JP2012137422A - 電圧検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】フライングキャパシタを用いた二次電池の電圧検出回路において、電圧検出時間を短縮する。
【解決手段】二次電池は複数の電池ブロックＢ１〜Ｂ３から構成され、入力側サンプリングスイッチＳＷ１〜ＳＷ３を介してフライングキャパシタＣ１に接続され、フライングキャパシタＣ１は出力側サンプリングスイッチＳＷａ，ＳＷｂを介して差動増幅回路１０に接続される。差動増幅回路１０の反転入力端子にフィードバックキャパシタＣ２を接続して積分回路を構成し、フライングキャパシタＣ１の容量を低減する。
【選択図】図１

Description

本発明は電圧検出回路に関する。

電動機により車両駆動力を得ている電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両は、二次電池を搭載し、この二次電池に蓄積された電力により電動機を駆動する。電動車両は、回生制動、すなわち車両制動時に電動機を発電機として機能させ、車両の運動エネルギを電気エネルギに変換することにより制動する機能を備える。変換された電気エネルギは二次電池に戻され、加速を行う時等に再利用される。

二次電池は、過放電あるいは過充電を行うと電池性能を劣化させることになるため、二次電池の充電状態（ＳＯＣ：State of Charge）を把握して充電あるいは放電を制御する必要がある。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池が回生電力を受け入れられるように、また要求があれば直ちに電動機に対して電力を供給できるようにするために、その充電状態を満充電状態（ＳＯＣ＝１００％）と、全く蓄電されていない状態（ＳＯＣ＝０％）のおよそ中間付近（ＳＯＣ＝５０％〜６０％）に制御される。従って、二次電池のＳＯＣは高精度に検出することが必要であり、このためには二次電池の電圧を正確に検出する必要がある。

二次電池の電圧は、フライングキャパシタを用いて検出することができる。すなわち、二次電池の両端に入力側サンプリングスイッチを介してフライングキャパシタを接続し、かつ、フライングキャパシタに出力側サンプリングスイッチを介して差動増幅回路を接続する。そして、まず、入力側サンプリングスイッチをオンして二次電池の電圧をフライングキャパシタにホールドする。次に、入力側サンプリングスイッチをオフし、出力側サンプリングスイッチをオンにしてフライングキャパシタに蓄電された電圧を差動増幅回路の非反転入力端子及び反転入力端子に供給し、差動増幅回路で２つの入力端子間の電位差を検出することでフライングキャパシタの電圧、すなわち二次電池の電圧を検出する。具体的には、差動増幅回路からの出力電圧を演算回路あるいはＣＰＵ（マイコン）に供給し、マイコンで出力電圧を読み取る。

特許第３７９１７６７号 特開２００９−６３５１１号公報 特開２００７−２０５８５３号公報

フライングキャパシタを用いた電圧検出回路では、フライングキャパシタの蓄電電圧を検出するため、フライングキャパシタの容量が大きくなるとその分だけ蓄電に時間を要し、結果として電圧計測時間もかかることになる。従って、電圧計測時間を短縮するためにはフライングキャパシタの容量を小さくする必要があるが、差動増幅回路（オペアンプ）で電圧を検出する際にフライングキャパシタで蓄積した電荷を定量的に消費してしまうため、電圧検出精度を考慮すると単にフライングキャパシタの容量を小さくすることはできない。

さらに、二次電池が複数の電池ブロックを直列に接続して構成される場合、二次電池とフライングキャパシタとの間に複数の入力側サンプリングスイッチを接続し、これら複数の入力側サンプリングスイッチ（マルチプレクサ）を順次、選択的にオンして電池ブロックを順次フライングキャパシタに接続することが必要となるが、入力側サンプリングスイッチに異常が生じると二次電池の電圧を正確に検出することができない。

本発明の目的は、キャパシタを用いた電圧検出回路において、電圧検出精度を確保しつつキャパシタの容量を低減し、これにより電圧計測時間の短縮を図ることにある。
また、本発明の別の目的は、入力側サンプリングスイッチ（マルチプレクサ）に異常が生じた場合に、異常の発生を簡易かつ迅速に検出することにある。

本発明は、二次電池の電圧検出回路であって、前記二次電池の両端子に入力側サンプリングスイッチを介して接続され、前記二次電池により充電されるメインキャパシタと、前記メインキャパシタに出力側サンプリングスイッチを介して接続される差動増幅回路とを備え、前記差動増幅回路の出力端子と反転入力端子はサブキャパシタで接続されることを特徴とする。

本発明の１つの実施形態では、前記メインキャパシタは、互いに直列接続された第１及び第２メインキャパシタからなり、前記差動増幅回路は第１及び第２差動増幅回路からなり、前記第１メインキャパシタと第２メインキャパシタの接続節点は基準電位に設定されるとともに前記第１及び第２差動増幅回路の非反転入力端子に接続され、前記第１メインキャパシタの前記接続節点と反対側の端子は前記第１差動増幅回路の反転入力端子に接続され、前記第２メインキャパシタの前記接続節点と反対側の端子は前記第２差動増幅回路の反転入力端子に接続され、さらに、前記第１差動増幅回路と前記第２差動増幅回路の出力の差分を演算する回路を備える。

また、本発明の他の実施形態では、さらに、第１差動増幅回路と第２差動増幅回路に、周波数成分を重畳するための信号源を備える。

信号源は、二次電池と入力側サンプリングスイッチとの間、あるいは第１及び第２メインキャパシタと第１及び第２差動増幅回路との間に接続され得る。

また、本発明のさらに他の実施形態では、前記信号源は、漏電検出回路の信号源である。

本発明によれば、メインキャパシタの電圧を検出する差動増幅回路を積分回路として機能させることでメインキャパシタの容量を低減し、これにより電圧検出時間を短縮することができる。

また、本発明によれば、周波数信号を供給することで入力側サンプリングスイッチの異常を簡易な構成で検出することができる。

実施形態の基本回路構成図である。 第１実施形態の回路構成図である。 第２実施形態の回路構成図である。 第３実施形態の回路構成図である。 第４実施形態の回路構成図である。 変形例の回路構成図である。 その他の変形例の回路構成図である。 その他の変形例の回路構成図である。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

１．基本構成
図１に、本実施形態におけるフライングキャパシタ式電圧検出回路の基本回路構成を示す。二次電池は組電池であり、複数の電池ブロックを直列接続して構成される。図では、電池ブロックＢ１，Ｂ２，Ｂ３を例示的に示すが、電池ブロックの数はこれに限定されるものではない。各電池ブロックは、複数の電池モジュールを直列接続して構成され、各電池モジュールはさらに１つまたは複数の単電池（セル）を直列接続して構成される。二次電池は、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載される。二次電池は、例えばニッケル水素電池やリチウムイオン電池等である。また、本発明では二次電池は組電池に限定されず、単電池であってもよい。

電池ブロックＢ１，Ｂ２，Ｂ３には、バスを介してそれぞれ入力側サンプリングスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４が接続される。すなわち、電池ブロックＢ１の負極端子にはバスを介して入力側サンプリングスイッチＳＷ１が接続され、電池ブロックＢ１の正極端子及び電池ブロックＢ２の負極端子にはバスを介して入力側サンプリングスイッチＳＷ２が接続される。また、電池ブロックＢ２の正極端子及び電池ブロックＢ３の負極端子にはバスを介して入力側サンプリングスイッチＳＷ３が接続される。また、電池ブロックＢ３の正極端子にはバスを介して入力側サンプリングスイッチＳＷ４が接続される。

入力側サンプリングスイッチＳＷ１及びＳＷ３は、ともにメインキャパシタとしてのフライングキャパシタＣ１の一方の端子に接続され、入力側サンプリングスイッチＳＷ２及びＳＷ４は、ともに抵抗Ｒを介してフライングキャパシタＣ１の他方の端子に接続される。入力側サンプリングスイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、マルチプレクサで構成される。

また、フライングキャパシタＣ１の一方の端子は出力側サンプリングスイッチＳＷａを介して差動増幅回路（オペアンプ）１０の非反転入力端子（＋）に接続され、フライングキャパシタＣ１の他方の端子は出力側サンプリングスイッチＳＷｂ及び抵抗Ｒを介して差動増幅回路１０の反転入力端子（−）に接続される。差動増幅回路１０の非反転入力端子には基準電源Ｖｃｃが接続される。また、差動増幅回路１０の反転入力端子にはサブキャパシタとしてのフィードバックキャパシタＣ２が接続される。差動増幅回路１０の反転入力端子にフィードバックキャパシタを接続した構成は積分回路として公知である。差動増幅回路１０の出力はアナログデジタルコンバータＡ／Ｄを備える演算回路（あるいはＣＰＵ）１２に供給される。

このような構成において、電池ブロックＢ１〜Ｂ３の電圧が順次検出される。すなわち、まず、電池ブロックＢ１の電圧を検出する際には、ＳＷ１，ＳＷ２をオンし、他のスイッチをオフする。これにより、電池ブロックＢ１の電圧によりフライングキャパシタＣ１が充電され、電池ブロックＢ１の電圧がホールドされる。フライングキャパシタＣ１を充電した後、ＳＷ１，ＳＷ２をオフし、出力側サンプリングスイッチＳＷａ，ＳＷｂをオンにすることでフライングキャパシタＣ１と差動増幅回路１０が接続され、高圧の組電池と差動増幅回路１０とが電気的に遮断された状態で電池ブロックＢ１の電圧が検出される。すなわち、差動増幅回路１０の非反転入力端子には既知の基準電源電圧、差動増幅回路１０の反転入力端子にはフライングキャパシタＣ１の電圧を積分した電圧が入力され、これらの差分値が演算回路１２に供給され、電池ブロックＢ１の電圧が検出される。

また、電池ブロックＢ２の電圧を検出する際には、ＳＷ２，ＳＷ３をオンしてフライングキャパシタＣ１を充電し、その後、ＳＷ２，ＳＷ３をオフしＳＷａ，ＳＷｂをオンにして同様に差動増幅回路１０で電池ブロックＢ２の電圧を検出する。電池ブロックＢ１の電圧を検出する際には積分回路でフライングキャパシタＣ１の電圧を積分するため、この課程においてフライングキャパシタＣ１は放電することとなり、次の電池ブロックＢ２の電圧を検出するに先立って、フライングキャパシタＣ１を別途、放電する必要がない。この点が積分回路を用いる利点の一つである。電池ブロックＢ３の電圧を検出する際には、ＳＷ３，ＳＷ４をオンしてフライングキャパシタＣ１を充電し、その後、ＳＷ３，ＳＷ４をオフしＳＷａ、ＳＷｂをオンにして同様に差動増幅回路１０で電池ブロックＢ３の電圧を検出する。

このように、本実施形態のフライングキャパシタ式電圧検出回路は、フライングキャパシタＣ１の蓄電電圧を検出する差動増幅回路１０を積分回路の一部として機能させる構成を有しており、このためフライングキャパシタＣ１で蓄積した電荷の消費量を減らすことができる。従って、従来においては差動増幅回路１０での電荷消費のためにフライングキャパシタＣ１の容量を小さくすることが検出精度の観点から困難であったところ、本実施形態では検出精度を維持しつつフライングキャパシタＣ１の容量を小さくすることが可能となり、結果として電圧検出時間が従来よりも短縮される。また、積分回路でフライングキャパシタＣ１の蓄電電圧を検出するため、次にフライングキャパシタＣ１を充電するために前もってフライングキャパシタＣ１を放電する処理が不要となる。

本実施形態の特徴は、フライングキャパシタＣ１の電圧を検出するための差動増幅回路を積分回路の一部として機能させる点にあり、フライングキャパシタＣ１の数は任意であって互いに直列接続された複数のフライングキャパシタを備えていてもよい。また、複数のフライングキャパシタを備える場合、それぞれのフライングキャパシタに対応してそれぞれの電圧を検出する複数の差動増幅回路を備えていてもよく、この場合には複数の差動増幅回路をそれぞれ積分回路の一部として機能させる。複数の差動増幅回路を備える利点としては、電圧検出回路が搭載されるシステム固有のコモンノイズが電圧検出回路に混入しても、複数の差動増幅回路のそれぞれの出力に同じようにコモンノイズが混入するため、これらの差分を演算することでコモンノイズを除去できる点にあり、電圧検出精度が向上する。

次に、本実施形態の構成について、より詳細に説明する。

２．第１実施形態
図２に、第１実施形態のフライングキャパシタ式電圧検出回路の回路構成図を示す。組電池は、複数の電池ブロックＢ１，Ｂ２，・・・，Ｂ１４を直列接続して構成される。電池ブロックＢ１の負極端子にはバスＶＢ１を介して抵抗Ｒ１及び入力側サンプリングスイッチＳＷ１が接続され、電池ブロックＢ１の正極端子にはバスＶＢ２を介して抵抗Ｒ２及び入力側サンプリングスイッチＳＷ２が接続される。電池ブロックＢ２の負極端子にはバスＶＢ２を介して抵抗Ｒ２及び入力側サンプリングスイッチＳＷ２が接続され、電池ブロックＢ２の正極端子にはバスＶＢ３を介して抵抗Ｒ３及び入力側サンプリングスイッチＳＷ３が接続される。以下同様であり、電池ブロックＢ１４の負極端子にはバスＶＢ１４を介して抵抗Ｒ１４及び入力側サンプリングスイッチＳＷ１４が接続され、電池ブロックＢ１４の正極端子にはバスＶＢ１５を介して抵抗Ｒ１５及び入力側サンプリングスイッチＳＷ１５が接続される。抵抗Ｒ１〜Ｒ１５は、通電電流を制限する電流制限抵抗として機能する。

入力側サンプリングスイッチＳＷ１〜ＳＷ１５のうち、偶数番目のスイッチＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６，・・・，ＳＷ１４はともに共通にフライングキャパシタＣ１の一方の端子に接続される。また、奇数番目のスイッチＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５，・・・ＳＷ１５はともに共通にフライングキャパシタＣ１の他方の端子に接続される。

また、フライングキャパシタＣ１の一方の端子は出力側サンプリングスイッチＳＷａを介して差動増幅回路１０の非反転入力端子に接続され、フライングキャパシタＣ１の他方の端子は抵抗Ｒ１９を介して差動増幅回路１０の反転入力端子に接続される。差動増幅回路１０の非反転入力端子には基準電源Ｖｃｃが接続され、差動増幅回路１０の反転入力端子にはフィードバックキャパシタＣ２が接続されて積分回路を構成する。また、フィードバックキャパシタＣ２と並列に抵抗Ｒ２１及びスイッチＳＷｃが接続され、スイッチＳＷｃをオン／オフすることで積分回路を選択的に動作可能な構成である。差動増幅回路１０の出力はＡ／Ｄを含む演算回路１２に接続される。

このような構成において、電池ブロックＢ１の電圧を検出する際には、ＳＷ１，ＳＷ２をオンし、他の入力側サンプリングスイッチをオフにして電池ブロックＢ１の電圧でフライングキャパシタＣ１を充電し、電池ブロックＢ１の電圧をホールドする。次に、ＳＷ１，ＳＷ２をオフし、ＳＷａ、ＳＷｂをオンし、ＳＷｃをオフにしてフライングキャパシタＣ１の電圧を差動増幅回路１０で検出し、演算回路１２に出力する。以下、同様にして順次、電池ブロックＢ１〜Ｂ１４の電圧を検出する。

積分回路を用いて電圧を検出するため、定量的な消費電流が小さくなり、フライングキャパシタＣ１の容量を小さくすることができる。本願出願人は、本実施形態のフライングキャパシタＣ１の容量を、従来におけるフライングキャパシタＣ１の容量の約１／２０にでき、１電池ブロック当たりの電圧検出時間も従来の約１／４まで短縮できることを確認している。

３．第２実施形態
図３に、本実施形態の回路構成図を示す。図２と異なる点は、メインキャパシタであるフライングキャパシタとしてフライングキャパシタＣ１１，Ｃ１２が設けられ、差動増幅回路として差動増幅回路１０ａ、１０ｂ、１０ｃが設けられる点である。

入力側サンプリングスイッチＳＷ１〜ＳＷ１５のうち、奇数番目のスイッチＳＷ１，ＳＷ３，・・・ＳＷ１５はともに共通してフライングキャパシタＣ１１の一方の端子に接続される。フライングキャパシタＣ１１の他方の端子はフライングキャパシタＣ１２の一方の端子に接続される。また、偶数番目のスイッチＳＷ２，ｓＷ４，・・ＳＷ１４はともに共通してフライングキャパシタＣ１２の他方の端子に接続される。

フライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２は互いに直列接続され、フライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２の接続節点は出力側サンプリングスイッチＳＷａを介して差動増幅回路１０ａの非反転入力端子及び差動増幅回路１０ｂの非反転入力端子に接続される。フライングキャパシタＣ１１の接続節点とは反対側の端子は差動増幅回路１０ａの反転入力端子に接続される。また、フライングキャパシタＣ１２の接続節点とは反対側の端子は差動増幅回路１０ｂの反転入力端子に接続される。

差動増幅回路１０ａの非反転入力端子及び差動増幅回路１０ｂの非反転入力端子はともに基準電源Ｖｃｃに接続され、さらに抵抗Ｒ２１を介して差動増幅回路１０ｃの非反転入力端子に接続される。また、差動増幅回路１０ａの反転入力端子にはサブキャパシタであるフィードバックキャパシタＣ２１が接続されて積分回路を構成し、差動増幅回路１０ｂの反転入力端子にもフードバックキャパシタＣ２２が接続されて積分回路を構成する。フィードバックキャパシタＣ２１及びフィードバックキャパシタＣ２２とは並列にそれぞれ抵抗１８とスイッチＳＷｄ、抵抗Ｒ１９とスイッチＳＷｅが接続され、それぞれの積分回路は選択的に動作可能に構成される。差動増幅回路１０ａの出力は抵抗Ｒ２０を介して差動増幅回路１０ｃの反転入力端子に接続され、差動増幅回路１０ｂの出力は抵抗Ｒ２２を介して差動増幅回路１０ｃの非反転入力端子に接続される。差動増幅回路１０ｃの出力はＡ／Ｄを含む演算回路１２に接続される。

このような構成において、電池ブロックＢ１の電圧を検出する際には、ＳＷ１，ＳＷ２をオンし、他の入力側サンプリングスイッチをオフして電池ブロックＢ１の電圧によりフライングキャパシタＣ１１，Ｃ１２を充電する。

次に、ＳＷ１，ＳＷ２をオフし、出力側サンプリングスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃをオンする。すると、フライングキャパシタＣ１１の蓄電電圧は差動増幅回路１０ａで検出され、差動増幅回路１０ｃの反転入力端子に供給される。また、フライングキャパシタＣ１２の蓄電電圧は差動増幅回路１０ｂで検出され、差動増幅回路１０ｃの非反転入力回路に供給される。フライングキャパシタＣ１１，Ｃ１２の容量を同一とすると、差動増幅回路１０ａからの出力電圧と差動増幅回路１０ｂからの出力電圧はほぼ同一であり（符号は反転している）、検出システムにコモンモードノイズが存在する場合には、差動増幅回路１０ａの出力と差動増幅回路１０ｂの出力にはともにコモンモードノイズが混入することとなるが、差動増幅回路１０ｃで両信号の差分を演算するためコモンモードノイズは除去される。以上のようにして、フライングキャパシタＣ１１の蓄電電圧とフライングキャパシタＣ１２の蓄電電圧の和、すなわち電池ブロックＢ１の電圧が検出され、演算回路１２に供給される。他の電池ブロックについても同様である。

４．第３実施形態
上記の第２実施形態では、差動増幅回路１０ｃで２つの信号の差分を演算しているが、この部分も演算回路１２でソフトウェア的に処理することもできる。図４に、この場合の回路構成を示す。図３と異なる点は、差動増幅回路１０ｃが存在せず、演算回路１２で２つの信号の差分演算を実行している点である。この実施形態によれば、コモンモードノイズを除去して検出精度を向上させつつ部品点数を削減することができる。

５．第４実施形態
上記の各実施形態では、入力側サンプリングスイッチＳＷ１，ＳＷ２，・・のオン／オフを順次切り替えて電池ブロックＢ１，Ｂ２，・・の電圧を順次検出しているため、これらの入力側サンプリングスイッチＳＷ１，ＳＷ２，・・に異常が生じ、例えば閉故障、すなわちオン状態のまま継続してしまう故障が発生すると、その入力側サンプリングスイッチに直列に接続されている電流制限抵抗や入力側サンプリングスイッチが短絡回路を構成してしまい、電流制限抵抗及び入力側サンプリングスイッチが発熱あるいは破壊され、正常に電池ブロックの電圧を検出することができず、結果として電池ブロックの状態ひいては組電池の状態を誤判定してしまう可能性がある。

そこで、本実施形態では、入力側サンプリングスイッチＳＷ１，ＳＷ２，・・の閉故障を検出するための構成について説明する。

図５に、本実施形態の回路構成図を示す。基本構成は図４の構成であり、これが簡略化して示されている。

すなわち、電池ブロックＢ１，Ｂ２，Ｂ３が互いに直列に接続され、電池ブロックＢ１の負極端子にはバスを介して入力側サンプリングスイッチＳＷ１が接続され、電池ブロックＢ１の正極端子及び電池ブロックＢ２の負極端子にはバスを介して入力側サンプリングスイッチＳＷ２が接続される。電池ブロックＢ２の正極端子及び電池ブロックＢ３の負極端子にはバスを介して入力側サンプリングスイッチＳＷ３が接続され、電池ブロックＢ３の正極端子にはバスを介して入力側サンプリングスイッチＳＷ４が接続される。ＳＷ２及びＳＷ４はともに共通にフライングキャパシタＣ１１の一方の端子に接続され、フライングキャパシタＣ１１の他方の端子はフライングキャパシタＣ１２の一方の端子に接続される。フライングキャパシタＣ１１，Ｃ１２は互いに直列に接続される。ＳＷ１及びＳＷ３はともに共通にフライングキャパシタＣ１２の他方の端子に接続される。

フライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２の接続節点には出力側サンプリングスイッチＳＷａを介して基準電源Ｖｃｃが接続され、さらに差動増幅回路１０ａ、１０ｂの非反転入力端子に接続される。フライングキャパシタＣ１１の一方の端子は出力側サンプリングスイッチＳＷｂ及び抵抗Ｒ１を介して差動増幅回路１０ａの反転入力端子に接続される。また、フライングキャパシタＣ１２の他方の端子は出力側サンプリングスイッチＳＷｃ及び抵抗Ｒ２を介して差動増幅回路１０ｂの反転入力端子に接続される。差動増幅回路１０ａの反転入力端子にはフィードバックキャパシタＣ２１が接続されて積分回路を構成し、差動増幅回路１０ｂの反転入力端子にもフィードバックキャパシタＣ２２が接続されて積分回路を構成する。差動増幅回路１０ａ、１０ｂの出力は演算回路１２に接続される。演算回路１２は、差動増幅回路１０ａ、１０ｂの出力をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄを備え、両信号の差分を演算することでコモンモードノイズを除去する。

一方、このようなフライングキャパシタ式電圧検出回路とは別に、システムには漏電検出回路１４が設けられ、システム内の漏電を検出する。漏電検出回路は、周波数信号を送信する送信器１４ａと、周波数信号を受信する受信器１４ｂを備える。漏電がない場合には、受信器で一定強度の周波数信号を受信するが、システム内に何らかの漏電が生じているとその受信強度が変化し、この強度変化を検出することでシステム内の漏電の有無を検出する。

本実施形態では、この漏電検出回路１４を援用し、漏電検出回路１４をフライングキャパシタ式電圧検出回路に接続する。すなわち、漏電検出回路１４の送信器１４ａを抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ５を介して電池ブロックＢ１の負極端子と入力側サンプリングスイッチＳＷ１との間に接続し、送信器１４ａからの周波数信号を電圧検出回路に供給する。

入力側サンプリングスイッチＳＷ１〜ＳＷ４に閉故障がない正常状態では、既述したように差動増幅器１０ａの出力と差動増幅器１０ｂの出力はほぼ同一（符号は反転している）である。ところが、入力側サンプリングスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のいずれかが閉故障すると、電圧検出回路のインピーダンスが変化し、送信器１４ａからの周波数信号により差動増幅回路１０ａ、１０ｂの出力に相違が生じる。具体的には、入力側サンプリングスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の全てが正常に動作している場合、ＳＷ１とＳＷ２のみをオンして電池ブロックＢ１の電圧を検出する際にはフライングキャパシタＣ１１，Ｃ１２の容量が同一であるとして差動増幅回路１０ａ、１０ｂは互いに回路的に対称でありインピーダンスも等しいが、例えばＳＷ３が閉故障しているとＳＷ３が接続している回路のインピーダンスが変化し、差動増幅回路１０ａ、１０ｂの対称性がくずれて出力電圧が異なる。演算回路１２は、差動増幅回路１０ａ、１０ｂの出力の相違を検出することで、入側サンプリングスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の閉故障を検出する。

送信器１４ａは、周波数成分を有する信号であれば任意の信号を送信することができ、例えば矩形波、正弦波、三角波、パルス波のいずれも用いることができる。

なお、特開２００９−４２０８０号公報には、フライングキャパシタ回路にコモンモードノイズを印加するシグナル発生器が開示されており、差動増幅回路が故障した場合にそのフィルタ特性が悪化することに着目して、差動増幅回路の出力電圧が十分に減衰されないことを検出して差動増幅回路の故障を検出することが開示されているが、本実施形態のように入力側サンプリングスイッチＳＷ１，ＳＷ２，・・・の閉故障については何らの開示もなく、かつ、本実施形態のように２つの差動増幅回路１０ａ、１０ｂの出力電圧の相違に着目して故障を検出するものでもないことを付言しておく。

６．その他の変形例
図５に示す構成ではシステムに設けられている漏電検出回路１４を援用して電圧検出回路の入力側サンプリングスイッチＳＷ１，ＳＷ２，・・の閉故障を検出しているが、漏電検出回路１４の代わりに、別の信号源を電圧検出回路に接続してもよい。

図６に、図５の変形例を示す。漏電検出回路１４に代えて送信器１６を設け、キャパシタＣ５を介して電池ブロックＢ１と入力側サンプリングスイッチＳＷ１の間に接続する構成である。送信器１６は、送信器１４ａと同様に周波数信号を供給する。周波数信号は矩形波、正弦波、三角波、パルス波のいずれでもよい。

図７に、図５の他の変形例を示す。漏電検出回路１４に代えて送信器１８を設け、キャパシタＣ５を介して出力側サンプリングスイッチＳＷｂと抵抗Ｒ１との間に接続するとともに、キャパシタＣ６を介して出力側サンプリングスイッチＳＷｃと抵抗Ｒ２との間に接続する構成である。送信器１８は、送信器１４ａと同様に周波数信号を供給する。

図８に、図５のさらに他の変形例を示す。漏電検出回路１４に代えて送信器２０を設け、キャパシタＣ５を介してフライングキャパシタＣ１１，Ｃ１２の接続節点と出力側サンプリングスイッチＳＷａの間に接続する構成である。送信器２０は、送信器１４ａと同様に周波数信号を供給する。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、さらに他の変形例も可能である。

例えば、図６〜図８においては送信器１６，１８，２０から周波数信号を供給しているが、供給すべき信号は必ずしも周期的である必要はなく、直流信号以外の周波数成分を有する信号であればよく、コモンモードノイズを供給する構成であってもよい。

また、図５の構成において、漏電検出回路１４を図７のように出力側サンプリングスイッチＳＷｂ、ＳＷｃと差動増幅回路１０ａ、１０ｂの間に接続してもよい。また、図６〜図８の構成において、送信器１６，１８，２０を設けるのではなく、差動増幅回路１０ａ、１０ｂの非反転入力端子に接続される基準電源Ｖｃｃに周波数成分を重畳する構成としてもよい。

また、送信器の接続場所は、上記の実施形態に限られず、入力側サンプリングスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の全てが正常に動作している場合に、差動増幅回路１０ａ、１０ｂに周波数成分を重畳できる場所であればよい。

また、上記の実施形態では、差動増幅回路１０ａ、１０ｂに同等の周波数成分を重畳しているが、異なる値を重畳するような構成としてもよい。その場合、重畳される周波数の影響を考慮して電圧計測・閉故障検出を行えばよい。

１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ 差増増幅回路、１２ 演算回路、１４ 漏電検出回路、１６，１８，２０ 送信器。Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２ フライングキャパシタ（メインキャパシタ）、Ｃ２、Ｃ２１，Ｃ２２ フィードバックキャパシタ（サブキャパシタ）。

Claims (6)

1. 二次電池の電圧検出回路であって、
   前記二次電池の両端子に入力側サンプリングスイッチを介して接続され、前記二次電池により充電されるメインキャパシタと、
   前記メインキャパシタに出力側サンプリングスイッチを介して接続される差動増幅回路と、
   を備え、
   前記差動増幅回路の出力端子と反転入力端子はサブキャパシタで接続される
   ことを特徴とする電圧検出回路。
2. 請求項１記載の電圧検出回路において、
   前記メインキャパシタは、互いに直列接続された第１及び第２メインキャパシタからなり、
   前記差動増幅回路は第１及び第２差動増幅回路からなり、
   前記第１メインキャパシタと第２メインキャパシタの接続節点は基準電位に設定されるとともに前記第１及び第２差動増幅回路の非反転入力端子に接続され、
   前記第１メインキャパシタの前記接続節点と反対側の端子は前記第１差動増幅回路の反転入力端子に接続され、
   前記第２メインキャパシタの前記接続節点と反対側の端子は前記第２差動増幅回路の反転入力端子に接続され、
   さらに、前記第１差動増幅回路と前記第２差動増幅回路の出力の差分を演算する回路
   を備えることを特徴とする電圧検出回路。
3. 請求項２記載の電圧検出回路において、さらに、
   前記第１差動増幅回路と前記第２差動増幅回路に、周波数成分を重畳するための信号源を備えることを特徴とする電圧検出回路。
4. 請求項３記載の電圧検出回路において、
   前記信号源は、前記二次電池と前記入力側サンプリングスイッチとの間に接続されることを特徴とする電圧検出回路。
5. 請求項３記載の電圧検出回路において、
   前記信号源は、前記第１及び第２メインキャパシタと前記第１及び第２差動増幅回路との間に接続されることを特徴とする電圧検出回路。
6. 請求項３〜５のいずれかに記載の電圧検出回路において、
   前記信号源は、漏電検出回路の信号源であることを特徴とする電圧検出回路。

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