JP2012058227A - 非接地電源の絶縁状態検出方法及びその装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ回路のＯＮデューティー期間が変わる可能性があっても、精度のよい地絡抵抗の値に基づく交流回路部分の絶縁状態検出を可能にすること。
【解決手段】昇圧電源回路１の三相インバータ回路３の二次側において交流地絡が発生した場合、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中にフライングキャパシタＣ１が連続充電状態となる場合は、直流地絡による正側の地絡抵抗ＲLpや負側の地絡抵抗ＲLnの求め方と同じ求め方で交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求める。よって、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中にフライングキャパシタＣ１が連続充電状態となる場合には、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比が変化する場合であっても、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比のデータを用いずに、交流地絡による地絡抵抗ＲＬの値を精度よく求めることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、非接地電源の接地電位部に対する地絡や絶縁状態を検出する方法及び装置に係り、特に、交流電動機の電源として利用される非接地電源及びその配線の接地電位部に対する地絡や絶縁状態を検出する非接地電源の絶縁状態検出方法及びその装置に関するものである。

例えば、推進用エネルギーとして電力を利用する車両においては、高圧化（例えば２００Ｖ）された直流電源を車体から絶縁して非接地電源とするのが通常である。このような非接地電源の接地電位部に対する地絡には、直流電源を含む直流回路部分で起こる直流地絡と、交流電動機を含む交流回路部分で起こる交流地絡とがある。

地絡や絶縁状態を検出する際には、直流電源と地絡抵抗とを含む充電回路によって充電されるフライングキャパシタの充電電圧から求まる地絡抵抗の値が、状態の良否を判定する基準として用いられる。そして、交流地絡の場合は、インバータ回路のＯＮデューティー期間に限ってフライングキャパシタが充電されるので、充電回路にフライングキャパシタを接続する時間が同じであっても、フライングキャパシタの充電電圧は、フライングキャパシタが連続充電される直流地絡の場合とは異なる。そこで、交流地絡についてはＯＮデューティー期間を考慮に入れて地絡抵抗を求める提案も、既に行われている（例えば、特許文献１）。

特許第３２２４９７７号公報

ところで、インバータ回路のＯＮデューティー期間は、コントローラの制御による交流電動機の出力変化等の事情で変わることがある。ＯＮデューティー期間が変わると、絶縁状態に変化が無くても、一定時間の間に充電回路により充電されるフライングキャパシタの充電電圧が変わる。そのため、ＯＮデューティー期間が変わる前と同じ求め方で充電電圧から地絡抵抗の値を求めると、絶縁状態に変化が無くても地絡抵抗の値が変わってしまう。

そこで、地絡判断を行う装置側でインバータ回路のＯＮデューティー期間の変化を演算処理により検出し、その結果に応じて地絡抵抗を求め方を変更することが考えられる。しかし、ＯＮデューティー期間の変化のペースに装置の処理能力が追いつかないと、ＯＮデューティー期間の変化にリアルタイムに追従して装置が地絡抵抗の求め方を変更できない可能性がある。

本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、インバータ回路のＯＮデューティー期間が変わる可能性があっても、精度のよい地絡抵抗の値に基づく交流回路部分の絶縁状態検出を可能にすることができる非接地電源の絶縁状態検出方法と、この方法を実施する際に用いて好適な非接地電源の絶縁状態検出装置とを提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法は、
接地電位部から絶縁した直流電源の電力を、該直流電源の正端子側及び負端子側の主回路配線上に設けた三相インバータ回路により直流−交流変換して三相交流電動機に供給する非接地電源の絶縁状態を、前記主回路配線と接地電位部との間に予定時間接続したコンデンサの充電電圧に基づき求めた前記主回路配線の地絡抵抗の値を用いて検出する方法であって、
放電された状態で前記主回路配線の一方と接地電位部との間に前記予定時間接続したコンデンサの充電電圧と、放電された状態で前記主回路配線の他方と接地電位部との間に前記予定時間接続した前記コンデンサの充電電圧とに基づいて、前記三相インバータ回路の一次側を含む前記非接地電源の直流回路部分における絶縁状態の検出を行うか、前記三相インバータ回路の二次側を含む前記非接地電源の交流回路部分における絶縁状態の検出を行うかを判定し、
前記交流回路部分における絶縁状態の検出を行うと判定した場合に、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されたか否かを判定し、
前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されたと判定した場合に、前記直流回路部分における充電状態の検出を行うと判定した場合と同じ求め方で、前記地絡抵抗の値を求めるようにした、
ことを特徴とする。

また、上記目的を達成するため、請求項５に記載した本発明の絶縁状態検出装置は、
接地電位部から絶縁した直流電源の電力を、該直流電源の正端子側及び負端子側の主回路配線上に設けた三相インバータ回路により直流−交流変換して三相交流電動機に供給する非接地電源の絶縁状態を、前記主回路配線と接地電位部との間に予定時間接続したコンデンサの充電電圧に基づき求めた前記主回路配線の地絡抵抗の値を用いて検出する装置であって、
放電された前記コンデンサを前記主回路配線の一方と接地電位部との間に予定時間接続して充電させる第１スイッチング手段と、
放電された前記コンデンサを前記主回路配線の他方と接地電位部との間に前記予定時間接続して充電させる第２スイッチング手段と、
前記コンデンサの充電電圧を計測する計測手段と、
前記第１スイッチング手段により充電された前記コンデンサを前記計測手段に接続して該コンデンサの充電電圧を計測させる第３スイッチング手段と、
前記第２スイッチング手段により充電された前記コンデンサを前記計測手段に接続して該コンデンサの充電電圧を計測させる第４スイッチング手段と、
前記第３スイッチング手段により前記計測手段に計測させた前記コンデンサの充電電圧と、前記第４スイッチング手段により前記計測手段に計測させた前記コンデンサの充電電圧とに基づいて、前記三相インバータ回路の一次側を含む前記非接地電源の直流回路部分における絶縁状態の検出を行うか、前記三相インバータ回路の二次側を含む前記非接地電源の交流回路部分における絶縁状態の検出を行うかを判定する第１判定手段と、
前記交流回路部分における絶縁状態の検出を行うと前記第１判定手段が判定した場合に、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されたか否かを判定する第２判定手段と、
前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されたと前記第２判定手段が判定した場合に、前記直流回路部分における充電状態の検出を行うと前記第１判定手段が判定した場合と同じ求め方で、前記地絡抵抗の値を求める地絡抵抗値割出手段と、
を備えることを特徴とする。

請求項１に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法と、請求項５に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置とによれば、主回路配線の一方と接地電位部との間に予定時間接続したコンデンサの充電電圧と、同じく主回路配線の他方と接地電位部との間に予定時間接続したコンデンサの充電電圧とに基づいて、三相インバータ回路の二次側を含む非接地電源の交流回路部分における絶縁状態の検出を行うと判定した場合、予定時間中にコンデンサが連続充電されていれば、三相インバータ回路の一次側を含む非接地電源の直流回路部分における充電状態の検出を行うと判定した場合と同じ求め方で、地絡抵抗の値を求めることになる。

したがって、非接地電源の交流回路部分における絶縁状態の検出を行う場合であっても、予定時間中にコンデンサが連続充電されていれば、三相インバータ回路のＯＮデューティー期間を認識することなく、あるいは、認識したＯＮデューティー期間の変化に追従する処理を行うことなく、交流地絡による地絡抵抗の値を精度よく求めることができる。よって、精度のよい交流地絡による地絡抵抗の値に基づく、非接地電源の交流回路部分の絶縁状態検出を、可能にすることができる。

また、請求項２に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法は、請求項１に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法において、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと判定した場合に、前記三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチングデューティー比に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求めるようにしたことを特徴とする。

さらに、請求項６に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置は、請求項５に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置において、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと前記第２判定手段が判定した場合に、前記三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチングデューティー比に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求める補正地絡抵抗割出手段をさらに備えることを特徴とする。

請求項２に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法によれば、請求項１に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法において、また、請求項６に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置によれば、請求項５に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置において、いずれも、三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチングデューティー比に応じた補正を行う前の段階まで、ＯＮデューティー期間の変化に追従する処理を行わずに済むようにして、処理の負担を軽減することができる。

また、請求項３に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法は、請求項１又は２に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法において、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと判定した場合に、前記三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチング周波数に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求めるようにしたことを特徴とする。

さらに、請求項７に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置は、請求項５又は６に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置において、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと前記第２判定手段が判定した場合に、前記三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチング周波数に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求める補正地絡抵抗割出手段をさらに備えることを特徴とする。

請求項３に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法によれば、請求項１又は２に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法において、また、請求項７に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置によれば、請求項５又は６に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置において、いずれも、三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチング周波数に応じた補正を行う前の段階まで、ＯＮデューティー期間の変化に追従する処理を行わずに済むようにして、処理の負担を軽減することができる。

また、請求項４に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法は、請求項１、２又は３に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法において、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと判定した場合に、前記接地電位部と前記直流電源の正端子及び負端子との間にそれぞれ接続した正負のＹコンデンサの容量に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求めるようにしたことを特徴とする。

さらに、請求項８に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置は、請求項５、６又は７に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置において、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと前記第２判定手段が判定した場合に、前記接地電位部と前記直流電源の正端子及び負端子との間にそれぞれ接続した正負のＹコンデンサの容量に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求める補正地絡抵抗割出手段をさらに備えることを特徴とする。

請求項４に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法によれば、請求項１、２又は３に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法において、また、請求項８に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置によれば、請求項５、６又は７に記載した本発明の非接地電源の絶縁状態検出装置において、いずれも、接地電位部と直流電源の正端子及び負端子との間にそれぞれ接続した正負のＹコンデンサの容量に応じた補正を行う前の段階まで、ＯＮデューティー期間の変化に追従する処理を行わずに済むようにして、処理の負担を軽減することができる。

本発明の非接地電源の絶縁状態検出方法及び非接地電源の絶縁状態検出装置によれば、インバータ回路のＯＮデューティー期間が変わる可能性があっても、精度のよい地絡抵抗の値に基づく交流回路部分の絶縁状態検出を可能にすることができる。

本発明に係る非接地電源の絶縁状態検出方法を適用した本発明の一実施形態に係る地絡検出ユニットで地絡検出を行う昇圧電源回路の回路図である。 図１に構成の一部を示した地絡検出ユニットを示す回路図である。 図１及び図２のフライングキャパシタが一次側の正側や負側の地絡抵抗に応じた充電電圧で充電される場合と二次側の地絡抵抗に応じた充電電圧で充電される場合との充電電荷の増加イメージを比較して示すグラフである。 図１の三相交流電動機をデューティー比５０％の交流電流で駆動する場合の各相に三相インバータ回路から供給される交流電流を示す波形図である。 （ａ）〜（ｆ）は図１の三相インバータ回路のスイッチング状態の変化を示す回路図である。 図５（ａ）〜（ｆ）の各時点における三相インバータ回路の下アームの各半導体スイッチのオンオフ状態を示すチャートである。 図１の昇圧電源回路において形成される交流地絡による地絡抵抗を含むフライングキャパシタの充電回路の迂回経路を示す回路図である。 図１の昇圧電源回路にＹコンデンサを付加した場合を示す回路図である。 図２の制御ユニットのマイクロコンピュータが内蔵するＲＯＭに格納されたプログラムにしたがって直流地絡や交流地絡による地絡抵抗を求める際の手順を示すフローチャートである。 図２の制御ユニットのマイクロコンピュータが内蔵するＲＯＭに格納されたプログラムにしたがって直流地絡や交流地絡による地絡抵抗を求める際の手順の別例を示すフローチャートである。 図２の制御ユニットのマイクロコンピュータが内蔵するＲＯＭに格納されたプログラムにしたがって直流地絡や交流地絡による地絡抵抗を求める際の手順の別例を示すフローチャートである。 図２の制御ユニットのマイクロコンピュータが内蔵するＲＯＭに格納されたプログラムにしたがって直流地絡や交流地絡による地絡抵抗を求める際の手順の別例を示すフローチャートである。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照しながら説明する。

図１は本発明に係る非接地電源の絶縁状態検出方法を適用した本発明の一実施形態に係る地絡検出ユニットで地絡検出を行う昇圧電源回路の回路図である。図１中引用符号１で示す昇圧電源回路は、車両（図示せず）の車体等の接地電位部から絶縁された直流電源Ｂと、直流電源Ｂの正端子側の主回路配線１ｐ及び負端子側の主回路配線１ｎが一次側に接続された三相インバータ回路３と、三相インバータ回路３の二次側に接続された車両推進用等の三相交流電動機５を有している。

この昇圧電源回路１では、三相インバータ回路３の上アームＱ１及び下アームＱ２の各相に対応する半導体スイッチ（例えばＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴ等）が、不図示の車両推進系コントローラの制御により指定されたスイッチングデューティー比でオンオフを繰り返すことで、直流電源Ｂの直流電力が直流−交流変換により昇圧されて交流電力とされる。そして、この交流電力が三相交流電動機５のＵ，Ｖ，Ｗの各相に供給される。

なお、図１中引用符号ＲLpは一次側の正側の地絡抵抗、ＲLnは一次側の負側の地絡抵抗であり、それぞれ、正端子側の主回路配線１ｐや負端子側の主回路配線１ｎのうち一次側の主回路配線部分（請求項中の非接地電源の直流回路部分に相当）に地絡（直列地絡）が発生した場合の仮想抵抗である。また、図１中引用符号ＲＬは二次側の地絡抵抗であり、正端子側の主回路配線１ｐや負端子側の主回路配線１ｎのうち二次側の主回路配線部分（請求項中の非接地電源の交流回路部分に相当）に地絡（交流地絡）が発生した場合の仮想抵抗である。

なお、図１には、昇圧電源回路１の地絡や絶縁状態を検出する地絡検出ユニット１１（請求項中の非接地電源の絶縁状態検出装置に相当）の一部が示されている。この地絡検出ユニット１１は、図２の回路図に示すように、フライングキャパシタＣ１（請求項中のコンデンサに相当）と、フライングキャパシタＣ１を直流電源Ｂの正極及び負極にそれぞれ選択的に接続するスイッチＳ１，Ｓ２と、フライングキャパシタＣ１をマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略記する。）１５及び接地電位部に選択的に接続するスイッチＳ３，Ｓ４とを有している。

また、地絡検出ユニット１１は、フライングキャパシタＣ１の一端（図１、図２中上方の極）を放電のために接地電位部に選択的に接続する（選択的に接地させる）スイッチＳ５を有している。

マイコン１５は直流電源Ｂよりも低い低圧系の電源（図示せず）によって動作するもので、直流電源Ｂはマイコン１５の接地電位からも絶縁されている。各スイッチＳ１〜Ｓ５は、例えば光ＭＯＳＦＥＴで構成されており、直流電源Ｂから絶縁してマイコン１５によりオンオフ制御できるようになっている。

マイコン１５とスイッチＳ３との接続点は、抵抗Ｒ３を介して接地されており、スイッチＳ４，Ｓ５と接地電位部との間には、抵抗Ｒ４，Ｒ５がそれぞれ接続されている。フライングキャパシタＣ１の一端（図１、図２中上方の極）側のスイッチＳ１，Ｓ３は直列接続されており、両者の接続点とフライングキャパシタＣ１の一端との間には、電流方向切替回路が接続されている。

電流方向切替回路は並列回路であり、その一方は、スイッチＳ１，Ｓ３からフライングキャパシタＣ１の一端に向けて順方向となるダイオードＤ０と抵抗Ｒ１の直列回路で構成され、他方は、フライングキャパシタＣ１の一端からスイッチＳ１，Ｓ３に向けて順方向となるダイオードＤ１と抵抗Ｒ６の直列回路で構成されている。

そして、上述したスイッチＳ５は、フライングキャパシタＣ１の一端（図１、図２中上方の極）に直接接続されておらず、ダイオードＤ１を介して接続されている（ダイオードＤ１のカソードに接続されている）。

なお、必要に応じて、直流電源Ｂの正極及び負極間に並列に接続した直列抵抗列のうち一部の抵抗の両端にスイッチＳ１，Ｓ２を接続するようにし、直流電源Ｂの電圧を分圧した電圧がフライングキャパシタＣ１に充電されるようにしてもよい。

そして、本実施形態では、マイコン１５とスイッチＳ１〜Ｓ５とによって、請求項中の第１乃至第４スイッチング手段が構成されている。

上述した地絡検出ユニット１１では、地絡や絶縁状態を検出する際に、まず、マイコン１５の制御により、予め決定しておいた予定時間に亘って、スイッチＳ１，Ｓ２をオンさせると共にスイッチＳ３〜Ｓ５をオフさせる。ここで、予定時間とは、フライングキャパシタＣ１が完全に充電されるのに要する時間よりも短い時間である。

これにより、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、スイッチＳ１、ダイオードＤ０、抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端（図１、図２中上方の極）、他端（図１、図２中下方の極）、スイッチＳ２、及び、負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。そして、この充電回路において、フライングキャパシタＣ１を直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。

続いて、マイコン１５の制御により、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ５をオフさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４をオンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１が、抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ３、及び、抵抗Ｒ４の直列回路と並列接続される。そして、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を抵抗Ｒ６，Ｒ３，Ｒ４で分圧したうちの抵抗Ｒ３の両端電圧の差に相当する電位が、マイコン１５の第１Ａ／Ｄ変換ポートＡ／Ｄ１に入力されて計測される。この計測値と、抵抗Ｒ６，Ｒ３，Ｒ４の分圧比とから、フライングキャパシタＣ１の充電電圧をマイコン１５で計測させる。

そして、マイコン１５の制御により、フライングキャパシタＣ１を完全に放電させるのに十分な時間に亘って、スイッチＳ５をオンさせると共に他のスイッチＳ１〜Ｓ４をオフさせて、フライングキャパシタＣ１の一端（正極）を、ダイオードＤ１、スイッチＳ５、及び、抵抗Ｒ５を介して接地させて、放電回路を形成する。そして、この放電回路により、フライングキャパシタＣ１を放電させる。

次に、マイコン１５の制御により、上述した予定時間に亘って、スイッチＳ１，Ｓ４をオンさせると共にスイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ５をオフさせる。これにより、直流地絡に関して、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、スイッチＳ１、ダイオードＤ０、抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、スイッチＳ４、抵抗Ｒ４、（接地電位部、）一次側の負側の地絡抵抗ＲLn、及び、負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。

また、交流地絡に関して、図１に示すように、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、スイッチＳ１、（図１中不図示のダイオードＤ０、）抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、スイッチＳ４、（図１中不図示の抵抗Ｒ４、接地電位部、）二次側の地絡抵抗ＲＬ（図１ではＵ相に地絡が発生した場合を例示している）、三相インバータ回路３の下アームＱ２のＯＮ状態の半導体スイッチ、及び、負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。

そして、この充電回路において、フライングキャパシタＣ１を、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。

このように、マイコン１５がスイッチＳ１，Ｓ４をオンさせると共にスイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ５をオフさせる状態が、請求項中の第１スイッチング手段により請求項中のコンデンサが予定時間に亘って充電される状態に相当する。

続いて、図１に示すマイコン１５の制御により、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ５をオフさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４をオンさせて、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の計測の際と同じ計測回路を形成する。そして、この計測回路を用いて、フライングキャパシタＣ１の充電電圧をマイコン１５で計測させる。

したがって、本実施形態では、マイコン１５が請求項中の計測手段に相当している。また、マイコン１５がスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ５をオフさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４をオンさせて、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を計測する状態が、請求項中の第３スイッチング手段により請求項中のコンデンサの充電電圧を計測手段に計測させる状態に相当する。

そして、マイコン１５の制御により、フライングキャパシタＣ１を完全に放電させるのに十分な時間に亘って、スイッチＳ５をオンさせると共に他のスイッチＳ１〜Ｓ４をオフさせて、フライングキャパシタＣ１の一端（正極）を、ダイオードＤ１、スイッチＳ５、及び、抵抗Ｒ５を介して接地させて、放電回路を形成する。そして、この放電回路により、フライングキャパシタＣ１を放電させる。

次に、マイコン１５の制御により、上述した予定時間に亘って、スイッチＳ２，Ｓ３をオンさせると共にスイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ５をオフさせる。これにより、直流地絡に関して、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、正側の地絡抵抗ＲLp、（接地電位部、）抵抗Ｒ３、スイッチＳ３、ダイオードＤ０、抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、スイッチＳ２、及び、負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。

また、交流地絡に関して、図１に示す直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、三相インバータ回路３の上アームＱ１のＯＮ状態の半導体スイッチ、二次側の地絡抵抗ＲＬ（図１ではＵ相に地絡が発生した場合を例示している）、（接地電位部、図１中不図示の抵抗Ｒ３、）スイッチＳ３、（図１中不図示のダイオードＤ０、）抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、スイッチＳ２、及び、負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。

そして、この充電回路において、フライングキャパシタＣ１を、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。

このように、マイコン１５がスイッチＳ２，Ｓ３をオンさせると共にスイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ５をオフさせる状態が、請求項中の第２スイッチング手段により請求項中のコンデンサが予定時間に亘って充電される状態に相当する。

続いて、マイコン１５の制御により、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ５をオフさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４をオンさせて、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の計測の際や、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の計測の際と同じ計測回路を形成する。そして、この計測回路を用いて、フライングキャパシタＣ１の充電電圧をマイコン１５で計測させる。

このように、マイコン１５がスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ５をオフさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４をオンさせて、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を計測する状態が、請求項中の第４スイッチング手段により請求項中のコンデンサの充電電圧を計測手段に計測させる状態に相当する。

そして、図１に示すマイコン１５の制御により、フライングキャパシタＣ１を完全に放電させるのに十分な時間に亘って、スイッチＳ５をオンさせると共に他のスイッチＳ１〜Ｓ４をオフさせて、フライングキャパシタＣ１の一端（正極）を、ダイオードＤ１、スイッチＳ５、及び、抵抗Ｒ５を介して接地させて、放電回路を形成する。そして、この放電回路により、フライングキャパシタＣ１を放電させる。

以上のようにして計測した、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、及び、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧を用いて、所定の計測理論式の計算を行うことで、マイコン１５は、一次側の正側の地絡抵抗ＲLpや一次側の負側の地絡抵抗ＲLnの値、あるいは、二次側の地絡抵抗ＲＬを求め、これに基づいた直流電源Ｂの地絡や絶縁状態を検出することができる。マイコン１５による各地絡抵抗ＲLp，ＲLn，ＲＬの求め方については後述する。

なお、本実施形態のマイコン１５は、上述した不図示の車両推進系コントローラから、昇圧電源回路１の三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比を示すデータを、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求めるのに利用する情報として周期的に受け取る。

ところで、一次側の正側の地絡抵抗ＲLpや一次側の負側の地絡抵抗ＲLnに応じた充電電圧でフライングキャパシタＣ１が充電される場合と、二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧でフライングキャパシタＣ１が充電される場合とでは、フライングキャパシタＣ１の充電電荷の増加のイメージが異なる。これを示すのが図３のグラフである。

図３に示すように、一次側の正側の地絡抵抗ＲLpや一次側の負側の地絡抵抗ＲLnに応じた充電電圧でフライングキャパシタＣ１が充電される場合は、フライングキャパシタＣ１は予定時間の全長に亘って連続充電される。したがって、フライングキャパシタＣ１の充電電荷の増加イメージは、図３の最上段のように連続的に増加するイメージとなる。

一方、二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧でフライングキャパシタＣ１が充電される場合は、フライングキャパシタＣ１が三相インバータ回路の上アームＱ１又は下アームＱ２のＯＮデューティー期間において断続充電される。したがって、フライングキャパシタＣ１の充電電荷の増加イメージは、図３の３段目及び最下段にそれぞれ示す三相インバータ回路の下アームＱ２や上アームＱ１のＯＮデューティー期間に同期した、２段目のように段階的に増加するイメージとなる。

この結果、充電回路が形成される時間長が共に予定時間で等しいにも拘わらず、フライングキャパシタＣ１に充電される電荷量は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧でフライングキャパシタＣ１が充電される場合の方が少なくなる。

そのため、フライングキャパシタＣ１が断続的に充電されるような交流地絡が生じる場合に、マイコン１５が、直流地絡の場合に用いる所定の計測理論式によって地絡抵抗の値を求める訳には行かない。

ところで、三相交流電動機５に三相インバータ回路３が供給する三相交流電流を、例えば図４の波形図に示す５０％のデューティー比にする場合、図中のＡ〜Ｆの各時点における三相インバータ回路３の上アームＱ１や下アームＱ２の各半導体スイッチのオンオフ状態は、図５（ａ）〜（ｆ）の各回路図に示すようになる。なお、番号に括弧が付いているスイッチは、ＯＦＦ状態であることを示す。そして、スイッチのオンオフ状態の変化を下アームＱ２の各スイッチ４〜６についてチャートで示すと、図６に示すようになる。

例えば、図６の上段に示す、三相交流電動機５のＵ相に対応する４番のスイッチについて見ると、４番のスイッチがＯＦＦとなるＦ〜Ａ〜Ｂの期間では、５番か６番のスイッチが必ずＯＮとなっている。

このように、三相インバータ回路３の上アームＱ１や下アームＱ２のスイッチングのデューティー比が１００／３（％）を超えると、あるスイッチがＯＦＦである間に他のスイッチがＯＮとなる期間が発生する。

例えば図１に示すように、三相交流電動機５のＵ相において交流地絡が発生した場合、交流地絡に対応する地絡抵抗ＲＬを含むフライングキャパシタＣ１の充電回路は、本来は、Ｕ相に対応する４番のスイッチがＯＮである期間にしか形成されないはずである。しかし、三相インバータ回路３の上アームＱ１や下アームＱ２のスイッチングのデューティー比が１００／３（％）を超えると、例えば図７の回路図に示すような、ＯＮ状態の他のスイッチ（図７の場合はＶ相に対応する５番のスイッチ）を迂回して、フライングキャパシタＣ１の充電回路が形成される。

したがって、昇圧電源回路１に交流地絡が発生した場合、三相インバータ回路３のスイッチングのデューティー比が１００／３（％）を超えていると、フライングキャパシタＣ１は上述したような断続充電とはならない。そして、図１のマイコン１５によるスイッチＳ１〜Ｓ５のオンオフ制御で、地絡抵抗ＲＬを含むフライングキャパシタＣ１の充電回路が形成される予定時間の全長に亘って、フライングキャパシタＣ１が連続充電される。

なお、交流地絡の発生時に、地絡抵抗ＲＬを含むフライングキャパシタＣ１の充電回路が形成される予定時間の全長に亘って、フライングキャパシタＣ１が連続充電される場合は、この他にも想定される。図８に示すように、図１の昇圧電源回路１における直流電源Ｂの正負の各極と接地電位部との間に、コモンモードノイズ対策用のＹコンデンサＹ＋，Ｙ−を介設した場合が、その一例である。

上述したＹコンデンサＹ＋，Ｙ−は、充電された電荷をフライングキャパシタＣ１の充電時に放電する。このため、交流地絡の発生時に地絡抵抗ＲＬを含むフライングキャパシタＣ１の充電回路が断続的に形成される場合、充電回路が形成されない期間にも、三相インバータ回路３の一次側には、ＹコンデンサＹ＋，Ｙ−の放電電荷をフライングキャパシタＣ１に充電する充電回路が形成される。よって、フライングキャパシタＣ１が結果的に、予定時間の期間中に連続充電状態となる可能性がある。

そこで、本実施形態の地絡検出ユニット１１では、交流地絡の発生時に、二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧でフライングキャパシタＣ１を充電させる充電回路が形成される予定時間の間、フライングキャパシタＣ１が連続充電状態にあるか否かによって、マイコン１５が二次側の地絡抵抗ＲＬの求め方を選ぶようにしている。

次に、地絡検出ユニット１１のマイコン１５が、内蔵するＲＯＭに格納されたプログラムにしたがって行う、直流地絡や交流地絡による地絡抵抗ＲLp，ＲLn，ＲＬを求める処理について、図９のフローチャートを参照して説明する。

図９に示すように、まず、マイコン１５は、フライングキャパシタＣ１の充電電圧の計測を行う（ステップＳ１）。このステップＳ１の計測では、マイコン１５は、フライングキャパシタＣ１の３種類の充電電圧を計測する。１種類目の充電電圧は、フライングキャパシタＣ１を直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量で充電させた際の充電電圧である。２種類目の充電電圧は、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた電荷量で充電させた際の充電電圧である。３種類目は、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた電荷量で充電させた際の充電電圧である。いずれの充電電圧も、フライングキャパシタＣ１を十分放電させた後に予定時間に亘って充電させた場合の充電電圧である。

次に、マイコン１５は、直流地絡と交流地絡のどちらの発生を検出するかを判定する（ステップＳ３）。このステップＳ３の判定は、ステップＳ１でマイコン１５が計測した、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧と、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧とが、一致する（所定の誤差範囲内で相違する場合を含む）か、一致しないかによって行う。そして、マイコン１５は、両者が一致しない場合は直流地絡の発生を検出すると判定し、両者が一致する場合は交流地絡の発生を検出すると判定する。

ステップＳ３において直流地絡の発生を検出すると判定した場合にマイコン１５は、後述するステップＳ９に処理を移行する。一方、ステップＳ３において交流地絡の発生を検出すると判定した場合にマイコン１５は、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比が、所定のしきい値以上であるか否かを確認する（ステップＳ５）。

ここで、スイッチングデューティー比は、不図示の車両推進系コントローラから周期的に受け取っている最新のデータによって示される値を用いる。また、所定のしきい値とは、三相インバータ回路３の上アームＱ１や下アームＱ２の３つの半導体スイッチのいずれかが常にＯＮとなる１００／３（％）に設定することもできる。

即ち、所定のしきい値を１００／３（％）に設定するということは、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた電荷量や、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた電荷量で、フライングキャパシタＣ１を充電する予定時間の期間中に、フライングキャパシタＣ１が連続充電状態となっているか否かを、所定のしきい値を用いて判定することを意味している。

但し、１００／３（％）未満のスイッチングデューティー比であっても、予定時間の期間中にフライングキャパシタＣ１が実質的に連続充電状態となる場合がある。それが、例えば先に説明した、予定時間の期間中にＹコンデンサＹ＋，Ｙ−（図８参照）が充電電荷を放電することで、フライングキャパシタＣ１が連続充電状態となる場合である。したがって、そのようにして連続充電状態が確保される最低のスイッチングデューティー比の値を、所定のしきい値としてもよい。この所定のしきい値は、マイコン１５が内蔵する不揮発性のＲＡＭに記憶させておくことができる。

そして、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比が、所定のしきい値以上である場合は（ステップＳ５でＹＥＳ）、マイコン１５は、ステップＳ９に処理を移行する。一方、所定のしきい値以上でない場合は（ステップＳ５でＮＯ）、マイコン１５は、交流地絡断続充電時処理を実行する（ステップＳ７）。

ステップＳ７の交流地絡断続充電時処理において、マイコン１５は、以下の３通りの処理のいずれかを行う。１つ目の処理は、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比と、ステップＳ１で計測したフライングキャパシタＣ１の３種類の充電電圧とを用いて、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求める処理である。

この処理では、まず、ステップＳ１で計測した直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量で充電させた際のフライングキャパシタＣ１の充電電圧（＝Ｖ０）から、直流電源Ｂの電圧（＝ＶＢ）を、換算式を用いて算出する。この換算式は、例えば、特許第３９６２９９０号公報に記載された式を用いることができる。この式を本実施形態に適用した場合、換算式は、
Ｖ０＝ＶＢ｛１−ｅ^{（−Ｔ／Ｃ＊Ｒ１）} ｝・・・（式１）
となる。ここで、Ｔは予定時間、ＣはフライングキャパシタＣ１の静電容量、Ｒ１は地絡検出ユニット１１の抵抗Ｒ１の抵抗値である。

次に、ステップＳ１で計測した、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧（＝ＶCn）と、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧（＝ＶCp）と、直流電源Ｂの電圧ＶＢと、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比とから、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを、換算式を用いて算出する。

なお、ステップＳ７の交流地絡断続充電時処理は、ステップＳ３において交流地絡の発生を検出すると判定した場合に行う処理であるので、ステップＳ１で計測した、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧と、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧とは、いずれも、二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧であることになる。この点を前提にして、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求める上述の換算式は、例えば、特許第３２２４９７７号公報に記載された式を用いることができる。

この式は、一次側の負側の地絡抵抗ＲLnに応じた充電電圧（＝ＶCn）や一次側の正側の地絡抵抗ＲLpに応じた充電電圧（＝ＶCp）と、直流電源Ｂの電圧ＶＢとの関係を示す式をベースとする。この関係式を本実施形態に適用した場合、関係式は、
ＶCp＝ＶCn＝ＶＢ｛１−ｅ^{（−Ａ＊Ｔ／Ｃ＊（Ｒ１＋ＲＬ）} ｝
となる。ここで、Ａは三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比である。

上式を整理すると、
ＲＬ＝−Ｒ１−Ａ＊Ｔ／｛Ｃ＊ｌｎ（１−ＶCp／ＶＢ）｝・・・（式２）
＝−Ｒ１−Ａ＊Ｔ／｛Ｃ＊ｌｎ（１−ＶCn／ＶＢ）｝・・・（式３）
となる。

したがって、本実施形態の場合は、ステップＳ１で一次側の正側の地絡抵抗ＲLpに応じた充電電圧又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧として計測した充電電圧を、上記の式２のＶCpとして代入し、また、ステップＳ１で一次側の負側の地絡抵抗ＲLnに応じた充電電圧又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧として計測した充電電圧を、上記の式３のＶCnとして代入することで、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求めることができる。

以上が、ステップＳ７の交流地絡断続充電時処理においてマイコン１５が行うことができる１つ目の処理である。

２つ目の処理は、ステップＳ１で計測したフライングキャパシタＣ１の３種類の充電電圧を用いて、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求める処理である。上述した１つ目の処理では、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａを考慮した式２，３によって、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを直接求めるようにしている。これに対して、２つ目の処理は、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａを考慮しない式によって、地絡抵抗を一旦求め、求めた地絡抵抗を三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａに応じて補正することで、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを間接的に求めるようにしている。

この処理では、まず、交流地絡による地絡抵抗ＲＬに応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１を充電する予定時間の期間中に、フライングキャパシタＣ１が連続充電状態であった場合を仮定して、その場合の仮の地絡抵抗ＲＬ’を求める。そして、求めた仮の地絡抵抗ＲＬ’を、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａによって補正することで、交流地絡による真の地絡抵抗ＲＬを求める。

この場合、仮の地絡抵抗ＲＬ’は、予定時間の期間中にフライングキャパシタＣ１が連続充電状態であったものと仮定するので、直流地絡による正側の地絡抵抗ＲLpや負側の地絡抵抗ＲLnと同じ換算式で求めることができる。地絡抵抗ＲLp，ＲLnの換算式は、例えば、特許第３９６２９９０号公報に記載された式を用いることができる。

この式は、一次側の正側の地絡抵抗ＲLpと、この地絡抵抗ＲLpに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧（＝ＶCp）と、直流電源Ｂの電圧ＶＢとの関係を示す式や、一次側の負側の地絡抵抗ＲLnと、この地絡抵抗ＲLnに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧（＝ＶCn）と、直流電源Ｂの電圧ＶＢとの関係を示す式である。これらの式を本実施形態に適用した場合、各式は、
ＲLp＝−Ｒ１−｛Ｔ／Ｃ＊ｌｎ［１−（ＶCp／ＶＢ）］｝・・・（式４）
ＲLn＝−Ｒ１−｛Ｔ／Ｃ＊ｌｎ［１−（ＶCn／ＶＢ）］｝・・・（式５）
となる。

ここで、直流電源Ｂの電圧ＶＢは、上述した式１によって求めることができる。したがって、本実施形態の場合は、ステップＳ１で一次側の正側の地絡抵抗ＲLpに応じた充電電圧又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧として計測した充電電圧を、上記の式４のＶCpとして代入し、また、ステップＳ１で一次側の負側の地絡抵抗ＲLnに応じた充電電圧又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧として計測した充電電圧を、上記の式５のＶCnとして代入することで、仮の地絡抵抗ＲＬ’と等しい直流地絡による正側の地絡抵抗ＲLpや負側の地絡抵抗ＲLnを求める。そして、求めた仮の地絡抵抗ＲＬ’を、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａに応じた適切な補正式によって補正することで、真の交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求めることができる。

以上が、ステップＳ７の交流地絡断続充電時処理においてマイコン１５が行うことができる２つ目の処理である。この２つ目の処理は、仮の地絡抵抗ＲＬ’を求めるまでは、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａを考慮せずにマイコン１５が処理を進めることができる。そのため、スイッチングデューティー比Ａが変化しても、１つ目の処理に比べて、その変化に追従した処理を行う規模を小さくし、スイッチングデューティー比Ａの変化にリアルタイムに追従して交流地絡による地絡抵抗ＲＬを正確に求める処理を、マイコン１５が実現しやすいようにすることができる。

３つ目の処理は、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求めない処理である。この処理は、例えば、不図示の車両推進系コントローラから三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａを示すデータを取得できない場合等に、採用することができる。

以上に説明した３通りの処理のいずれかを、ステップＳ７の交流地絡断続充電時処理として実行した後、マイコン１５は、後述するステップＳ１１に処理を移行する。

次に、ステップＳ９の処理について説明する。このステップＳ９は、ステップＳ３において、直流地絡の発生を検出すると判定した場合と、ステップＳ３において、交流地絡の発生を検出すると判定し、且つ、ステップＳ５において、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａが所定のしきい値以上であると判定した場合とに行う処理である。

即ち、ステップＳ９の処理は、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた電荷量や、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた電荷量で、フライングキャパシタＣ１を充電する予定時間の期間中に、フライングキャパシタＣ１が連続充電状態となっている場合の、直流地絡による正側の地絡抵抗ＲLpや負側の地絡抵抗ＲLn、あるいは、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求める処理である。

このステップＳ９では、直流地絡による正側の地絡抵抗ＲLpや負側の地絡抵抗ＲLnを、上述した式４，５を用いて求めることができる。即ち、ステップＳ１で一次側の正側の地絡抵抗ＲLpに応じた充電電圧又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧として計測した充電電圧を、上記の式４のＶCpとして代入し、また、ステップＳ１で一次側の負側の地絡抵抗ＲLnに応じた充電電圧又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧として計測した充電電圧を、上記の式５のＶCnとして代入することで、直流地絡による正側の地絡抵抗ＲLpや負側の地絡抵抗ＲLnを求めることができる。

また、交流地絡の発生時にも、予定時間の期間中にフライングキャパシタＣ１が連続充電状態となっているので、上述の式４，５を用いて正側の地絡抵抗ＲLpや負側の地絡抵抗ＲLnとして求めた値を、交流地絡による地絡抵抗ＲＬの値とすることができる。

以上に説明したステップＳ９の処理を実行した後、マイコン１５は、ステップＳ１１に処理を移行する。

ステップＳ１１では、ステップＳ７やステップＳ９で求めた地絡抵抗ＲLp，ＲLn，ＲＬの値から、しきい値判定を行う等して、昇圧電源回路１の絶縁状態の良否を判定する。ステップＳ１１の処理を実行した後、マイコン１５は、一連の処理を終了する。

以上の説明からも明らかなように、本実施形態では、図９のフローチャートにおけるステップＳ３が、請求項中の第１判定手段に対応する処理となっており、図９中のステップＳ５が、請求項中の第２判定手段に対応する処理となっている。また、本実施形態では、図９中のステップＳ７の３通りの処理のうち２つ目の処理が、請求項中の補正地絡抵抗割出手段に対応する処理となっており、図９中のステップＳ９が、請求項中の地絡抵抗値割出手段に対応する処理となっている。

このように、本実施形態の地絡検出ユニット１１によれば、昇圧電源回路１の三相インバータ回路３の二次側において交流地絡が発生した場合、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中にフライングキャパシタＣ１が連続充電状態となる場合は、直流地絡による正側の地絡抵抗ＲLpや負側の地絡抵抗ＲLnの求め方と同じ求め方で交流地絡による地絡抵抗ＲＬを求めるようにした。

このため、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａが変化する場合であっても、少なくとも、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中にフライングキャパシタＣ１が連続充電状態となる場合の地絡抵抗ＲＬは、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａのデータを用いずに、交流地絡による地絡抵抗ＲＬの値を精度よく求めることができる。よって、精度のよい交流地絡による地絡抵抗ＲＬの値に基づく、三相インバータ回路３の二次側、つまり、昇圧電源回路１の交流回路部分の絶縁状態検出を、可能にすることができる。

なお、上述した実施形態では、図９のフローチャートにおけるステップＳ５において、マイコン１５が、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａに関する所定のしきい値を用いて、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中にフライングキャパシタＣ１が連続充電状態であるか否かを判定するものとした。

しかし、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチングデューティー比Ａに関する所定のしきい値に代えて、他のファクタに関する所定のしきい値を用いるようにしてもよい。

例えば、図１０のフローチャートに示すように、ステップＳ３において交流地絡の発生を検出すると判定した場合に、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチング周波数がスイッチング周波数に関する所定のしきい値以上であるか否かを、マイコン１５が確認する（ステップＳ５−１）ようにしてもよい。

即ち、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチング周波数が高いと、半導体スイッチの前の周期におけるスイッチオフから次の周期におけるスイッチオンまでの間隔が、スイッチングデューティー比Ａの大小に拘わらず短くなる。そうすると、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中におけるフライングキャパシタＣ１の間欠充電間隔が短くなり、フライングキャパシタＣ１が連続充電に近い状態となる可能性がある。

反対に、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチング周波数が低いと、半導体スイッチの前の周期におけるスイッチオフから次の周期におけるスイッチオンまでの間隔が、スイッチングデューティー比Ａの大小に拘わらず長くなる。そうすると、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中におけるフライングキャパシタＣ１の間欠充電間隔が長くなり、フライングキャパシタＣ１が連続充電とはほど遠い状態となる。

そこで、マイコン１５は、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチング周波数が、適切な値に設定したスイッチング周波数に関する所定のしきい値以上であれば（ステップＳ５−１でＹＥＳ）、フライングキャパシタＣ１が連続充電状態にあるものとして、ステップＳ９に処理を移行することになる。反対に、三相インバータ回路３の各半導体スイッチのスイッチング周波数が所定のしきい値未満であれば（ステップＳ５−１でＮＯ）、マイコン１５は、フライングキャパシタＣ１が間欠充電状態にあるものとして、ステップＳ７に処理を移行することになる。

また、例えば、図１１のフローチャートに示すように、ステップＳ３において交流地絡の発生を検出すると判定した場合に、正負のＹコンデンサＹ＋，Ｙ−の容量がＹコンデンサの容量に関する所定のしきい値以上であるか否かを、マイコン１５が確認する（ステップＳ５−２）ようにしてもよい。

即ち、ＹコンデンサＹ＋，Ｙ−の容量が高いと、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中に、フライングキャパシタＣ１が本来充電されない期間において、ＹコンデンサＹ＋，Ｙ−が放電する電荷によって充電されて、フライングキャパシタＣ１が実質的に連続充電状態となる可能性がある。

そこで、マイコン１５は、ＹコンデンサＹ＋，Ｙ−の容量が、適切な値に設定したＹコンデンサの容量に関する所定のしきい値以上であれば（ステップＳ５−２でＹＥＳ）、フライングキャパシタＣ１が連続充電状態にあるものとして、ステップＳ９に処理を移行することになる。反対に、ＹコンデンサＹ＋，Ｙ−の容量が所定のしきい値未満であれば（ステップＳ５−２でＮＯ）、マイコン１５は、フライングキャパシタＣ１が間欠充電状態にあるものとして、ステップＳ７に処理を移行することになる。

また、図９のステップＳ５、図１０のステップＳ５−１、図１１のステップＳ５−２を全て行い、いずれかのステップで対応するしきい値以上となった場合に、フライングキャパシタＣ１が連続充電状態であるものとして、図９（乃至図１１）のステップＳ９に処理を移行するように構成してもよい。その場合、図９のステップＳ５、図１０のステップＳ５−１、図１１のステップＳ５−２の全てで対応するしきい値未満となったならば、フライングキャパシタＣ１が間欠充電状態であるものとして、図９（乃至図１１）のステップＳ７に処理を移行することになる。

さらに、例えば図７に示すように、電流センサ７を用いてフライングキャパシタＣ１の充電電流を計測し、その計測結果の経時変化から、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中にフライングキャパシタＣ１が連続充電状態であるか否かを判定するようにしてもよい。

その場合には、図１２のフローチャートに示すように、マイコン１５は、図９のフローチャートにおけるステップＳ５の処理に代えて、ステップＳ５ａにおいて、電流センサ７の計測結果の経時変化から、交流地絡による地絡抵抗ＲＬを含む充電回路の形成中にフライングキャパシタＣ１が連続充電状態であるか否かを、直接判定する処理を行うことになる。そして、連続充電状態である場合は（ステップＳ５ａでＹＥＳ）、マイコン１５は、ステップＳ９に処理を移行し、連続充電状態でない場合は（ステップＳ５ａでＮＯ）、マイコン１５は、ステップＳ７に処理を移行することになる。このように構成しても、上述した実施形態の場合と同様の効果を得ることができる。

また、上述した実施形態では、図９乃至図１２のフローチャートにおけるステップＳ３において、マイコン１５が、ステップＳ１で計測した、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧と、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧とが一致するか否かによって、直流地絡と交流地絡のどちらの発生を検出するかを判定するものとした。

しかし、ステップＳ１で計測した、一次側の負側の地絡抵抗ＲLn又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧と、一次側の正側の地絡抵抗ＲLp又は二次側の地絡抵抗ＲＬに応じた充電電圧とを用いる限り、両充電電圧の一致又は不一致以外の方法で判定するようにしてもよい。

本発明は、接地電位部から絶縁した直流電源の電力を、直流電源の正端子側及び負端子側の主回路配線上に設けた三相インバータ回路により直流−交流変換して三相交流電動機に供給する非接地電源の絶縁状態を、主回路配線と接地電位部との間に予定時間接続したコンデンサの充電電圧に基づき求めた主回路配線の地絡抵抗の値を用いて検出する場合に用いて好適である。

１ 昇圧電源回路（非接地電源）
１ｎ 負側の主回路配線
１ｐ 正側の主回路配線
３ 三相インバータ回路
５ 三相交流電動機
７ 電流センサ
１１ 地絡検出ユニット（非接地電源の絶縁状態検出装置）
１５ マイクロコンピュータ（第１乃至第４スイッチング手段、計測手段、第１判定手段、第２判定手段、補正地絡抵抗割出手段）
Ａ／Ｄ１ Ａ／Ｄ変換ポート
Ｂ 直流電源
Ｃ１ フライングキャパシタ（コンデンサ）
Ｄ０ ダイオード
Ｄ１ ダイオード
Ｑ１ 上アーム
Ｑ２ 下アーム
Ｒ１ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ 抵抗
Ｒ５ 抵抗
Ｒ６ 抵抗
Ｒ６，Ｒ３，Ｒ４ 抵抗
ＲＬ 地絡抵抗
ＲLn 地絡抵抗
ＲLp 地絡抵抗
Ｓ１ スイッチ（第１乃至第４スイッチング手段）
Ｓ２ スイッチ（第１乃至第４スイッチング手段）
Ｓ３ スイッチ（第１乃至第４スイッチング手段）
Ｓ４ スイッチ（第１乃至第４スイッチング手段）
Ｓ５ スイッチ（第１乃至第４スイッチング手段）
ＶＢ 電圧
Ｙ＋ 正側のＹコンデンサ
Ｙ− 負側のＹコンデンサ

Claims (8)

1. 接地電位部から絶縁した直流電源の電力を、該直流電源の正端子側及び負端子側の主回路配線上に設けた三相インバータ回路により直流−交流変換して三相交流電動機に供給する非接地電源の絶縁状態を、前記主回路配線と接地電位部との間に予定時間接続したコンデンサの充電電圧に基づき求めた前記主回路配線の地絡抵抗の値を用いて検出する方法であって、
   放電された状態で前記主回路配線の一方と接地電位部との間に前記予定時間接続したコンデンサの充電電圧と、放電された状態で前記主回路配線の他方と接地電位部との間に前記予定時間接続した前記コンデンサの充電電圧とに基づいて、前記三相インバータ回路の一次側を含む前記非接地電源の直流回路部分における絶縁状態の検出を行うか、前記三相インバータ回路の二次側を含む前記非接地電源の交流回路部分における絶縁状態の検出を行うかを判定し、
   前記交流回路部分における絶縁状態の検出を行うと判定した場合に、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されたか否かを判定し、
   前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されたと判定した場合に、前記直流回路部分における充電状態の検出を行うと判定した場合と同じ求め方で、前記地絡抵抗の値を求めるようにした、
   ことを特徴とする非接地電源の絶縁状態検出方法。
2. 前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと判定した場合に、前記三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチングデューティー比に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載の非接地電源の絶縁状態検出方法。
3. 前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと判定した場合に、前記三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチング周波数に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求めるようにしたことを特徴とする請求項１又は２記載の非接地電源の絶縁状態検出方法。
4. 前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと判定した場合に、前記接地電位部と前記直流電源の正端子及び負端子との間にそれぞれ接続した正負のＹコンデンサの容量に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求めるようにしたことを特徴とする請求項１、２又は３記載の非接地電源の絶縁状態検出方法。
5. 接地電位部から絶縁した直流電源の電力を、該直流電源の正端子側及び負端子側の主回路配線上に設けた三相インバータ回路により直流−交流変換して三相交流電動機に供給する非接地電源の絶縁状態を、前記主回路配線と接地電位部との間に予定時間接続したコンデンサの充電電圧に基づき求めた前記主回路配線の地絡抵抗の値を用いて検出する装置であって、
   放電された前記コンデンサを前記主回路配線の一方と接地電位部との間に予定時間接続して充電させる第１スイッチング手段と、
   放電された前記コンデンサを前記主回路配線の他方と接地電位部との間に前記予定時間接続して充電させる第２スイッチング手段と、
   前記コンデンサの充電電圧を計測する計測手段と、
   前記第１スイッチング手段により充電された前記コンデンサを前記計測手段に接続して該コンデンサの充電電圧を計測させる第３スイッチング手段と、
   前記第２スイッチング手段により充電された前記コンデンサを前記計測手段に接続して該コンデンサの充電電圧を計測させる第４スイッチング手段と、
   前記第３スイッチング手段により前記計測手段に計測させた前記コンデンサの充電電圧と、前記第４スイッチング手段により前記計測手段に計測させた前記コンデンサの充電電圧とに基づいて、前記三相インバータ回路の一次側を含む前記非接地電源の直流回路部分における絶縁状態の検出を行うか、前記三相インバータ回路の二次側を含む前記非接地電源の交流回路部分における絶縁状態の検出を行うかを判定する第１判定手段と、
   前記交流回路部分における絶縁状態の検出を行うと前記第１判定手段が判定した場合に、前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されたか否かを判定する第２判定手段と、
   前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されたと前記第２判定手段が判定した場合に、前記直流回路部分における充電状態の検出を行うと前記第１判定手段が判定した場合と同じ求め方で、前記地絡抵抗の値を求める地絡抵抗値割出手段と、
   を備えることを特徴とする非接地電源の絶縁状態検出装置。
6. 前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと前記第２判定手段が判定した場合に、前記三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチングデューティー比に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求める補正地絡抵抗割出手段をさらに備えることを特徴とする請求項５記載の非接地電源の絶縁状態検出装置。
7. 前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと前記第２判定手段が判定した場合に、前記三相インバータ回路の直流−交流変換時のスイッチング周波数に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求める補正地絡抵抗割出手段をさらに備えることを特徴とする請求項５又は６記載の非接地電源の絶縁状態検出装置。
8. 前記予定時間中に前記コンデンサが連続充電されなかったと前記第２判定手段が判定した場合に、前記接地電位部と前記直流電源の正端子及び負端子との間にそれぞれ接続した正負のＹコンデンサの容量に応じて補正した求め方で、前記地絡抵抗の値を求める補正地絡抵抗割出手段をさらに備えることを特徴とする請求項５、６又は７記載の非接地電源の絶縁状態検出装置。

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