ得る。前記最初の周期の前記第２時間間隔のようなスイッチングパラメータは、短く又は長くされ得る。最後の周期の前記第２時間間隔のようなスイッチングパラメータは、オーバーシュートを減らすよう長く又は短くされ得る。前記光源８のスイッチングのための第３スイッチ９３は、遷移挙動を改善するよう遅延されて導通状態及び非導通状態にされる。

Description

本発明は、光源にパルス電力を供給するための変換器に関し、変換器を有する装置、及び方法にも関する。

このような光源の例は、励起誘導放射による光増幅（ＬＡＳＥＲ）供給源及び発光ダイオード（ＬＥＤ）供給源である。このような装置の例は、民生用製品、及び工業用製品などの非民生用製品である。

US 2007/0297199は、マルチ共振変換器を開示している。このような変換器は、交互に制御され、それによって、引き出される電力の上方範囲においては、周波数が制御され、引き出される電力の下方範囲においては、マーク・スペース比が制御される半導体スイッチを持つ。

本発明の目的は、向上したパフォーマンスを持つ変換器、装置及び方法を提供することである。

本発明の第１態様は、光源にパルス電力を供給するための変換器であって、前記変換器が、スイッチング部と、前記スイッチング部を制御するための制御部とを有し、前記制御部が、前記変換器のパフォーマンスを向上させるために前記スイッチング部のスイッチングパラメータを適応させるよう構成される変換器に関する。

前記スイッチング部のスイッチングパラメータを適応させることによって、前記変換器のパフォーマンスは向上され得る。前記スイッチングパラメータは、例えば、例えば時間間隔又は時点を規定するタイミングパラメータである。

実施例は、前記スイッチング部が、第１及び第２スイッチを有し、周期の第１時間間隔の間、前記第１スイッチが、第１モードにあり、前記第２スイッチが、第２モードにあり、前記周期の第２時間間隔の間、前記第１スイッチが、前記第２モードにあり、前記第２スイッチが、前記第１モードにあり、周期の集まりが、前記パルス電力のパルスをもたらすことを規定する。前記第１及び第２スイッチは、トランジスタ又はサイリスタなどのような半導体スイッチを含んでもよく、リレーなどのような機械スイッチを含んでもよい。前記第１モードは、導電モードなどのような活性化モードを含んでもよく、前記第２モードは、非導電モードなどのような不活性化モードを含んでもよいが、他の典型的なモードを除外しない。各周期は、第１及び第２時間間隔を有する。前記第１時間間隔の間、前記スイッチング部は、第１出力値を供給し、前記第２時間間隔の間、前記スイッチング部は、前記第１出力値と異なる第２出力値を供給する。（周期ごとに）、前記第１時間間隔の前、前記第１及び第２時間間隔の間、及び前記第２時間間隔の後に、１つ以上の他の時間間隔が、存在してもよく、又は存在しなくてもよい。

実施例は、前記スイッチングパラメータが、前記周期の集まりの最初の周期の前記第１時間間隔を含み、前記適応が、前記最初の周期の前記第１時間間隔の短縮を含むことを規定する。前記最初の周期の第１時間間隔の短縮は、前記パルス電力の前記パルスが持つオーバーシュートの減少をもたらす。

実施例は、前記スイッチングパラメータが、更に、前記周期の集まりの前記最初の周期の前記第２時間間隔を含み、前記適応が、更に、前記最初の周期の前記第２時間間隔の短縮又は延長を含むことを規定する。前記最初の周期の短縮又は延長された第２時間間隔は、パルスパフォーマンスを更に向上させることができ、前記最初の周期の延長された第２時間間隔は、前記最初の周期が、前記周期の集まりの他の周期と同じ持続期間を持つことをもたらし得る。

実施例は、前記スイッチングパラメータが、前記周期の集まりの最後の周期の前記第２時間間隔を含み、前記適応が、更に、前記最後の周期の前記第２時間間隔の延長又は短縮を含むことを規定する。前記最後の周期の第２時間間隔の延長又は短縮は、前記パルス電力の前記パルスが持つオーバーシュートの減少をもたらす。

実施例は、前記変換器が、前記最後の周期に続く第３時間間隔の間、ピーク信号を生成し、前記第３時間間隔が、短縮された前記第１時間間隔より短いことを規定する。前記短縮された第１時間間隔より短い第３時間間隔の間の前記最後の周期に続く前記ピーク信号は、前記変換器における共振電流に起因する。

実施例は、前記第１スイッチが、前記変換器の第１入力端子に結合される第１主電極を有し、前記第２スイッチが、前記第１スイッチの第２主電極に結合される第１主電極を有し、前記第２スイッチが、前記変換器の第２入力端子に結合される第２主電極を有し、前記第１及び第２スイッチの制御電極が、前記制御部に結合され、前記スイッチのうちの１つの前記第１及び第２主電極が、変圧器の一次巻線の第１及び第２端子に結合され、前記変圧器の二次巻線の第１端子が、前記変換器の第１出力端子に結合され、前記二次巻線の第２端子が、前記変換器の第２出力端子に結合され、前記変圧器の他の二次巻線の第１端子が、前記第２出力端子に結合され、前記他の二次巻線の第２端子が、前記第１出力端子に結合されることを規定する。前記スイッチのうちの１つの前記主電極のうちの少なくとも１つは、共振コンデンサとも呼ばれる少なくとも１つのコンデンサを介して前記変圧器の前記一次巻線の前記端子のうちの少なくとも１つに結合される。

実施例は、前記変換器が、前記変換器の第１及び第２出力端子に結合されるフィルタを有することを規定する。この変換器は、改善された遷移挙動（急峻なパルス縁端部）を持つ。

実施例は、前記スイッチング部が、前記変換器の第１及び第２出力端子のうちの少なくとも１つのスイッチングのための第３スイッチを更に有し、前記スイッチングパラメータが、第１時点を含み、前記第３スイッチが、前記第１時点に前記第１モードにされ、前記第１時点が、前記最初の周期の開始から第１遅延のところに位置しており、前記スイッチングパラメータが、更に、第２時点を含み、前記第３スイッチが、前記第２時点に前記第２モードにされ、前記第２時点が、前記周期の集まりの最後の周期の終わりから第２遅延のところに位置していることを規定する。前記第３スイッチは、前記最初の周期の開始後のいつか（第１遅延のところで）導通状態にされ、前記最後の周期の終わった後のいつか（第２遅延のところで）非導通状態にされる。この変換器は、極めて改善された遷移挙動（急峻なパルス縁端部）を持つ。

実施例は、前記制御部が、前記第１、第２及び第３スイッチを制御するための制御器を有することを規定する。この変換器においては、前記第１、第２及び第３スイッチは、一次側から制御される。

実施例は、前記制御部が、前記変換器の電圧信号の検出に応じて前記第３スイッチを制御するための検出器を有することを規定する。この変換器においては、前記第１及び第２スイッチは、一次側から制御され、第３スイッチは、二次側から制御される。

実施例は、前記制御部が、電流を測定するための所謂「充電モード制御」を通して、且つ／又は一次側のシャント抵抗器を通して、且つ／又は前に既に取得された測定値を通して、前記変換器の一次側において達成される間接測定を介して、一定の電力出力を供給することを規定する。

実施例は、前記制御部が、ほぼ零になる入力電力を測定することによる短絡検出を通した、且つ／又はルックアップテーブルなどから取得される実際のスイッチング周波数及び変換器入力電圧に依存する予想範囲の外にある入力電力を測定することによる高すぎる又は低すぎる負荷電圧の形態の負荷故障を通した、間接測定から、誤った状況の検出及び保護を供給することを規定する。

本発明の第２態様は、前記変換器を有し、更に、前記光源を有する装置に関する。

本発明の第３態様は、スイッチング部と、前記スイッチング部を制御するための制御部とを有する変換器を介して光源にパルス電力を供給するための方法であって、前記制御部を介して、前記変換器のパフォーマンスを向上させるために前記スイッチング部のスイッチングパラメータを適応させるステップを有する方法に関する。

前記装置及び前記方法の実施例は、前記変換器の実施例に対応する。

US 2007/0297199においては、スイッチングパラメータは、前記変換器の出力電力を制御するのに用いられている。本発明によれば、スイッチングパラメータは、前記変換器のパフォーマンスを向上させるために適応され、それにより、パルスごとの前記出力電力は、相対的に一定であるはずである。

洞察は、オーバーシュートを最小限にし、且つ／又は遷移挙動を最適化することによって、変換器のパフォーマンスは向上され得るというものである。オーバーシュートは、例えばレーザ／ＬＥＤ供給源の、寿命を減らし、遷移挙動を鈍化させ、効率を低下させる。

基本的な考えは、変換器のパフォーマンスは、スイッチングパラメータを適応させることによって向上されるというものである。

向上したパフォーマンスを持つ変換器を提供するための問題が、解決された。

他の利点は、変換器のパフォーマンスが、低コストで向上されたことである。

本発明のこれら及び他の態様は、下記の実施例から明らかであり、下記の実施例に関して説明される。

スイッチング部と制御部とを有する変換器を有する装置を示す。 スイッチング部の入力部を示す。 スイッチング部の変圧部を示す。 スイッチング部の出力部を示す。 第１変換器信号を示す。 測定結果を示す。 第２変換器信号を示す。 第３変換器信号を示す。 第４変換器信号を示す。 スイッチング部の他の入力部を示す。 スイッチング部の他の変圧部を示す。 スイッチング部の他の出力部を示す。 第５変換器信号を示す。 第６変換器信号を示す。 事前調整部とスイッチング部と制御部とを有する他の変換器を示す。 事前調整部をより詳細に示す。 垂直共振器型面発光レーザアレイのデータを示す。 垂直共振器型面発光レーザアレイを示す。 駆動装置を示す。 発光ダイオードアレイを示す。

図１には、変換器１を有する装置９が示されている。変換器１は、スイッチング部２と制御部３とを有する。スイッチング部２は、供給源７に結合される入力部４と、入力部４に結合される変圧部５と、変圧部５に結合され、且つ光源８に結合される出力部６とを有する。光源８は、例えば、１つ以上の励起誘導放射による光増幅（ＬＡＳＥＲ）供給源及び／又は１つ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）供給源である。

図２には、入力部４がより詳細に示されている。入力部４は、供給源７の正の端子と、第１スイッチ４１の第１主電極、並びにコンデンサ４３、ダイオード４５及びコンデンサ４７の一方の側部との間に結合されるインダクタ７１を有する。第１スイッチ４１の第２主電極は、第２スイッチ４２の第１主電極と、コンデンサ４３及びダイオード４５の他方の側部と、コンデンサ４４、ダイオード４６及びコンデンサ４８の一方の側部とに結合される。入力部４は、供給源７の負の端子と、第２スイッチ４２の第２主電極、コンデンサ４４及びダイオード４６の他方の側部、並びにコンデンサ４９の一方の側部との間に結合される抵抗器７２を更に有する。コンデンサ４７の他方の側部は、コンデンサ４９の他方の側部に結合され、コンデンサ４８の他方の側部は、変圧部５に結合される。インダクタ７１は、コンデンサ４７及び４９と一緒に、電流を平滑化する高周波フィルタを構築する。コンデンサ４３及び４４は、スイッチ４１及び４２が開いているときに電圧整流の速度を制限する。時として、スイッチ４１及び４２の内部容量が十分である場合には、これらのコンデンサ４３及び４４は省かれ得る。スイッチ４１及び４２がＭＯＳＦＥＴである場合には、ダイオード４５及び４６は、これらのＭＯＦＥＴの一部を形成する。電流測定が必要とされない場合、又は電流測定が充電モードで実施される場合には、抵抗器７２は省かれ得る。

図３には、変圧部５がより詳細に示されている。変圧部５は、一次巻線５０を備える変圧器を有する。一次巻線５０の一方の端子は、コンデンサ４９の他方の側部に結合され、他方の端子は、インダクタ５３を介して、コンデンサ４８の他方の側部に結合される。変圧器の二次巻線５１の一方の端子は、インダクタ５４を介して、ダイオード５６及びコンデンサ５７の一方の側部に結合され、他方の端子は、コンデンサ５７の他方の側部に結合される。変圧器の他の二次巻線５２の一方の端子は、インダクタ５５を介して、コンデンサ５７の他方の側部と、コンデンサ５８の一方の側部とに結合され、他方の端子は、コンデンサ５８の他方の側部と、ダイオード５９の一方の側部とに結合される。ダイオード５６及び５９の他方の側部は、互いに結合され、これらの他方の側部は、二次巻線５１の他方の端子と一緒に、出力部６に結合される。コンデンサ６４は、これらの他方の側部及び二次巻線５１の他方の端子の間に存在する。インダクタ５３乃至５５及びコンデンサ５７乃至５８は、変圧器の一部を形成してもよく、又は形成しなくてもよい。

図４には、出力部がより詳細に示されている。出力部は、インダクタ６０及びコンデンサ６１の並列回路から成るノッチフィルタを有する。並列回路の一方の側部は、ダイオード５６及び５９の他方の側部に結合され、他方の側部は、コンデンサ６２及びインダクタ６３の直列回路の一方の側部に結合される。直列回路の他方の側部は、二次巻線５１の他方の端子に結合される。両方の回路の他方の側部は、変換器１の出力端子を形成し、光源８に結合される。

図５には、ノッチフィルタ使用時の第１変換器信号が示されている。上の方のグラフには、パルス電力のパルスの出力電圧が示されている。下の方のグラフにおいて、大きい正弦は、一次側変換器電流に対応し、小さい正弦は、共振コンデンサ電圧に対応し、相対的に矩形の信号は、一次側変換器電圧に対応する。周期の第１時間間隔の間、第１スイッチ４１は、第１モードにあり、第２スイッチ４２は、第２モードにあり、その場合には、相対的に矩形の信号は、「論理１」（より高い電圧又はより上の入力ノード電圧）になるであろう。周期の第２時間間隔の間、第１スイッチ４１は、第２モードにあり、第２スイッチ４２は、第１モードにあり、その場合には、相対的に矩形の信号は、「論理０」（より低い電圧又はより下の入力ノード電圧）になるであろう。周期の集まりは、図５の上の方のグラフに示されているようなパルス電力のパルスをもたらす。コンデンサ４８は、共振コンデンサと呼ばれる。

図６には、垂直共振器型面発光レーザアレイの測定結果が示されている。水平軸は、電流値を規定している。左側垂直軸は、光出力を規定しており、より右側のグラフは、電流値当たりの光出力を示している。右側垂直軸は、効率を規定しており、より左側のグラフは、電流値当たりの効率を示している。

図７には、滑らかな沈静（settling）のために最適化された第２変換器信号が示されている。上の方のグラフにおいては、パルス電力のパルスの出力電圧（少し大きい信号）と、前記パルスの出力電力（少し小さい信号）とが示されている。下の方のグラフにおいては、大きい正弦は、一次側変換器電流に対応し、小さい正弦は、共振コンデンサ電圧に対応し、相対的に矩形の信号は、一次側変換器電圧に対応する。

図８には、短い立ち上がり時間のために最適化された第３変換器信号が示されている。上の方のグラフにおいては、パルス電力のパルスの出力電圧（少し大きい信号）と、前記パルスの出力電力（少し小さい信号）とが示されている。下の方のグラフにおいては、大きい正弦は、一次側変換器電流に対応し、小さい正弦は、共振コンデンサ電圧に対応し、相対的に矩形の信号は、一次側変換器電圧に対応する。

図９には、第４変換器信号、３つの電力パルスの連続が示されている。上の方のグラフにおいては、パルス電力のパルスの出力電圧（少し大きい信号）と、前記パルスの出力電力（少し小さい信号）とが示されている。下の方のグラフにおいては、大きい正弦は、一次側変換器電流に対応し、小さい正弦は、共振コンデンサ電圧に対応し、相対的に矩形の信号は、一次側変換器電圧に対応する。

共振変換器（変換器１）は、ＬＬＣＣ−Ｖタイプのものである。しかし、他の共振トポロジも用いられ得る。この特定のＬＬＣＣ−Ｖタイプは、直列共振コンデンサ（コンデンサ４８に結合される一次巻線）と、互いに結合される２つの二次巻線とを備える変圧器を有する。共振変換器には、ＤＣ電圧源（供給源７）から、スイッチ４１及び４２を有するハーフブリッジ回路によって生成される方形波電圧が供給される。二次側では、ＡＣ電圧が、ダイオード５６及び５９を有する整流器を介して整流され、コンデンサ（コンデンサ６４）を介してフィルタにかけられる。この、整流され、フィルタにかけられた出力電圧は、直接、光源８に供給され得る。

特にパルスの端部においてパルス遷移速度が制限される主な理由は、フィルタリングコンデンサにおける蓄積エネルギである。従って、このフィルタリングコンデンサの値は最小限にされなければならない。低減は、より高い出力リップル（図７乃至９）を許容することによって、又はより高い次数を持つ後続フィルタを導入することによって、達成され得る。高次又は共振出力フィルタが、最小蓄積エネルギで許容可能なリップルを達成するよう設計され得る。この設計は、かなりクリティカルであり得るが、幾らかのオーバーシュート及びより規則的でないリップルという代償を払って、非常に短い立ち上がり時間を可能にする（図５参照）。

パルスが共振変換器で生成される場合には、各パルス中に多数の完全な周期がある必要があり得る。その場合、電力パルスの持続期間が任意に変更される従来のＰＷＭ方式を直接使用することはできない。これに対し、オフ期間は、任意の持続期間を持ち得る。このため、まず第１に、固定されたパルス長を持ち、ＰＦＭ変調を適用することは、勿論可能である。しかし、ほとんどのアプリケーションの場合、パルス周波数は、或る一定の範囲内になければならない、又は少なくとも或る最小値より上でなければならない。必要とされるより多くのパルスを作成することは有用ではないので、最も良い方法は、両方を組み合わせ、それによって、パルス周波数を所要のパルス周波数の近くに保ち、次善の適切なパルス持続期間を選択し、オフ期間を適応させることによって適切なオン／オフ比へ微調整することである。

パルスロールオンの最適化のための１つ以上の最初の周期のフィードフォワード修正を有する実施例によれば、変換器が安定状態に入る経路の成形を可能にするよう、最初の２つ又は３つのスイッチのタイミング修正が導入される。これらの修正を介して、共振動作の素早い沈静及び出力電圧の素早い立ち上がりを設定することが可能である。第１時間間隔は、共振コンデンサにおける電圧がすぐにその定常ピークに落ち着くような程度まで短縮される。後の時間間隔は、電流振幅をその正しい値の近くに最適化するようわずかに延長され得る。このような設計では、変換器動作は最適であるが、パルス立ち上がり時間は少しゆっくりであり得る。わずかに短縮された第１時間間隔を導入するだけで、共振変換器電流は、より高いピークへ押しやられ、より高い共振静電容量電圧が可能になる。この方法においては、より滑らかでない鎮静及びより高いピーク電流という代償を払って、出力の正の傾きが増大され得る。後の１つ又は２つのスイッチは、出力パルスオーバーシュートを調節するよう調整される必要があり得る。換言すれば、この実施例によれば、制御部３は、周期の集まりの最初の周期の第１時間間隔を短くしてもよく、最初の周期の第２時間間隔を長くしてもよい。

最初の状態に戻るための最後のスイッチング周期の修正（フィードフォワード又は条件付き）を有する実施例によれば、最後のアクティブに制御される時間間隔が修正される。この時間間隔を長くする又は短くすることによって、電流の流れが零に落ち、共振コンデンサにおける充電が不確定レベルにとどまるような、共振変換器のスイッチングが停止され、全スイッチが開いた状態のままにされる従来技術の場合とは反対に、最初の状態への戻りが達成され得る。このレベルは、次のパルスの良好な開始遷移のために明確に規定されるべきである。変換器がただ停止される場合には、これは確実にならない。図９は、３つのパルスであって、それらの間に零に近いコンデンサ電圧への戻りを備える３つのパルスを示している。負荷及びパルス仕様に依存して、最後の２つの時間間隔を修正することも有用であり得る。換言すれば、この実施例によれば、制御部３は、最後の周期の第２時間間隔を長くし得る又は短くし得る。最後のアクティブに制御される時間間隔の後、変換器における共振電流によって押しやられるより上の電圧レベルへの別の転換があり得る。換言すれば、変換器は、最後の周期に続く第３時間間隔の間、ピーク信号を生成し得る。前記第３時間間隔は、短くされた第１時間間隔より短い。

図１０には、他の入力部がより詳細に示されている。供給源７の正の端子は、第１スイッチ４１の第１主電極と、コンデンサ４３、ダイオード４５及び抵抗器８３の一方の側部とに結合される。第１スイッチ４１の第２主電極は、第２スイッチ４２の第１主電極と、コンデンサ４３、ダイオード４５及び抵抗器８３の他方の側部と、コンデンサ４４、ダイオード４６、抵抗器８５及びコンデンサ８４の一方の側部とに結合される。この入力部４は、抵抗器８１及びコンデンサ８２の直列回路に並列に接続され、供給源７の負の端子と、第２スイッチ４２の第２主電極、並びにコンデンサ４４、ダイオード４６及び抵抗器８５の他方の側部との間に結合される抵抗器８０を更に有する。コンデンサ８４及び抵抗器８５の他方の側部は、変圧部５に結合される。抵抗器８１及びコンデンサ８２の直列回路は、高周波雑音にフィルタをかけ、電流は、コンデンサ８２の両端の電圧を用いて測定され得る。

図１１には、他の変圧部がより詳細に示されている。この変圧部５は、ダイオード５６が、抵抗器８６に並列に接続され、ダイオード５９が、抵抗器８７に並列に接続され、コンデンサ６４が、省かれる点だけが、図３に示されているものと異なる。抵抗器８６及び８７は、省かれてもよく、又は、各々、コンデンサ、若しくは抵抗器及びコンデンサの直列回路に置き換えられてもよい。

図１２には、他の出力部がより詳細に示されている。この出力部６は、変圧部５に並列に結合されるコンデンサ９０と、コンデンサ９０に並列に結合されるインダクタ９１及びコンデンサ９２の直列回路とを有する。コンデンサ９２の一方の側部は、光源８に結合され、コンデンサ９２の他方の側部は、光源８のスイッチングのためのスイッチ９３を介して光源８に結合される。

図１０乃至１２の簡単な実施例によれば、スイッチ４１、４２及び９３は、ＭＯＳＦＥＴであってもよく、それによって、素子４３乃至４６、８０乃至８３、８５乃至８７、及び９１乃至９２は、省かれ得る。

図１３には、１つの電力パルスが５つの周期を有する第５変換器信号が示されている。

図１４には、第５変換器信号に対応するが、より詳細な、第６変換器信号が示されている。

一方では図５＋図７乃至９を、他方では図１３乃至１４を比較すると、明らかに、過渡応答が改善されている。更に、スイッチング部２には、変換器１の第１及び第２出力端子の少なくとも１つスイッチングのためのスイッチ９３が設けられている。制御部３は、このスイッチ９３を、第１時点においてスイッチ９３が第１モード（導電モードなどの活性化モード）にされており、前記第１時点が、最初の周期の開始から第１遅延のところに位置しているように制御する。この第１遅延は、例えば、第１時間間隔より少し小さいか、等しいか、又は少し大きく、周期の持続期間より小さくてもよく、又は小さくなくてもよい。制御部３は、更に、このスイッチ９３を、第２時点においてスイッチ９３が第２モード（非導電モードなどの不活性化モード）にされており、前記第２時点が、周期の集まりの最後の周期の終わりから第２遅延のところに位置しているように制御する。この第２遅延は、例えば、第１時間間隔より少し小さいか、等しいか、又は少し大きく、通常、周期の持続期間より小さい。

制御部３は、スイッチ４１、４２及び９３を制御するための制御器を含み得る。他の例においては、制御部３は、変換器１の電圧信号の検出に応じてスイッチ９３を制御するための検出器を含み得る。この電圧信号は、例えば、図１２に示されているコンデンサ９２の両端で検出されてもよく、又はコンデンサ９２が省かれている場合には、図１２に示されているコンデンサ９０の両端で検出されてもよく、又は図３などに示されているコンデンサ６４の両端で検出されてもよい。

図１５には、他の変換器が示されている。この変換器１は、供給源７とスイッチング部３との間に事前調整部１０が挿入されている点だけが、図１に示されているものと異なる。

図１６には、事前調整部１０がより詳細に示されている。この事前調整部１０は、左側から右側へ、高周波及び／又はコモンモード電流にフィルタをかけるためのフィルタ９４と、整流器９５と、力率制御器９６と、蓄積ユニット９７と、高周波にフィルタをかけるためのフィルタ９８とを有する。

図１７には、垂直共振器型面発光レーザアレイのデータが示されている。水平軸は、電流値を規定している。左側垂直軸は、光出力を規定しており、大部分がより下側のグラフは、電流値当たりの光出力を示している。右側垂直軸は、電圧値を規定しており、大部分がより上側のグラフは、電流値当たりの電圧値を示している。

図１８には、垂直共振器型面発光レーザアレイが示されている。出力は600Wである。アレイは、直列の７５ユニットの連続を持ち、それらの８個が並列に接続されるよう設計される。

図１９には、駆動装置が示されている。この駆動装置は、例えば、レーザ負荷又はＬＥＤ負荷を駆動し得る。

図２０には、発光ダイオードアレイが示されている。このＬＥＤアレイは、他の電流制御抵抗器又は回路なしに動作され得る直列の５４個のＬＥＤの並列の５つの連続を用いる。

図３及び１１においては、ダイオード５６及び５９は、各々又は共に、例えば整流器ブリッジを有する整流回路に置き換えられ得る。

図１５乃至２０については、ＬＥＤ／レーザの直列接続は、100…400Vの動作電圧レベルを達成するのに用いられてもよく、幾つかの直列接続又は連続にお並列接続は、適正な電力レベルを得るのに用いられてもよいことに注意されたい。ＬＥＤ／レーザは、電流配分比率の違いを避けるために冷却インターフェースに交互配置され得る。並列接続は、付加的な電流分配素子なしに導入され得る。

直列／並列接続ＬＥＤ／レーザの供給は、共振タイプの電力変換器、例えば、ＬＣ、ＬＣＣ、ＬＬＣ、ＬＬＣＣなどを介して実現され得る。
変換器出力は、直接（電流検出又は電流制御なしに）ＬＥＤ／レーザ負荷に接続され得る。

電力変換器制御は、一定の電力出力のために用いられてもよく、一次側において達成される間接測定によって可能にされる。電流の測定を達成するよう所謂「充電モード制御」が用いられてもよく、且つ／又は一次側のシャント抵抗器が用いられてもよく、且つ／又は電力変換器の別の段（例えば事前調整器）において既に取得された測定値が用いられてもよい。

誤った状況の検出及び保護は、ほぼ零になる測定入力電力を検出することによる短絡検出などの間接測定、及び／又は予想範囲（予想範囲は、例えばルックアップテーブルから取得される実際のスイッチング周波数及び変換器入力電圧に依存し得る）の外にある入力電力を測定することにより検出される負荷故障（高すぎる又は低すぎる負荷電圧）から、得られ得る。

要約すると、光源８にパルス電力を供給するための変換器１は、スイッチング部２と、パフォーマンスを向上させるためにスイッチング部２のスイッチングパラメータを適応させるための制御部３とを有する。スイッチング部２は、周期の第１時間間隔の間、第１／第２モードにあり、周期の第２時間間隔の間、その逆である第１／第２スイッチ４１、４２を含み得る。周期の集まりは、パルス電力のパルスをもたらす。最初の周期の第１時間間隔のようなスイッチングパラメータは、オーバーシュートを減らすよう短くされ得る。最初の周期の第２時間間隔のようなスイッチングパラメータは、短く又は長くされ得る。最後の周期の第２時間間隔のようなスイッチングパラメータは、オーバーシュートを減らすよう長く又は短くされ得る。光源８のスイッチングのための第３スイッチ９３は、遷移挙動を改善するよう遅延されて導通状態及び非導通状態にされる。

本発明を、図面において図示し、上記の説明において詳細に説明しているが、このような図及び説明は、説明的なもの又は例示的なものとみなされるべきであって、限定するものとみなされるべきではない。本発明は、開示されている実施例に限定されない。例えば、開示されている様々な実施例の様々な部分が新しい実施例にまとめられる実施例において本発明を動作させることは可能である。

請求項に記載の発明を実施する当業者は、図面、明細及び添付の請求項の研究から、開示されている実施例に対する他の変形を、理解し、達成し得る。請求項において、「有する」という用語は、他の要素又はステップを除外せず、単数形表記は、複数の存在を除外しない。請求項において列挙されている幾つかのアイテムの機能を単一のプロセッサ又は他のユニットが実現してもよい。特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように使用されることができないと示すものではない。請求項におけるいかなる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されてはならない。

Claims (15)

1. 光源にパルス電力を供給するための変換器であって、前記変換器が、スイッチング部と、前記スイッチング部を制御するための制御部とを有し、前記制御部が、前記変換器のパフォーマンスを向上させるために前記スイッチング部のスイッチングパラメータを適応させるよう構成される変換器。
2. 前記スイッチング部が、第１及び第２スイッチを有し、周期の第１時間間隔の間、前記第１スイッチが、第１モードにあり、前記第２スイッチが、第２モードにあり、前記周期の第２時間間隔の間、前記第１スイッチが、前記第２モードにあり、前記第２スイッチが、前記第１モードにあり、周期の集まりが、前記パルス電力のパルスをもたらす請求項１に記載の変換器。
3. 前記スイッチングパラメータが、前記周期の集まりの最初の周期の前記第１時間間隔を含み、前記適応が、前記最初の周期の前記第１時間間隔の短縮を含む請求項２に記載の変換器。
4. 前記スイッチングパラメータが、更に、前記周期の集まりの前記最初の周期の前記第２時間間隔を含み、前記適応が、更に、前記最初の周期の前記第２時間間隔の短縮又は延長を含む請求項３に記載の変換器。
5. 前記スイッチングパラメータが、前記周期の集まりの最後の周期の前記第２時間間隔を含み、前記適応が、更に、前記最後の周期の前記第２時間間隔の延長又は短縮を含む請求項２に記載の変換器。
6. 前記変換器が、前記最後の周期に続く第３時間間隔の間、ピーク信号を生成し、前記第３時間間隔が、短縮された前記第１時間間隔より短い請求項５に記載の変換器。
7. 前記第１スイッチが、前記変換器の第１入力端子に結合される第１主電極を有し、前記第２スイッチが、前記第１スイッチの第２主電極に結合される第１主電極を有し、前記第２スイッチが、前記変換器の第２入力端子に結合される第２主電極を有し、前記第１及び第２スイッチの制御電極が、前記制御部に結合され、前記スイッチのうちの１つの前記第１及び第２主電極が、変圧器の一次巻線の第１及び第２端子に結合され、前記変圧器の二次巻線の第１端子が、前記変換器の第１出力端子に結合され、前記二次巻線の第２端子が、前記変換器の第２出力端子に結合され、前記変圧器の他の二次巻線の第１端子が、前記第２出力端子に結合され、前記他の二次巻線の第２端子が、前記第１出力端子に結合される請求項２に記載の変換器。
8. 前記変換器が、前記変換器の第１及び第２出力端子に結合されるフィルタを有する請求項２に記載の変換器。
9. 前記スイッチング部が、前記変換器の第１及び第２出力端子のうちの少なくとも１つのスイッチングのための第３スイッチを更に有し、前記スイッチングパラメータが、第１時点を含み、前記第３スイッチが、前記第１時点に前記第１モードにされ、前記第１時点が、前記最初の周期の開始から第１遅延のところに位置しており、前記スイッチングパラメータが、更に、第２時点を含み、前記第３スイッチが、前記第２時点に前記第２モードにされ、前記第２時点が、前記周期の集まりの最後の周期の終わりから第２遅延のところに位置している請求項２に記載の変換器。
10. 前記制御部が、前記第１、第２及び第３スイッチを制御するための制御器を有する請求項９に記載の変換器。
11. 前記制御部が、前記変換器の電圧信号の検出に応じて前記第３スイッチを制御するための検出器を有する請求項９に記載の変換器。
12. 前記制御部が、電流を測定するための所謂「充電モード制御」を通して、且つ／又は一次側のシャント抵抗器を通して、且つ／又は前に既に取得された測定値を通して、前記変換器の一次側において達成される間接測定を介して、一定の電力出力を供給する請求項１に記載の変換器。
13. 前記制御部が、ほぼ零になる入力電力を測定することによる短絡検出を通した、且つ／又はルックアップテーブルなどから取得される実際のスイッチング周波数及び変換器入力電圧に依存する予想範囲の外にある入力電力を測定することによる高すぎる又は低すぎる負荷電圧の形態の負荷故障を通した、間接測定から、誤った状況の検出及び保護を供給する請求項１に記載の変換器。
14. 請求項１に記載の変換器を有し、更に、前記光源を有する装置。
15. スイッチング部と、前記スイッチング部を制御するための制御部とを有する変換器を介して光源にパルス電力を供給するための方法であって、前記制御部を介して、前記変換器のパフォーマンスを向上させるために前記スイッチング部のスイッチングパラメータを適応させるステップを有する方法。

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