JP2012032365A - Measuring apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、測定対象回路の純抵抗成分およびリアクタンス成分のうちの少なくとも一方を測定する測定装置に関するものである。 The present invention relates to a measuring apparatus that measures at least one of a pure resistance component and a reactance component of a circuit to be measured.
この種の測定装置として、下記の特許文献1に開示された抵抗測定装置が知られている。この抵抗測定装置は、被測定回路網(測定対象回路)に流れる第1周波数の電流と弁別し得る第2周波数の電流を被測定回路網に注入する注入用変成器と、被測定回路網に流れている上記の2種類の電流を検出する検出用変成器(検出コイル)と、検出用変成器の出力のうちの第2周波数の成分を取り出す周波数選択回路と、周波数選択回路の出力を表示する表示手段とを具備し、さらに、注入用変成器は、発振器の出力電圧が与えられて第2周波数の電流を被測定回路網に注入する注入コイル、および帰還コイルを有し、帰還コイルに誘起する電圧が一定値に制御されるように注入コイルに供給される電圧を可変するようにした帰還ループを備えて構成されている。
As this type of measuring apparatus, a resistance measuring apparatus disclosed in
この抵抗測定装置では、帰還コイルに誘起する電圧を被測定回路網の接続導線数(注入用変成器が装着される本数。1本)に対する帰還コイルの巻線数の比で除算して得られる注入電圧についても一定値に制御されるため、検出用変成器に流れる電流に起因してこの検出用変成器に接続された抵抗に発生する電圧を検出することにより、この検出用変成器に接続された抵抗の抵抗値、この抵抗に発生する電圧、帰還コイルに発生する電圧、注入コイルの巻数および検出用変成器(検出コイル)の巻数に基づいて、被測定回路網に接続された抵抗素子の値(被測定抵抗)を測定することが可能となっている。 In this resistance measuring apparatus, the voltage induced in the feedback coil is obtained by dividing the voltage induced in the feedback coil by the ratio of the number of windings of the feedback coil to the number of connected wires of the circuit under test (the number of the transformers for injection, one). Since the injection voltage is also controlled to a constant value, it is connected to this detection transformer by detecting the voltage generated in the resistor connected to this detection transformer due to the current flowing through the detection transformer. A resistance element connected to the circuit under test based on the resistance value of the resistor, the voltage generated in the resistor, the voltage generated in the feedback coil, the number of turns of the injection coil and the number of turns of the detection transformer (detection coil) The value (resistance to be measured) can be measured.
ところで、被測定抵抗が接続された被測定回路網には、配線のインダクタンスが必ず存在しているため、上記の抵抗測定装置によって測定された被測定抵抗の値には、この被測定抵抗の純抵抗成分のみならず、上記のインダクタンスに起因したリアクタンス成分も含まれている。このため、この被測定抵抗の純抵抗成分を正確に測定したいという要望があるが、上記の抵抗測定装置で測定される抵抗値には、被測定抵抗の純抵抗成分および上記のリアクタンス成分も含まれるため、この要望を実現できないという課題が存在している。また、リアクタンス成分のみを分離して測定する必要性が生じる場合もあるが、上記の抵抗測定装置には、このリアクタンス成分についても分離して測定することができないという課題が存在している。 By the way, since the inductance of the wiring always exists in the circuit to be measured to which the resistance to be measured is connected, the value of the resistance to be measured measured by the above resistance measuring device includes the pure resistance of the resistance to be measured. In addition to the resistance component, a reactance component due to the inductance is included. For this reason, there is a desire to accurately measure the pure resistance component of the resistance to be measured, but the resistance value measured by the resistance measuring device includes the pure resistance component of the resistance to be measured and the reactance component. Therefore, there is a problem that this request cannot be realized. In some cases, it may be necessary to separate and measure only the reactance component. However, the resistance measuring apparatus has a problem that the reactance component cannot be separated and measured.
本発明は、かかる課題を解決すべくなされたものであり、測定対象回路の純抵抗成分およびリアクタンス成分のうちの少なくとも一方を分離して測定し得る測定装置を提供することを主目的とする。 The present invention has been made to solve such a problem, and a main object of the present invention is to provide a measuring apparatus that can measure at least one of a pure resistance component and a reactance component of a circuit to be measured.
上記目的を達成すべく請求項1記載の測定装置は、注入コイルに交流電圧を印加することによって測定対象回路に検査用交流信号を注入する電圧注入部と、前記検査用交流信号の注入に起因して前記測定対象回路に流れる交流電流を検出コイルで検出すると共に当該検出コイルから出力される電流検出信号に基づいて当該交流電流の振幅に応じて振幅が変化する検出信号を出力する電流検出部と、前記検出信号に基づいて前記交流電流の電流値を算出すると共に当該算出した交流電流の電流値と前記注入された検査用交流信号の電圧値とに基づいて前記測定対象回路の純抵抗成分およびリアクタンス成分の少なくとも一方を測定値として算出する処理部とを備えた測定装置であって、前記交流電圧の基本波と同一周期で、かつ当該交流電圧の基本波に同期した第1信号を生成して出力する第1信号生成部と、前記第1信号に対して位相が直交する第2信号を生成して出力する第2信号生成部とを備え、前記電流検出部は、前記電流検出信号を前記第1信号を用いて同期検波することによって前記交流電流の実数成分の振幅に応じて振幅が変化する第1検出信号を前記検出信号として出力すると共に、前記電流検出信号を前記第2信号を用いて同期検波することによって前記交流電流の虚数成分の振幅に応じて振幅が変化する第2検出信号を前記検出信号として出力し、前記処理部は、前記第1検出信号および前記第2検出信号に基づいて前記交流電流の前記電流値の絶対値を算出すると共に当該算出した絶対値と前記検査用交流信号の電圧値とに基づいて前記測定対象回路のインピーダンスの絶対値を算出する抵抗値算出処理と、前記第1検出信号および前記第2検出信号に基づいて前記交流電流と前記検査用交流信号との間の位相角を算出する位相角算出処理と、算出した前記インピーダンスの絶対値と前記位相角とに基づいて前記測定値を算出する測定値算出処理とを実行する。
In order to achieve the above object, the measuring apparatus according to
また、請求項2記載の測定装置は、請求項1記載の測定装置において、前記電圧注入部は、交流原信号を生成する原信号生成部、および当該交流原信号に基づいて位相が互いに直交する2つの交流信号を生成する位相シフト部を備えると共に、当該2つの交流信号のうちの一方の交流信号を前記交流電圧として前記注入コイルに印加し、前記第1信号生成部は、前記電圧注入部において生成される前記2つの信号のうちの前記一方の信号に基づいて前記第1信号を生成し、前記第2信号生成部は、前記電圧注入部において生成される前記2つの信号のうちの他方の信号に基づいて前記第2信号を生成する。
The measuring apparatus according to
また、請求項3記載の測定装置は、請求項1または2記載の測定装置において、前記第1信号生成部は、前記第1信号を矩形波に整形して出力し、前記第2信号生成部は、前記第2信号を矩形波に整形して出力し、前記電流検出部は、前記電流検出信号を反転して反転検出信号として出力する反転部と、当該電流検出信号および当該反転検出信号を入力すると共にいずれか一方を選択的に出力する第1および第2切替部とを備え、当該第1切替部が、前記第1信号に基づいて前記電流検出信号および前記反転検出信号を切り替えて出力することによって当該電流検出信号を同期検波し、当該第2切替部が、前記第2信号に基づいて前記電流検出信号および前記反転検出信号を切り替えて出力することによって当該電流検出信号を同期検波する。
The measuring apparatus according to
また、請求項4記載の測定装置は、請求項1記載の測定装置において、前記電圧注入部は、メモリ、CPU、D/A変換回路、フィルタおよび電力増幅部を備え、交流原信号用のデジタルデータ、当該交流原信号に対して位相が一致する前記第1信号用のデジタルデータ、および当該交流原信号に対して位相が90°シフトする前記第2信号用のデジタルデータで構成されるデータテーブルが前記メモリに予め記憶され、前記CPUは、前記交流原信号用、前記第1信号用および前記第2信号用の各前記デジタルデータを前記データテーブルから予め規定された周期で順次読み出す動作を繰り返し実行すると共に、当該交流原信号用のデジタルデータについては前記D/A変換回路に出力し、当該第1信号用および当該第2信号用の各デジタルデータについては対応する出力ポートから出力することによって前記第1信号および前記第2信号を生成し、前記D/A変換回路は、入力した前記交流原信号用のデジタルデータを三角波信号に変換して出力し、前記フィルタは、前記三角波信号を前記交流原信号に変換して出力し、前記電力増幅部は、前記交流原信号に基づいて前記交流電圧を生成して前記注入コイルに印加する。 According to a fourth aspect of the present invention, in the measurement apparatus according to the first aspect, the voltage injection unit includes a memory, a CPU, a D / A conversion circuit, a filter, and a power amplifying unit. Data table composed of data, digital data for the first signal whose phase coincides with the AC original signal, and digital data for the second signal whose phase is shifted by 90 ° with respect to the AC original signal Is stored in advance in the memory, and the CPU repeats an operation of sequentially reading the digital data for the AC original signal, the first signal, and the second signal from the data table in a predetermined cycle. In addition, the digital data for the AC original signal is output to the D / A conversion circuit, and the digital signals for the first signal and the second signal are output. The data is output from the corresponding output port to generate the first signal and the second signal, and the D / A conversion circuit converts the input digital data for the AC original signal into a triangular wave signal. The filter outputs the triangular wave signal to the alternating current signal and outputs the alternating current signal, and the power amplifier generates the alternating voltage based on the alternating current signal and applies it to the injection coil.
また、請求項5記載の測定装置は、請求項1から4のいずれかに記載の測定装置において、操作部および表示部を備え、前記処理部は、前記操作部に対する操作内容に応じて、前記純抵抗成分、前記リアクタンス成分、前記インピーダンスの絶対値、インダクタンス、キャパシタンス、および位相角のうちから1つを選択して前記表示部に表示させる。
Further, a measurement device according to
また、請求項6記載の測定装置は、請求項1から4のいずれかに記載の測定装置において、操作部、並びに主数値表示領域および副数値表示領域を有する表示部を備え、前記処理部は、前記操作部に対する操作内容に応じて、前記純抵抗成分、前記リアクタンス成分、前記インピーダンスの絶対値、インダクタンス、キャパシタンス、および位相角のうちから2つを選択して前記主数値表示領域および前記副数値表示領域に表示させる。
A measuring apparatus according to
また、請求項7記載の測定装置は、請求項1から4のいずれかに記載の測定装置において、操作部、並びに主数値表示領域および副数値表示領域を有する表示部を備え、前記処理部は、前記リアクタンス成分および前記交流電圧の周波数に基づいて前記測定対象回路のインダクタンスおよびキャパシタンスの少なくとも一方を算出し、前記操作部に対する操作内容に応じて、前記純抵抗成分、前記リアクタンス成分、および前記インピーダンスの絶対値のうちから1つを選択して前記主数値表示領域に表示させると共に、当該純抵抗成分、当該リアクタンス成分、および当該インピーダンスの絶対値のうちの当該主数値表示領域に表示されているもの以外のもの、前記算出したインダクタンス、キャパシタンスおよび前記位相角のうちから1つを選択して前記副数値表示領域に表示させる。
A measuring apparatus according to
また、請求項8記載の測定装置は、請求項1から7のいずれかに記載の測定装置において、前記処理部は、前記位相角が予め規定された角度範囲外のときに、前記表示部にその旨を示す記号を表示させる。
The measuring device according to
請求項1記載の測定装置によれば、電流検出部が、注入コイルから出力される電流検出信号を、交流電圧の基本波と同一周期で、かつ同期した(同位相)の第1信号を用いて同期検波することにより、測定対象回路に流れる交流電流の実数成分の振幅に応じて振幅が変化する第1検出信号を出力すると共に、電流検出信号を第1信号と位相が直交する第2信号を用いて同期検波することにより、測定対象回路に流れる交流電流の虚数成分の振幅に応じて振幅が変化する第2検出信号を出力し、処理部が、この第1および第2検出信号に基づいて、抵抗値算出処理、位相角算出処理および測定値算出処理を実行することにより、測定対象回路の純抵抗成分およびリアクタンス成分を分離して算出することができる。
According to the measurement apparatus of
また、請求項2記載の測定装置では、電圧注入部の位相シフト部が、原信号生成部から出力される交流原信号に基づいて位相が互いに直交する2つの交流信号を生成し、電圧注入部は、この2つの交流信号のうちの一方の交流信号を交流電圧として注入コイルに印加し、第1信号生成部が、位相シフト部が生成する2つの交流信号のうちの上記した一方の交流信号に基づいて第1信号を生成し、第2信号生成部が、位相シフト部が生成する2つの交流信号のうちの他方の交流信号に基づいて第2信号を生成する。
In the measuring apparatus according to
したがって、この測定装置によれば、位相シフト部が、測定装置の内部に配設されて外部からの影響を受けにくい原信号生成部から出力される交流原信号に基づいて互いに直交する2つの交流信号を生成することができる。このため、この測定装置によれば、この2つの交流信号に基づいて生成される第1信号および第2信号の位相差を安定して90°に維持できる結果、第1切替部および第2切替部が、測定対象回路に流れる交流電流の実数成分の振幅に応じて振幅が変化する第1検出信号およびこの交流電流の虚数成分の振幅に応じて振幅が変化する第2検出信号を同期検波によって高い精度で出力することができるため、処理部が、精度の高い第1および第2検出信号に基づいて測定対象回路の純抵抗成分およびリアクタンス成分を高精度で算出することができる。 Therefore, according to this measuring apparatus, the phase shift unit is arranged inside the measuring apparatus, and two alternating currents that are orthogonal to each other based on the alternating current original signal output from the original signal generating unit that is not easily affected by the outside. A signal can be generated. For this reason, according to this measuring apparatus, as a result that the phase difference between the first signal and the second signal generated based on the two AC signals can be stably maintained at 90 °, the first switching unit and the second switching unit can be maintained. The synchronous detection of the first detection signal whose amplitude changes according to the amplitude of the real component of the alternating current flowing through the circuit to be measured and the second detection signal whose amplitude changes according to the amplitude of the imaginary component of this alternating current Since the data can be output with high accuracy, the processing unit can calculate the pure resistance component and the reactance component of the measurement target circuit with high accuracy based on the first and second detection signals with high accuracy.
また、請求項3記載の測定装置では、第1信号生成部および第2信号生成部が第1信号および第2信号を矩形波に整形してそれぞれ出力する構成を採用したことにより、電流検出部において、電流検出信号および反転検出信号のいずれか一方を選択的に出力する第1切替部および第2切替部を用いて、電流検出信号に基づき第1検出信号および第2検出信号を同期検波で検出できるため、例えば、第1切替部および第2切替部をアナログスイッチを用いて構成することができる結果、電流検出部の構成を簡略化することができる。
Further, in the measuring apparatus according to
また、請求項4記載の測定装置によれば、デジタル回路を使用し、交流原信号用、第1信号用および第2信号用の各デジタルデータに基づいて、三角波信号、第1信号および第2信号を生成する構成としたことにより、この三角波信号から生成される交流電圧に対して、位相差がゼロの(位相が一致した)第1信号と、位相が90°シフトした第2信号とを、安定して、しかも容易に生成することができる。
According to the measuring apparatus of
また、請求項5記載の測定装置によれば、ユーザは操作部を操作することにより、インピーダンスの絶対値、純抵抗成分、リアクタンス成分、インダクタンス、キャパシタンス、および位相角のうちから所望の測定値(パラメータ)を選択して表示部に表示させて、確認することができる。 Further, according to the measuring apparatus of the fifth aspect, the user operates the operation unit to thereby obtain a desired measured value (from the absolute value of the impedance, the pure resistance component, the reactance component, the inductance, the capacitance, and the phase angle). Parameter) can be selected and displayed on the display unit for confirmation.
また、請求項6記載の測定装置によれば、インピーダンスの絶対値、純抵抗成分、リアクタンス成分、インダクタンス、キャパシタンス、および位相角のうちから所望の2つの測定値(パラメータ)を選択して表示部の主数値表示領域および副数値表示領域に表示させることができるため、2つの測定値を同時に確認することができる。 According to the measurement device of the sixth aspect, the desired two measured values (parameters) are selected from the absolute value of the impedance, the pure resistance component, the reactance component, the inductance, the capacitance, and the phase angle, and the display unit is selected. Since it can be displayed in the main numerical value display area and the sub numerical value display area, two measured values can be confirmed simultaneously.
また、請求項7記載の測定装置によれば、インピーダンスの絶対値、純抵抗成分およびリアクタンス成分から選択した1つのパラメータについて確認することができると共に、インピーダンスの絶対値、純抵抗成分およびリアクタンス成分のうちのこの1つのパラメータ以外のパラメータ、測定対象回路のインダクタンス、測定対象回路のキャパシタンスおよび位相角のうちから選択した他の1つのパラメータについても同時に確認することができる。 In addition, according to the measuring apparatus of the seventh aspect, it is possible to confirm one parameter selected from the absolute value of impedance, the pure resistance component, and the reactance component, and the absolute value of impedance, the pure resistance component, and the reactance component. It is possible to simultaneously confirm another parameter selected from the parameters other than the one parameter, the inductance of the measurement target circuit, the capacitance of the measurement target circuit, and the phase angle.
また、請求項8記載の測定装置によれば、算出した位相角が予め規定された角度範囲外となったときに、表示部に測定対象回路のリアクタンス成分が相対的に大きくなって(支配的になって)いることを示す記号が表示されるため、ユーザに対して、表示部に表示されている純抵抗成分について誤差が大きくなっていること、つまり確度が低下していることを報知することができる。
Further, according to the measuring apparatus of
以下、測定装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of a measuring apparatus will be described with reference to the accompanying drawings.
最初に、測定装置1の構成について、図面を参照して説明する。
First, the configuration of the measuring
図1に示す測定装置1は、クランプセンサ2、電圧注入部3、第1信号生成部4、第2信号生成部5、電流検出部6、処理部7および出力部8を備え、測定対象回路9の抵抗(ループ抵抗)Rの純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxを測定値として測定可能に構成されている。
A measuring
クランプセンサ2は、一例として、図1に示すように、測定対象回路9に装着可能(クランプ可能)に構成された注入クランプ11および検出クランプ12を備えている。
As an example, the
注入クランプ11は、図1に示すように、分割可能に構成された環状のコア11a、並びにこのコア11aに巻回された注入コイル11b(既知のターン数:N1)および帰還コイル11cを備え、コア11aが分割されることで測定対象回路9に装着可能となっている。検出クランプ12は、図1に示すように、分割可能に構成された環状のコア12a、およびこのコア12aに巻回された検出コイル12b(既知のターン数:N2)を備え、コア12aが分割されることで測定対象回路9に装着可能となっている。また、注入クランプ11および検出クランプ12では、測定対象回路9の一部を構成する配線9aに装着された際(クランプされた)に、この配線9aは、各コア11a,12aにおいて1ターンの巻線として機能する。
As shown in FIG. 1, the
電圧注入部3は、一例として、原信号生成部21、位相シフト部(90°位相シフト)22、電力増幅部23およびフィードバック部24を備えて構成されている。原信号生成部21は、一例として、階段波生成部21aおよびローパスフィルタ(以下、「LPF」ともいう)21bを備え、交流電圧(交流原信号)Vaを生成して出力する。具体的には、階段波生成部21aは、所定周期T(周波数f)の三角波信号Vtを生成して出力する。この三角波信号Vtは、階段波の一例であって、同図に示すように、基準クロックCLKの周期Tcで段階的(ステップ的)に振幅が変化しつつ、全体として振幅が一定の三角波の形状となる信号である。
As an example, the
このような階段波生成部21aは、一例として、基準クロックCLKに同期して、アップカウント動作およびダウンカウント動作の一方を選択的に実行可能なカウンタと、このカウンタに対してアップカウント動作およびダウンカウント動作を繰り返し実行させるためのフリップフロップと、カウンタの各カウンタ出力端子から出力されるカウント値に基づいて階段波を生成するD/A変換回路と、階段波に含まれる直流成分をカットするコンデンサ(いずれも図示せず)とを備えて構成されている。LPF21bは、三角波信号Vtを入力してその基本周波数成分(周波数f)を主として通過させ、それ以外の周波数成分を減衰させることにより(基本周波数成分を選択的に通過させることにより)、交流電圧(本例では、一例として擬似正弦波電圧)Vaに変換して出力する。
As an example, such a staircase
位相シフト部22は、一例として、正弦波電圧(擬似正弦波電圧)Vaを入力すると共に予め決められた位相分だけ波形をシフトして出力する位相シフト回路(不図示)を2系統備え、各位相シフト回路での位相のシフト量の差が90°に規定されて構成されている。この構成により、位相シフト部22は、互いの位相が90°相違する(互いの位相が直交する)2種類の交流信号(本例では、一例として正弦波電圧)Va1,Va2を生成して出力する。本例では、一例として、正弦波電圧Va1の位相が、正弦波電圧Va2の位相に対して90°進んでいるものとする。
For example, the
電力増幅部23は、本例では一例としてD級アンプとして構成されて、正弦波電圧Va1をフィードバック部24によって制御される増幅率で増幅して予め規定された電圧値(本例では電圧実効値)の交流電圧(本例では一例として正弦波電圧(具体的には、擬似正弦波電圧))V1を生成すると共に、生成した正弦波電圧V1を注入クランプ11の注入コイル11bに印加する。図示はしないが、電力増幅部23は、一例として、一定周波数の鋸歯状信号を生成する信号発生回路と、この鋸歯状信号と正弦波電圧Va1とを比較して、正弦波電圧Va1の振幅に比例してパルス幅(デューティ比)が変化する所定周期のパルス信号(PWM信号)を生成するPWM信号生成回路と、このPWM信号を電力増幅するD級電力増幅回路と、D級電力増幅回路からの出力信号に対してフィルタリング処理することで正弦波電圧V1を生成するローパスフィルタ回路とで構成されている。
In this example, the
フィードバック部24は、帰還コイル11cに誘起される電圧V2を検出しつつ、この電圧V2が予め規定された電圧(一定の電圧)となるように、電力増幅部23の増幅率を制御する。この構成により、電力増幅部23は、正弦波電圧Va1の入力レベルや、環状のコア11aの接合具合が多少変化したとしても、常に一定の電圧値の正弦波電圧V1を生成可能となっている。
The
これにより、注入クランプ11を介して測定対象回路9に所定の周波数fで、かつ所定の電圧実効値の検査用交流信号Voが注入される。この場合、上記したように配線9aがコア11aにおいて1ターンの巻線として機能するため、測定対象回路9に注入される検査用交流信号Voは、その電圧値が正弦波電圧V1をターン数N1で除算して得られる電圧値(Vo=V1/N1)となる。検出クランプ12は、コア12aにおいて配線9aが1ターンの巻線として機能するため、測定対象回路9に流れる交流電流Ioを検出して、その検出コイル12bに検出電流(検出コイルに流れる電流)I1(=Io/N2)を出力する。
As a result, the test AC signal Vo having a predetermined frequency f and a predetermined effective voltage value is injected into the
第1信号生成部4は、図1に示すように、一例として、コンパレータ4aおよびフリップフロップ(本例では一例として、D型フリップフロップ(「D型FF」ともいう))4bを備え、正弦波電圧Va1の基本波と同一周期で、かつ正弦波電圧Va1の基本波に同期した第1信号S1を生成して出力する。この第1信号生成部4では、まず、コンパレータ4aが、正弦波電圧Va1と基準電圧(ゼロボルト)とを比較することにより、正弦波電圧Va1のゼロクロスで極性が反転し、かつデューティ比が0.5の矩形波信号(一例として、正弦波電圧Va1が正のときに電圧がハイレベルとなり、負のときにゼロボルトとなる二値化信号)を出力する。次いで、D型FF4bが、この矩形波信号を基準クロックCLKに同期してサンプリングすることにより、コンパレータ4aでのコンパレート時にばらついた矩形波信号の立ち上がりおよび立ち下がりを基準クロックCLKに同期させると共に、矩形波信号に含まれている基準クロックCLKと非同期のノイズ成分を除去して(矩形波に整形して)、第1信号S1として出力する。
As shown in FIG. 1, the first
第2信号生成部5は、図1に示すように、コンパレータ5aおよびD型FF5bを備え、第1信号生成部4と同一の回路に構成されている。この第2信号生成部5では、コンパレータ5aが、正弦波電圧Va2と基準電圧(ゼロボルト)とを比較することにより、コンパレータ4aと同様にして、正弦波電圧Va2のゼロクロスで極性が反転し、かつデューティ比が0.5の矩形波信号を出力し、D型FF5bが、この矩形波信号を基準クロックCLKに同期してサンプリングすることにより、第2信号S2として出力する。
As shown in FIG. 1, the second
電流検出部6は、I−V変換(電流電圧変換)部31、反転部32、第1切替部33、第2切替部34および直流増幅部35を備え、交流電流Ioの実数成分の振幅に応じて振幅が変化する第1検出信号(検出信号)Vd1、および交流電流Ioの虚数成分の振幅に応じて振幅が変化する第2検出信号(検出信号)Vd2を出力する。この場合、I−V変換部31は、検出コイル12bの一端に接続されて、この一端に発生する検出電流I1を電流検出信号Vb1に変換して出力する。反転部32は、電流検出信号Vb1を入力すると共に極性を反転させて(言い換えれば、位相を180°シフトさせて)、反転検出信号Vb2として出力する。
The
第1切替部33は、図1,2に示すように、電流検出信号Vb1および反転検出信号Vb2を入力すると共に、これらの信号Vb1,Vb2のうちのいずれか一方を第1信号S1のレベルに基づいて選択して出力する(選択的に出力する)。一例として、第1切替部33は、図2に示すように、切替スイッチ(アナログスイッチ)で構成されて、第1信号S1がハイレベルのときには電流検出信号Vb1を出力し、第1信号S1がゼロボルトのときには反転検出信号Vb2を出力する。第1切替部33は、このように動作することにより、等価的に電流検出信号Vb1を第1信号S1で同期検波して、検波信号Vc1として出力する。
As shown in FIGS. 1 and 2, the
第2切替部34も、図1,2に示すように、第1切替部33と同様にして、電流検出信号Vb1および反転検出信号Vb2を入力すると共に、これらの信号Vb1,Vb2のうちのいずれか一方を第2信号S2のレベルに基づいて選択して出力する(選択的に出力する)。一例として、第2切替部34も第1切替部33と同様にして、図2に示すように、切替スイッチ(アナログスイッチ)で構成されて、第2信号S2がハイレベルのときには電流検出信号Vb1を出力し、第2信号S2がゼロボルトのときには反転検出信号Vb2を出力する。第2切替部34は、このように動作することにより、等価的に電流検出信号Vb1を第2信号S2(第1信号S1と位相が直交する信号)で同期検波して、検波信号Vc2として出力する。
As shown in FIGS. 1 and 2, the
この場合、注入コイル11bに印加される正弦波電圧V1と同位相となる正弦波電圧Va1から生成された第1信号S1に基づいて第1切替部33が同期検波して出力する検波信号Vc1は、測定対象回路9の抵抗Rの純抵抗成分Rrによって規制される電流(つまり、交流電流Ioの実数成分)の振幅に応じて振幅が変化する信号となる。一方、注入コイル11bに印加される正弦波電圧V1に対して位相が90°相違する(本例では90°遅れた)正弦波電圧Va2から生成された第2信号S2に基づいて第2切替部34が同期検波して出力する検波信号Vc2は、測定対象回路9の抵抗Rのリアクタンス成分Rxによって規制される電流(つまり、交流電流Ioの虚数成分)の振幅に応じて振幅が変化する信号となる。
In this case, the detection signal Vc1 output by the
直流増幅部35は、不図示の直流増幅回路を2系統有し、各検波信号Vc1,Vc2を入力すると共に各直流増幅回路において同じ増幅率でそれぞれ増幅して、第1検出信号Vd1,Vd2として処理部7へ出力する。
The
処理部7は、A/D変換部7a、CPU7bおよびメモリ(図示せず)を備えて構成されている。この場合、A/D変換部7aは、A/D変換回路を2系統有し、第1検出信号Vd1,Vd2を入力すると共に、各A/D変換回路においてデジタルデータDi1,Di2にそれぞれ変換して出力する。この場合、上記したように、検波信号Vc1は、交流電流Ioの実数成分の振幅に応じて振幅が変化する信号である。このため、検波信号Vc1を増幅して生成される第1検出信号Vd1についてのデジタルデータDi1は、交流電流Ioの実数成分の電流値を示すデータ(以下、「電流データDi1」ともいう)となる。また、上記したように、検波信号Vc2は、交流電流Ioの虚数成分の振幅に応じて振幅が変化する信号である。このため、検波信号Vc2を増幅して生成される第2検出信号Vd2についてのデジタルデータDi2は、交流電流Ioの虚数成分の電流値を示すデータ(以下、「電流データDi2」ともいう)となる。CPU7bは、基準クロックCLKを生成して出力する機能を有すると共に、抵抗値算出処理、位相角算出処理および測定値算出処理を実行する。出力部8は、一例として、モニタ装置などの表示部で構成されて、測定値算出処理の結果を表示する。
The
次に、測定装置1による測定対象回路9の測定値(純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rx)についての測定動作について説明する。
Next, the measurement operation of the measurement values (pure resistance component Rr and reactance component Rx) of the
この測定装置1では、処理部7は、まず、基準クロックCLKの出力を開始する。この基準クロックCLKは、階段波生成部21a、および各信号生成部4,5の各D型FF4b,5bに出力される。これにより、電圧注入部3では、階段波生成部21aが、基準クロックCLKに同期した三角波信号Vtの生成および出力を開始し、LPF21bが三角波信号Vtを正弦波電圧(交流電圧)Vaに変換する。次いで、位相シフト部22が、この交流電圧Vaに基づいて、互いの位相が直交する(位相が90°相違する)正弦波電圧Va1,Va2の生成を開始する。本例では、正弦波電圧Va1は、その位相が正弦波電圧Va2の位相に対して90°進んでいる。
In the
電力増幅部23は、D級増幅動作を行って、入力した正弦波電圧Va1を正弦波電圧V1に増幅して、注入クランプ11の注入コイル11bに印加する。この際に、フィードバック部24が、注入コイル11bへの正弦波電圧Va1の印加に起因して帰還コイル11cに誘起される電圧V2を検出しつつ、この電圧V2が予め規定された電圧(一定の電圧)となるように、電力増幅部23の増幅率を制御する。このため、電力増幅部23は、一定の電圧値の正弦波電圧V1を生成して注入コイル11bに印加する。これにより、注入クランプ11から測定対象回路9に検査用交流信号Vo(周波数f)が注入され、測定対象回路9には、検査用交流信号Voの注入に起因して、周波数fの交流電流Ioが流れる。
The
一方、第1信号生成部4では、コンパレータ4aが、正弦波電圧Va1と基準電圧とを比較することにより、正弦波電圧Va1のゼロクロスで極性が反転する矩形波信号の生成を開始し、D型FF4bが、この矩形波信号を基準クロックCLKに同期させて第1信号S1として出力する処理を開始する。また、第2信号生成部5では、コンパレータ5aが、正弦波電圧Va2と基準電圧とを比較することにより、正弦波電圧Va2のゼロクロスで極性が反転する矩形波信号の生成を開始し、D型FF4bが、この矩形波信号を基準クロックCLKに同期させて第2信号S2として出力する処理を開始する。これにより、各信号生成部4,5から電流検出部6の各切替部33,34に対して第1信号S1および第2信号S2基準信号Srの供給が開始される。
On the other hand, in the first
この場合、正弦波電圧Va1は、電力増幅部23において正弦波電圧V1に増幅されるため、この正弦波電圧V1と位相が一致している。したがって、第1信号生成部4において、この正弦波電圧Va1から生成される第1信号S1は、図3に示すように、正弦波電圧V1と位相が一致した状態となっている。一方、第2信号生成部5において、正弦波電圧Va1に対して位相が直交する(本例では位相が90°遅れている)正弦波電圧Va2から生成される第2信号S2は、同図に示すように、第1信号S1に対して(つまり、正弦波電圧V1に対して)位相が90°遅れた状態となっている。
In this case, since the sine wave voltage Va1 is amplified to the sine wave voltage V1 in the
この周波数fの検査用交流信号Voが測定対象回路9に注入されている状態において、電流検出部6は、交流電流Ioを検出して電流データDi1,Di2を生成する処理を実行する。具体的には、電流検出部6では、検出クランプ12が、測定対象回路9に流れる交流電流Ioを検出して、その検出コイル12bから検出電流I1を出力し、I−V変換部31が、この検出電流I1を電流検出信号Vb1に変換して出力する。また、反転部32が、電流検出信号Vb1を入力して、その極性を反転させて(位相を180°シフトさせて)、反転検出信号Vb2として出力する。この場合、測定対象回路9の抵抗Rは、上記したように、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxを含んでいる。このため、電力増幅部23から注入クランプ11に印加される正弦波電圧V1と、この正弦波電圧V1に起因して測定対象回路9に流れる交流電流Ioとの間に位相差θが生じており、この結果、正弦波電圧V1と、交流電流Ioに起因して発生する検出電流I1、さらにはこの検出電流I1から生成される電流検出信号Vb1との間にも、図3に示すように位相差θが生じた状態となっている。
In a state in which the inspection AC signal Vo having the frequency f is injected into the
次いで、第1切替部33が、電流検出信号Vb1および反転検出信号Vb2を第1信号S1に同期して切り替えて出力することにより(電流検出信号Vb1を第1信号S1で同期検波することにより)、検波信号Vc1を出力し、また第2切替部34が、電流検出信号Vb1および反転検出信号Vb2を第2信号S2に同期して切り替えて出力することにより(電流検出信号Vb1を第2信号S2で同期検波することにより)、検波信号Vc2を出力する(図3参照)。また、直流増幅部35が、各検波信号Vc1,Vc2を入力すると共に増幅して、第1検出信号Vd1,Vd2として出力する。
Next, the
続いて、処理部7(具体的には、A/D変換部7a)が、第1検出信号Vd1,Vd2を入力すると共に、これらを電流データDi1,Di2にそれぞれ変換して出力する。この場合、上記したように、電流データDi1は、交流電流Ioの実数成分の電流値を示すデータであり、電流データDi2は、交流電流Ioの虚数成分の電流値を示すデータとなる。
Subsequently, the processing unit 7 (specifically, the A /
続いて、処理部7(具体的には、CPU7b)は、測定対象回路9の測定値(抵抗Rの純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rx)を算出する算出処理を実行する。具体的には、この算出処理において、処理部7は、最初に、測定対象回路9の抵抗Rの絶対値(測定対象回路9のインピーダンスZの絶対値|Z|)を算出する抵抗値算出処理を実行する。
Subsequently, the processing unit 7 (specifically, the
この抵抗値算出処理では、処理部7は、まず、電流データDi1に基づいて検出電流I1の電流値(実数成分の電流値)を算出し、この算出した電流値と検出コイル12bのターン数(N2)とに基づいて交流電流Ioの電流値(実数成分の電流値Ior(以下、単に「実数成分Ior」ともいう))を算出する。また、処理部7は、電流データDi2に基づいて検出電流I1の電流値(虚数成分の電流値)を算出し、この算出した電流値と検出コイル12bのターン数(N2)とに基づいて交流電流Ioの電流値(虚数成分の電流値Iox(以下、単に「虚数成分Iox」ともいう))を算出する。
In this resistance value calculation process, the
続いて、処理部7は、算出した実数成分Iorおよび虚数成分Ioxに基づいて、交流電流Ioの絶対値を算出する。この場合、処理部7は、実数成分Iorおよび虚数成分Ioxをそれぞれ二乗して加算し、この加算した値の平方根を算出することにより、交流電流Ioの絶対値(|Io|)を算出する。
Subsequently, the
次いで、処理部7は、交流電圧V1の電圧実効値(上記したように既知)および注入コイル11bのターン数(N1)に基づいて検査用交流信号Vxの電圧実効値を算出し、最後に、この算出した検査用交流信号Vxの電圧実効値を上記の交流電流Ioの絶対値(|Io|)で除算することにより、測定対象回路9のインピーダンスの絶対値|Z|を算出する。
Next, the
続いて、処理部7は、位相角算出処理を実行する。この位相角算出処理では、処理部7は、上記の抵抗値算出処理において算出した実数成分Iorおよび虚数成分Ioxに基づいて、実数成分Iorおよび虚数成分Ioxの位相角θ(=arctan(Iox/Ior))を算出する。この位相角θは、測定対象回路9に注入された検査用交流信号Voと、この検査用交流信号Voに起因して測定対象回路9に流れる交流電流Ioとの位相角(位相差)でもある。
Subsequently, the
最後に、処理部7は、測定値算出処理を実行する。この測定値算出処理では、処理部7は、算出した測定対象回路9のインピーダンスの絶対値(|Z|)にcosθを乗算することにより、測定対象回路9の抵抗Rの純抵抗成分Rrを算出し、また絶対値(|Z|)にsinθを乗算することにより、測定対象回路9の抵抗Rのリアクタンス成分Rxを算出して、これらを測定値として、出力部8に出力させる(本例では一例として表示させる)。これにより、処理部7による測定対象回路9の測定値(抵抗Rの純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rx)の算出処理が完了する。
Finally, the
このように、この測定装置1によれば、電流検出部6が、注入クランプ11の注入コイル11bから出力される電流検出信号Vb1を、正弦波電圧V1と同位相の第1信号S1を用いて同期検波することにより、交流電流Ioの実数成分Iorの振幅に応じて振幅が変化する第1検出信号Vd1を出力すると共に、電流検出信号Vb1を第1信号S1と位相が直交する第2信号S2を用いて同期検波することにより、交流電流Ioの虚数成分Ioxの振幅に応じて振幅が変化する第2検出信号Vd2を出力し、処理部7が、この各検出信号Vd1,Vd2に基づいて、抵抗値算出処理、位相角算出処理および測定値算出処理を実行することにより、測定対象回路9の純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxを分離して算出することができる。
Thus, according to this
また、この測定装置1では、電圧注入部3の位相シフト部22が、原信号生成部21から出力される正弦波電圧Vaに基づいて、位相が互いに直交する2つの正弦波電圧Va1および正弦波電圧Va2を生成すると共に、電力増幅部23が正弦波電圧Va1を正弦波電圧V1に増幅して注入コイル11bに印加し、第1信号生成部4が正弦波電圧V1と同位相の正弦波電圧Va1に基づいて第1信号S1を生成し、第2信号生成部5が正弦波電圧Va2に基づいて第2信号S2を生成する。
Further, in this
したがって、この測定装置1によれば、位相シフト部22が、測定装置1の内部に配設されて外部からの影響を受けにくい原信号生成部21から出力される正弦波電圧Vaに基づいて両正弦波電圧Va1,Va2を生成することができる。このため、この測定装置1によれば、両正弦波電圧Va1,Va2に基づいて生成される第1信号S1および第2信号S2の位相差を安定して90°に維持できる結果、第1切替部33および第2切替部34が、交流電流Ioの実数成分Iorの振幅に応じて振幅が変化する第1検出信号Vd1および交流電流Ioの虚数成分Ioxの振幅に応じて振幅が変化する第2検出信号Vd2を同期検波によって高い精度で出力することができるため、処理部7が、精度の高い各検出信号Vd1,Vd2に基づいて測定対象回路9の純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxを高精度で算出することができる。
Therefore, according to this
また、この測定装置1によれば、第1信号生成部4および第2信号生成部5が第1信号S1および第2信号S2を矩形波に整形してそれぞれ出力する構成を採用したことにより、電流検出部6において、電流検出信号Vb1および反転検出信号Vb2のいずれか一方を選択的に出力する第1切替部33および第2切替部34を用いて、電流検出信号Vb1に基づき第1検出信号Vd1および第2検出信号Vd2を同期検波で検出できるため、例えば、第1切替部33および第2切替部34をアナログスイッチを用いて構成することができる結果、電流検出部6の構成を簡略化することができる。
Moreover, according to this
なお、上記の測定装置1では、上記したように、第1信号S1および第2信号S2の位相差が安定して90°に維持されるように、位相シフト部22が正弦波電圧Vaに基づいて互いの位相差が90°となる2つの正弦波電圧Va1,Va2を生成する構成を採用しているが、図4に示す測定装置1Aのように、入力した信号を基準として位相が90°相違する信号を生成して出力する位相シフト部22Aを備えた構成を採用することもできる。以下、この測定装置1Aについて説明する。なお、位相シフト部22に代えて位相シフト部22Aを有する点においてのみ測定装置1と相違し、他の構成要素については測定装置1と同一であるため、測定装置1と同一の構成要素については同一の符号を付して重複する説明を省略する。
In the
この測定装置1Aは、クランプセンサ2、電圧注入部3A、第1信号生成部4、第2信号生成部5、電流検出部6、処理部7および出力部8を備えて構成されている。この場合、電圧注入部3Aは、測定装置1の電圧注入部3と比較して、原信号生成部21から電力増幅部23に対して正弦波電圧Vaを直接出力する構成、位相シフト部22に代えて位相シフト部22Aを備え、この位相シフト部22Aが電力増幅部23から注入コイル11bに印加される正弦波電圧V1を入力すると共にこの正弦波電圧V1を基準として位相が90°相違する信号を生成して正弦波電圧Va2として第2信号生成部5に出力する構成、および第1信号生成部4が正弦波電圧V1を正弦波電圧Va1に代えて入力して、第1信号S1を生成する構成において相違している。
This measuring
この測定装置1Aにおいても、測定装置1と同様にして、電流検出部6が、注入クランプ11の注入コイル11bから出力される電流検出信号Vb1を、正弦波電圧V1と同位相の第1信号S1を用いて同期検波することにより、交流電流Ioの実数成分Iorの振幅に応じて振幅が変化する第1検出信号Vd1を出力すると共に、電流検出信号Vb1を第1信号S1と位相が直交する第2信号S2を用いて同期検波することにより、交流電流Ioの虚数成分Ioxの振幅に応じて振幅が変化する第2検出信号Vd2を出力し、処理部7が、この各検出信号Vd1,Vd2に基づいて、抵抗値算出処理、位相角算出処理および測定値算出処理を実行することにより、測定対象回路9の純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxを分離して算出することができる。
In this
また、上記の各測定装置1,1Aでは、電流検出部6に反転部32を設ける構成を採用して、第1切替部33および第2切替部34が、電流検出信号Vb1と、反転部32から出力される反転検出信号Vb2(電流検出信号Vb1と極性(位相)が反転する信号)とを、各第1信号S1および第2信号S2に基づいて切り替えて出力する(つまり全波整流する)ことにより、同期検波の出力である各検波信号Vc1,Vc2のレベルを高めることで、同期検波の精度をより高め得る好ましい構成としているが、図5に示す電流検出部6Aのように、反転部32を設けずに、第1切替部33および第2切替部34に対して、反転検出信号Vb2に代えて、基準電位(グランド電位)を入力する構成を採用することもできる。
Further, in each of the
この図5の構成を採用した電流検出部6Aでは、図5,6に示すように、第1切替部33が、第1信号S1の1周期中に電流検出信号Vb1を半周期分だけ出力する(つまり半波整流する)ことで検波信号Vc1を生成し、第2切替部34も同様にして、第2信号S2の1周期中に電流検出信号Vb1を半周期分だけ出力する(つまり半波整流する)ことで検波信号Vc2を生成する。したがって、上記した電流検出部6と比較して、検波信号Vc1,Vc2のレベルは半分に低下するものの、検波信号Vc1は交流電流Ioの実数成分Iorの振幅に応じて振幅が変化する信号であり、検波信号Vc2は交流電流Ioの虚数成分Ioxの振幅に応じて振幅が変化する信号であるため、処理部7が、各検波信号Vc1,Vc2から生成される各検出信号Vd1,Vd2に基づいて、抵抗値算出処理、位相角算出処理および測定値算出処理を実行することにより、測定対象回路9の純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxを分離して算出することができる。
In the
また、上記の構成では、同期検波によって各検波信号Vc1,Vc2を生成する同期検波回路を第1切替部33および第2切替部34を用いて簡易に構成するため、第1信号生成部4および第2信号生成部5が矩形波である第1信号S1および第2信号S2を生成して出力する構成を採用しているが、乗算器を用いた同期検波によっても各検波信号Vc1,Vc2を生成することができる。この乗算器を用いる構成においては、第1信号生成部4および第2信号生成部5に入力していた各アナログ信号(例えば、位相シフト部22を採用する測定装置1では正弦波電圧Va1,Va2、位相シフト部22Aを採用する測定装置1Aでは正弦波電圧V1および正弦波電圧Va2)を、第1切替部33および第2切替部34に代えてそれぞれ配設した乗算器に対して直接出力する構成とすることができ、第1信号生成部4および第2信号生成部5の配設を省くことができる。また、測定対象回路9の純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxの双方を測定する構成について上記したが、このうちのいずれか一方のみを測定する構成を採用することもできる。また、測定対象回路9の純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxの双方を測定する構成においては、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxに基づいて、測定対象回路9のインピーダンスの絶対値|Z|を算出して、出力部8に出力することもできる。
In the above configuration, since the synchronous detection circuit that generates the detection signals Vc1 and Vc2 by synchronous detection is simply configured using the
また、算出したインピーダンスの絶対値|Z|などを出力する構成(具体的には表示する構成)として、出力部8は、一例として図7または図8に示す構成(表示部としての構成)を採用することができる。以下、この構成の出力部8を有する測定装置1B,1Cについて説明する。なお、上記した測定装置1,1Aの構成と同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。
Further, as a configuration for outputting the calculated absolute value | Z | of impedance, etc. (specifically, a configuration for displaying), the
図7に示す構成を備えた出力部8を有する測定装置1Bは、図1において破線で示すように、測定装置1の構成に加えて、操作部41を備えている。この操作部41は、例えば、タッチパネルやキーボードやマウスなどを備えて構成されて、出力部8に表示させる表示内容を選択するための選択信号Sseを操作内容に応じて生成して、処理部7(具体的には、CPU7b)に出力する。処理部7は、この選択信号Sseを入力したときには、この選択信号Sseで指定される表示内容を出力部8に表示させる。
A measuring
表示部として構成された出力部8は、一例としてLCD(Liquid Crystal Display)を用いて構成されて、図7に示すように、数値表示領域51、第1記号表示領域52および位相状態表示領域53を備えている。この場合、数値表示領域51は、予め規定された桁数(同図では一例として4桁)の数字を、小数点用の記号(ドット)および単位記号(「Ω」)と共に表示可能に構成されている。この数値表示領域51には、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxのうちのいずれか1つが選択されて表示される。第1記号表示領域52には、数値表示領域51に表示されている表示内容(数値の意味)を示す記号として、インピーダンスの絶対値|Z|を示す記号「|Z|」、純抵抗成分Rrを示す記号「R」およびリアクタンス成分Rxを示す記号「x」のうちのいずれか1つが表示される。位相状態表示領域53には、純抵抗成分Rrに対するリアクタンス成分Rxの位相状態(具体的には、位相角の状態)を示す記号として、コイルの記号およびコンデンサの記号のうちのいずれか一方が選択されて表示される。
The
この測定装置1Bでは、操作部41に対する操作により、例えば、操作部41がインピーダンスの絶対値|Z|を表示内容として選択する旨の選択信号Sseを生成して処理部7に出力し、処理部7がこの選択信号Sseを入力したときには、処理部7は、算出したインピーダンスの絶対値|Z|を測定値として、単位記号(「Ω」)と共に出力部8の数値表示領域51に表示させる。また、処理部7は、数値表示領域51に表示させているインピーダンスの絶対値|Z|に対応した記号「|Z|」のみを第1記号表示領域52に表示させる。
In this
また、操作部41に対する操作により、例えば、操作部41が純抵抗成分Rrを表示内容として選択する旨の選択信号Sseを生成して処理部7に出力し、処理部7がこの選択信号Sseを入力したときには、処理部7は、算出した純抵抗成分Rrを測定値として、単位記号(「Ω」)と共に出力部8の数値表示領域51に表示させる。また、処理部7は、数値表示領域51に表示させている純抵抗成分Rrに対応した記号「R」のみを第1記号表示領域52に表示させる。
In addition, by operating the
また、操作部41に対する操作により、例えば、操作部41がリアクタンス成分Rxを表示内容として選択する旨の選択信号Sseを生成して処理部7に出力し、処理部7がこの選択信号Sseを入力したときには、処理部7は、算出したリアクタンス成分Rxを測定値として、単位記号(「Ω」)と共に出力部8の数値表示領域51に表示させる。また、処理部7は、数値表示領域51に表示させているリアクタンス成分Rxに対応した記号「x」のみを第1記号表示領域52に表示させる。
In addition, by operating the
また、測定対象回路9の抵抗Rの純抵抗成分Rrが小さい場合には、測定対象回路9のリアクタンス成分Rxが相対的に大きくなる(支配的になる)結果、純抵抗成分Rrについての測定誤差が大きくなる。このため、この測定装置1Bでは、処理部7は、算出した位相角θが予め規定された角度範囲外のときには、リアクタンス成分Rxが支配的であるとして、コイルの記号およびコンデンサの記号のうちのいずれか一方を位相状態表示領域53に表示させる。本例では、位相角θに対する角度範囲として、一例として、+45°以下−45°以上の範囲が規定されており、処理部7は、位相角θが+45°を超えて角度範囲を外れたときには、支配的となっている測定対象回路9のリアクタンス成分Rxが誘導性リアクタンス成分であることを示すコイルの記号を位相状態表示領域53に表示させる。一方、処理部7は、位相角θが−45°を下回って角度範囲を外れたときには、支配的となっている測定対象回路9のリアクタンス成分Rxが容量性リアクタンス成分であることを示すコンデンサの記号を位相状態表示領域53に表示させる。
Further, when the pure resistance component Rr of the resistance R of the
このように、この測定装置1Bによれば、ユーザは操作部41を操作することにより、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxのうちから所望の測定値(パラメータ)を選択して出力部8に表示させて、確認することができる。また、この測定装置1Bによれば、算出した位相角θが予め規定された角度範囲外となったときに、出力部8に測定対象回路9のリアクタンス成分Rxが相対的に大きくなって(支配的になって)いることを示す記号(コイルの記号またはコンデンサの記号)が表示されるため、ユーザに対して、出力部8に表示されている純抵抗成分Rrについて誤差が大きくなっていること、つまり確度が低下していることを報知することができる。なお、位相角θが角度範囲外であるか否かを判断する手法として、位相角θの絶対値と角度範囲とを比較する手法を採用することもできる。この場合、上記の例では角度範囲は+45°以下0°以上として規定する。
As described above, according to the
次に、図8に示す構成を備えた出力部8を有する測定装置1Cについて説明する。なお、上記した測定装置1Bと同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。
Next, the measuring
表示部として構成された出力部8は、一例としてLCD(Liquid Crystal Display)を用いて構成されて、図8に示すように、主数値表示領域としての数値表示領域51、第1記号表示領域52、位相状態表示領域53、副数値表示領域54、単位表示領域55および第2記号表示領域56を備えている。この場合、数値表示領域51は、その表示面積が副数値表示領域54の表示面積よりも大きくなるように構成されて、より大きな数字を表示し得るように構成されている。また、測定装置1Bと同様にして、数値表示領域51には、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxのうちのいずれか1つが選択されて表示され、第1記号表示領域52には、インピーダンスの絶対値|Z|を示す記号「|Z|」、純抵抗成分Rrを示す記号「R」およびリアクタンス成分Rxを示す記号「x」のうちのいずれか1つが表示され、位相状態表示領域53には、コイルの記号およびコンデンサの記号のうちのいずれか一方が選択されて表示される。
The
一方、副数値表示領域54は、予め規定された桁数(同図では一例として4桁)の数字を、小数点用の記号(ドット)と共に表示可能に構成されている。この副数値表示領域54には、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rr、リアクタンス成分Rx、インダクタンスL、キャパシタンスCおよび位相角θのうちのいずれか1つが選択されて表示される。単位表示領域55には、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxの単位を示す記号「Ω」と、インダクタンスLの単位を示す記号「mH」と、キャパシタンスCの端子を示す記号「μF」と、位相角θの単位を示す記号「°」のうちのいずれか1つが表示される。第2記号表示領域56には第1記号表示領域52と同様にして、インピーダンスの絶対値|Z|を示す記号「|Z|」、純抵抗成分Rrを示す記号「R」およびリアクタンス成分Rxを示す記号「x」のうちのいずれか1つが表示される。
On the other hand, the sub-numerical
この測定装置1Cでは、操作部41に対する操作により、操作部41が処理部7に対して、数値表示領域51の表示内容を選択すると共に、副数値表示領域54の表示内容を選択する旨の選択信号Sseを生成して出力する。本例では一例として、操作部41は、操作部41に対する操作により、図9に示す組み合わせのうちの任意の1組(2つのパラメータ)を数値表示領域51および副数値表示領域54にそれぞれ表示させる旨の選択信号Sseを生成して出力する。なお、同図では、記号Zはインピーダンスの絶対値|Z|を示し、記号Rは純抵抗成分Rrを示し、記号xはリアクタンス成分Rxを示し、記号LはインダクタンスLを示し、記号CはキャパシタンスCを示し、記号θは位相角θを示しているものとする。
In this
処理部7は、選択信号Sseを操作部41から入力したときには、この選択信号Sseで示される数値表示領域51の表示内容に応じて、上記した測定装置1Bと同様にして、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxのうちのいずれか1つを数値表示領域51に表示させると共に、その表示内容に対応した記号(記号|Z|,R,xのうちのいずれか)を第1記号表示領域52に表示させる。また、処理部7は、位相角θの値と予め規定された角度範囲との関係に応じて、位相状態表示領域53へのコイルおよびコンデンサの各記号の表示の有無を判別すると共に、表示させる場合にはその記号の種類を決定して、その記号を位相状態表示領域53に表示させる。
When the selection signal Sse is input from the
また、処理部7は、選択信号Sseで示される副数値表示領域54の表示内容に応じて、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rr、リアクタンス成分Rx、インダクタンスL、キャパシタンスCおよび位相角θのうちのいずれか1つを表示させる表示状態か、または数値を何ら表示させない非表示状態のいずれかの状態に副数値表示領域54を移行させる。
Further, the
具体的には、処理部7は、選択信号Sseで示される副数値表示領域54の表示内容がインピーダンスの絶対値|Z|であるときには、算出したインピーダンスの絶対値|Z|を副数値表示領域54に表示させる。また、処理部7は、インピーダンスの絶対値|Z|を示す記号「|Z|」を第2記号表示領域56に表示させると共に、インピーダンスの絶対値|Z|の単位を示す記号「Ω」を単位表示領域55に表示させる。
Specifically, when the display content of the
また、処理部7は、選択信号Sseで示される副数値表示領域54の表示内容が純抵抗成分Rrであるときには、算出した純抵抗成分Rrを副数値表示領域54に表示させる。また、処理部7は、純抵抗成分Rrを示す記号「R」を第2記号表示領域56に表示させると共に、純抵抗成分Rrの単位を示す記号「Ω」を単位表示領域55に表示させる。また、処理部7は、選択信号Sseで示される副数値表示領域54の表示内容がリアクタンス成分Rxであるときには、算出したリアクタンス成分Rxを副数値表示領域54に表示させる。また、処理部7は、リアクタンス成分Rxを示す記号「x」を第2記号表示領域56に表示させると共に、リアクタンス成分Rxの単位を示す記号「Ω」を単位表示領域55に表示させる。
The
また、処理部7は、選択信号Sseで示される副数値表示領域54の表示内容がインダクタンスLまたはキャパシタンスCであるときには、算出した位相角θの極性に基づいて、リアクタンス成分Rxで表されるものが、誘導性リアクタンス成分であるか容量性リアクタンス成分であるかを判別して、誘導性リアクタンス成分である場合には、リアクタンス成分Rxおよび正弦波電圧Vaの周波数fに基づいて、インダクタンスLを算出する。一方、容量性リアクタンス成分である場合には、リアクタンス成分Rxおよび正弦波電圧Vaの周波数fに基づいて、キャパシタンスCを算出する。次いで、処理部7は、算出したインダクタンスLまたはキャパシタンスCを副数値表示領域54に表示させる。また、処理部は、副数値表示領域54の表示内容に対応する単位を示す記号(記号「mH」または記号「μF」)を単位表示領域55に表示させる。この場合、処理部7は、第2記号表示領域56をいずれの記号も表示されない状態に移行させる。
Further, when the display content of the
このように、この測定装置1Cによれば、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxのうちから所望の測定値を選択して出力部8の数値表示領域51に表示させて、確認することができるという測定装置1Bの効果に加えて、数値表示領域51に表示されているバラメータ以外の任意の1つのパラメータ(純抵抗成分Rr、リアクタンス成分Rx、およびインピーダンスの絶対値|Z|のうちの主数値表示領域51に表示されているもの以外のもの、インダクタンスL、キャパシタンスCおよび位相角θのうちの任意の1つのパラメータ)についても、副数値表示領域54に表示させて確認することができる。つまり、この測定装置1Cによれば、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxのうちから所望の2つのパラメータを選択して、さらにはインピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rr、リアクタンス成分Rx、インダクタンスL、キャパシタンスCおよび位相角θのうちから所望の2つのパラメータを選択して出力部8に表示させて、同時に確認することができる。
As described above, according to the
なお、この測定装置1Cでは、インダクタンスLやキャパシタンスCなどの、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rx以外のパラメータについて算出して、副数値表示領域54に選択的に表示させる構成を採用しているが、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxだけを算出する構成においても、数値表示領域51および副数値表示領域54を有する構成を採用して、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxのうちの数値表示領域51に表示されているパラメータ以外のパラメータを副数値表示領域54に選択的に表示させる構成を採用することもできる。また、測定装置1Cの出力部8では、1つのLCD内に数値表示領域51および副数値表示領域54を配設する構成を採用しているが、数値表示領域51および副数値表示領域54を個別のLCDや7セグメント表示器で構成することもできる。
In the measuring
また、上記した各測定装置1B,1Cでは、出力部8が位相状態表示領域53を有して、この位相状態表示領域53にコイルの記号およびコンデンサの記号のうちのいずれかを表示させる構成を採用しているが、この位相状態表示領域53を有しない構成を採用することもできる。
Further, in each of the measuring
また、上記した各測定装置1B,1Cは、図1に示す測定装置1をベースとして構成しているが、図4に示す測定装置1Aをベースとして、上記した操作部41を破線で示すように配設すると共に、処理部7および出力部8を各測定装置1B,1Cと同様の構成としてもよいのは勿論である。
Further, each of the
また、図8に示す出力部8の単位表示領域55(インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxの単位を示す記号「Ω」と、インダクタンスLの単位を示す記号「mH」と、キャパシタンスCの端子を示す記号「μF」と、位相角θの単位を示す記号「°」のうちのいずれか1つが表示される表示領域)を、図7に示す出力部8の数値表示領域51に対して配設することによって図10に示す構成の出力部8として、インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rr、リアクタンス成分Rx、インダクタンスL、キャパシタンスC、および位相角θのうちのいずれか1つを数値表示領域51に表示させると共に、それに対応した単位を示す記号を単位表示領域55に表示させるように構成することもできる。
Also, the
また、図8に示す出力部8の単位表示領域55(インピーダンスの絶対値|Z|、純抵抗成分Rrおよびリアクタンス成分Rxの単位を示す記号「Ω」と、インダクタンスLの単位を示す記号「mH」と、キャパシタンスCの端子を示す記号「μF」と、位相角θの単位を示す記号「°」のうちのいずれか1つが表示される表示領域)を、図8の数値表示領域51に対しても配設することによって図11に示す構成の出力部8として、図9に示す組み合わせに図12に示す組み合わせを加えて、こららの組み合わせのうちの任意の1組(2つのパラメータ)を数値表示領域51および副数値表示領域54にそれぞれ、対応する単位を示す記号をそれぞれの単位表示領域55に表示させつつ表示させるように構成することもできる。
Also, the
また、上記した各測定装置1,1A,1B,1Cでは、正弦波電圧Va1の基本波と同一周期で、かつ正弦波電圧Va1の基本波に同期した第1信号S1、および第1信号S1に対して位相が90°シフトしている第2信号S2を生成する構成として、第1信号生成部4、第2信号生成部5および位相シフト部22(22A)を使用した構成を採用して、位相シフト部22(22A)が、原信号生成部21で生成した交流電圧(擬似正弦波電圧)Vaを互いの位相が90°シフトしている2種類の正弦波電圧Va1,Va2(正弦波電圧V1,Va2)を生成し、第1信号生成部4が、一方の正弦波電圧Va1(正弦波電圧V1)に基づいて基準クロックCLKに同期した第1信号S1を生成し、第2信号生成部5が、他方の正弦波電圧Va2に基づいて基準クロックCLKに同期した第2信号S2を生成する構成としているが、原信号生成部21、第1信号生成部4、第2信号生成部5および位相シフト部22(22A)を、CPUを使用したデジタル回路や、FPGA(Field Programmable Gate Array )や、CPLD(Complex Programmable Logic Device )を使用して、三角波信号Vtを交流電圧(擬似正弦波電圧)Vaに変換して出力するフィルタを除く他の構成要素を1つのデジタル回路としてまとめて、交流電圧Va、第1信号S1および第2信号S2を生成する統括信号生成部とする構成を採用することもできる。
Further, in each of the
一例として、図13,14,15を参照して、CPUを使用したデジタル回路を使用して統括信号生成部61を構成する例について説明する。
As an example, an example in which the overall
まず、統括信号生成部61の構成について説明する。統括信号生成部61は、図13に示すように、信号生成回路62とBPF63で構成されている。信号生成回路62は、CPU62a、メモリ62bおよびD/A変換回路62cを備えている。この場合、メモリ62bには、CPU62aの動作プログラムと共に、図14に示す信号生成用のデータテーブルDstが予め記憶されている。データテーブルDstには、三角波信号Vtを生成するためのデジタルデータ(本例では一例として、2ビットのデジタルデータ)DA1,DA0、第1信号S1を生成するためのデジタルデータCLK0、および第2信号S2を生成するためのデジタルデータCLK90が1ビットずつ組になって、アドレス1からアドレス12までに12組記憶されている。
First, the configuration of the overall
次いで、統括信号生成部61の動作について説明する。統括信号生成部61では、CPU62aが、動作プログラムに従って動作して、メモリ62bに記憶されているデータテーブルDstから、アドレス1からアドレス12に記憶されている各デジタルデータDA1,DA0,CLK0,CLK90を、図15に示すように、アドレス1,2,3,・・・,11,12の順序で順次周期Tcで読み出す動作を、周期Tで繰り返し実行する。また、CPU62aは、読み出した各アドレスのデジタルデータのうちのデジタルデータDA1,DA0についてはデジタルデータDA1を上位ビットとして、またデジタルデータDA0を下位ビットとしてD/A変換回路62cに出力し、デジタルデータCLK0については、自らの出力ポートのうちの1つに出力し、デジタルデータCLK90については、自らの出力ポートのうちの他の1つに出力する。また、D/A変換回路62cは、CPU62aから出力されたデジタルデータDA1,DA0をアナログ信号Vtに順次変換して出力する。また、BPF63は、この三角波信号Vtを入力してその基本周波数成分(周波数f)を主として通過させ、それ以外の周波数成分を減衰させることにより(基本周波数成分を選択的に通過させることにより)、交流電圧(擬似正弦波電圧)Vaに変換して出力する。
Next, the operation of the overall
これにより、D/A変換回路62cは、図15に示すように、デジタルデータDA1,DA0に応じて値が周期Tcで変化するアナログ信号を三角波信号Vtとして生成して出力し、CPU62aは、各出力ポートから、図15に示すように第1信号S1および第2信号S2を出力する。この場合、データテーブルDstに記憶されているデジタルデータCLK0は、デジタルデータDA1,DA0で示される数値が「2」,「2」と連続する期間における最初の「2」から次の「2」に移行するタイミングに同期して、「0」から「1」に変化したり、逆に「1」から「0」に変化する。このため、デジタルデータCLK0に基づいて生成される第1信号S1は、BPF63から出力される交流電圧Vaのゼロクロス点に同期して振幅が変化する信号、つまり、交流電圧Vaと位相が一致している信号となる。すなわち、CPU62aは、D/A変換回路62cおよびBPF63と共に原信号生成部として機能し、またCPU62aは、第1信号生成部として機能する。
Thereby, as shown in FIG. 15, the D /
一方、データテーブルDstに記憶されているデジタルデータCLK90は、デジタルデータDA1,DA0で示される数値が「3」,「3」,「3」,「3」と連続する期間における2番目の「3」から3番目の「3」に移行するタイミングに同期して「0」から「1」に変化し、デジタルデータDA1,DA0で示される数値が「1」,「1」,「1」,「1」と連続する期間における2番目の「1」から3番目の「1」に移行するタイミングに同期して「1」から「0」に変化する。このため、デジタルデータCLK90に基づいて生成される第2信号S2は、BPF63から出力される交流電圧Vaに対して、位相が90°シフトした信号となる。すなわち、CPU62aは、第2信号生成部としても機能する。
On the other hand, the digital data CLK90 stored in the data table Dst is the second “3” in the period in which the numerical values indicated by the digital data DA1, DA0 are “3”, “3”, “3”, “3”. “0” is changed to “1” in synchronization with the timing of shifting from “3” to the third “3”, and the numerical values indicated by the digital data DA1, DA0 are “1”, “1”, “1”, “ It changes from “1” to “0” in synchronization with the timing of transition from the second “1” to the third “1” in a period consecutive to “1”. For this reason, the second signal S <b> 2 generated based on the digital data CLK <b> 90 is a signal whose phase is shifted by 90 ° with respect to the AC voltage Va output from the
この統括信号生成部61のようなデジタル回路を使用し、デジタルデータDA1,DA0,CLK0,CLK90に基づいて、三角波信号Vt、第1信号S1および第2信号S2を生成する構成を採用することにより、三角波信号Vt、およびこの三角波信号Vtから生成される交流電圧Vaに対して、位相差がゼロの(位相が一致した)第1信号S1と、位相が90°シフトした第2信号S2とを、安定して、しかも容易に生成することができる。また、位相シフト部22(22A)を省略することができるため、位相シフト部22(22A)に対する位相調整作業を省くことができる結果、作業工程を簡略化することができる。
By adopting a configuration that uses a digital circuit such as the integrated
なお、一例として、三角波信号Vtを2ビットのデジタルデータDA1,DA0から生成する構成について上記したが、ビット数をより増加させて、波形が正弦波により近い信号として三角波信号Vtを生成する構成を採用してもよいのは勿論である。また、処理部7を構成するCPU7bがCPU62aを兼用して、処理部7を構成するメモリがメモリ62bを兼用する構成を採用することもできる。
As an example, the configuration for generating the triangular wave signal Vt from the 2-bit digital data DA1 and DA0 has been described above, but the configuration for generating the triangular wave signal Vt as a signal whose waveform is closer to a sine wave by increasing the number of bits. Of course, it may be adopted. Further, it is possible to adopt a configuration in which the
1 測定装置
3 電圧注入部
4 第1信号生成部
5 第2信号生成部
6 電流検出部
7 処理部
8 出力部(表示部)
9 測定対象回路
11b 注入コイル
12b 検出コイル
33 第1切替部
34 第2切替部
41 操作部
Io 交流電流
Rr 純抵抗成分
Rx リアクタンス成分
V1 正弦波電圧
Vb1 電流検出信号
Vb2 反転検出信号
Vd1 第1検出信号
Vd2 第2検出信号
Vo 検査用交流信号
DESCRIPTION OF
9
Claims (8)
前記交流電圧の基本波と同一周期で、かつ当該交流電圧の基本波に同期した第1信号を生成して出力する第1信号生成部と、
前記第1信号に対して位相が直交する第2信号を生成して出力する第2信号生成部とを備え、
前記電流検出部は、前記電流検出信号を前記第1信号を用いて同期検波することによって前記交流電流の実数成分の振幅に応じて振幅が変化する第1検出信号を前記検出信号として出力すると共に、前記電流検出信号を前記第2信号を用いて同期検波することによって前記交流電流の虚数成分の振幅に応じて振幅が変化する第2検出信号を前記検出信号として出力し、
前記処理部は、前記第1検出信号および前記第2検出信号に基づいて前記交流電流の前記電流値の絶対値を算出すると共に当該算出した絶対値と前記検査用交流信号の電圧値とに基づいて前記測定対象回路のインピーダンスの絶対値を算出する抵抗値算出処理と、前記第1検出信号および前記第2検出信号に基づいて前記交流電流と前記検査用交流信号との間の位相角を算出する位相角算出処理と、算出した前記インピーダンスの絶対値と前記位相角とに基づいて前記測定値を算出する測定値算出処理とを実行する測定装置。 A voltage injection unit that injects an inspection AC signal into the measurement target circuit by applying an AC voltage to the injection coil, and an AC current that flows through the measurement target circuit due to the injection of the inspection AC signal is detected by the detection coil And a current detection unit that outputs a detection signal whose amplitude changes according to the amplitude of the alternating current based on the current detection signal output from the detection coil, and a current value of the alternating current based on the detection signal. A processing unit that calculates and calculates at least one of a pure resistance component and a reactance component of the measurement target circuit as a measured value based on the calculated current value of the alternating current and the voltage value of the injected inspection AC signal; A measuring device comprising:
A first signal generation unit that generates and outputs a first signal that has the same period as the fundamental wave of the alternating voltage and is synchronized with the fundamental wave of the alternating voltage;
A second signal generation unit that generates and outputs a second signal whose phase is orthogonal to the first signal;
The current detection unit outputs, as the detection signal, a first detection signal whose amplitude changes according to the amplitude of the real component of the alternating current by synchronously detecting the current detection signal using the first signal. , By synchronously detecting the current detection signal using the second signal, a second detection signal whose amplitude changes according to the amplitude of the imaginary component of the alternating current is output as the detection signal,
The processing unit calculates an absolute value of the current value of the alternating current based on the first detection signal and the second detection signal, and based on the calculated absolute value and a voltage value of the inspection AC signal. A resistance value calculation process for calculating an absolute value of the impedance of the circuit to be measured, and a phase angle between the AC current and the AC signal for inspection based on the first detection signal and the second detection signal And a measurement value calculation process for calculating the measurement value based on the calculated absolute value of the impedance and the phase angle.
前記第1信号生成部は、前記電圧注入部において生成される前記2つの信号のうちの前記一方の信号に基づいて前記第1信号を生成し、
前記第2信号生成部は、前記電圧注入部において生成される前記2つの信号のうちの他方の信号に基づいて前記第2信号を生成する請求項1記載の測定装置。 The voltage injection unit includes an original signal generation unit that generates an AC original signal, and a phase shift unit that generates two AC signals whose phases are orthogonal to each other based on the AC original signal. One of the AC signals is applied to the injection coil as the AC voltage,
The first signal generation unit generates the first signal based on the one of the two signals generated in the voltage injection unit,
The measurement apparatus according to claim 1, wherein the second signal generation unit generates the second signal based on the other signal of the two signals generated by the voltage injection unit.
前記第2信号生成部は、前記第2信号を矩形波に整形して出力し、
前記電流検出部は、前記電流検出信号を反転して反転検出信号として出力する反転部と、当該電流検出信号および当該反転検出信号を入力すると共にいずれか一方を選択的に出力する第1および第2切替部とを備え、当該第1切替部が、前記第1信号に基づいて前記電流検出信号および前記反転検出信号を切り替えて出力することによって当該電流検出信号を同期検波し、当該第2切替部が、前記第2信号に基づいて前記電流検出信号および前記反転検出信号を切り替えて出力することによって当該電流検出信号を同期検波する請求項1または2記載の測定装置。 The first signal generation unit shapes and outputs the first signal into a rectangular wave,
The second signal generation unit shapes the second signal into a rectangular wave and outputs it,
The current detection unit inverts the current detection signal and outputs it as an inverted detection signal, and inputs the current detection signal and the inverted detection signal and selectively outputs one of the first and first 2 switching section, and the first switching section synchronously detects the current detection signal by switching and outputting the current detection signal and the inverted detection signal based on the first signal, and the second switching section. The measuring apparatus according to claim 1, wherein the unit synchronously detects the current detection signal by switching and outputting the current detection signal and the inverted detection signal based on the second signal.
交流原信号用のデジタルデータ、当該交流原信号に対して位相が一致する前記第1信号用のデジタルデータ、および当該交流原信号に対して位相が90°シフトする前記第2信号用のデジタルデータで構成されるデータテーブルが前記メモリに予め記憶され、
前記CPUは、前記交流原信号用、前記第1信号用および前記第2信号用の各前記デジタルデータを前記データテーブルから予め規定された周期で順次読み出す動作を繰り返し実行すると共に、当該交流原信号用のデジタルデータについては前記D/A変換回路に出力し、当該第1信号用および当該第2信号用の各デジタルデータについては対応する出力ポートから出力することによって前記第1信号および前記第2信号を生成し、
前記D/A変換回路は、入力した前記交流原信号用のデジタルデータを三角波信号に変換して出力し、
前記フィルタは、前記三角波信号を前記交流原信号に変換して出力し、
前記電力増幅部は、前記交流原信号に基づいて前記交流電圧を生成して前記注入コイルに印加する請求項1記載の測定装置。 The voltage injection unit includes a memory, a CPU, a D / A conversion circuit, a filter, and a power amplification unit,
Digital data for alternating current original signal, digital data for the first signal whose phase matches the alternating current original signal, and digital data for the second signal whose phase is shifted by 90 ° with respect to the alternating current original signal Is stored in advance in the memory,
The CPU repeatedly executes an operation of sequentially reading the digital data for the AC original signal, the first signal, and the second signal from the data table in a predetermined cycle, and the AC original signal The digital data for the first signal and the second signal are output to the D / A conversion circuit, and the digital data for the first signal and the second signal are output from the corresponding output ports. Generate a signal,
The D / A conversion circuit converts the input digital data for the AC original signal into a triangular wave signal, and outputs it.
The filter converts the triangular wave signal into the AC original signal and outputs the alternating current signal,
The measuring apparatus according to claim 1, wherein the power amplifier generates the AC voltage based on the AC original signal and applies the AC voltage to the injection coil.
前記処理部は、前記操作部に対する操作内容に応じて、前記純抵抗成分、前記リアクタンス成分、前記インピーダンスの絶対値、インダクタンス、キャパシタンス、および位相角のうちから1つを選択して前記表示部に表示させる請求項1から4のいずれかに記載の測定装置。 It has an operation part and a display part,
The processing unit selects one of the pure resistance component, the reactance component, the absolute value of the impedance, the inductance, the capacitance, and the phase angle according to the operation content on the operation unit, and displays the selected value on the display unit. The measuring apparatus according to claim 1, wherein the measuring apparatus is displayed.
前記処理部は、前記操作部に対する操作内容に応じて、前記純抵抗成分、前記リアクタンス成分、前記インピーダンスの絶対値、インダクタンス、キャパシタンス、および位相角のうちから2つを選択して前記主数値表示領域および前記副数値表示領域に表示させる請求項1から4のいずれかに記載の測定装置。 An operation unit, and a display unit having a main numerical value display region and a sub numerical value display region;
The processing unit selects two of the pure resistance component, the reactance component, the absolute value of the impedance, the inductance, the capacitance, and the phase angle according to the operation content of the operation unit, and displays the main numerical value The measuring device according to claim 1, wherein the measuring device is displayed in a region and the sub-value display region.
前記処理部は、前記リアクタンス成分および前記交流電圧の周波数に基づいて前記測定対象回路のインダクタンスおよびキャパシタンスの少なくとも一方を算出し、前記操作部に対する操作内容に応じて、前記純抵抗成分、前記リアクタンス成分、および前記インピーダンスの絶対値のうちから1つを選択して前記主数値表示領域に表示させると共に、当該純抵抗成分、当該リアクタンス成分、および当該インピーダンスの絶対値のうちの当該主数値表示領域に表示されているもの以外のもの、前記算出したインダクタンス、キャパシタンスおよび前記位相角のうちから1つを選択して前記副数値表示領域に表示させる請求項1から4のいずれかに記載の測定装置。 An operation unit, and a display unit having a main numerical value display region and a sub numerical value display region;
The processing unit calculates at least one of an inductance and a capacitance of the measurement target circuit based on the reactance component and the frequency of the AC voltage, and the pure resistance component and the reactance component according to an operation content on the operation unit. And one of the absolute values of the impedance is selected and displayed in the main value display area, and the main value display area of the pure resistance component, the reactance component, and the absolute value of the impedance is selected. The measuring apparatus according to claim 1, wherein one of items other than the displayed item, the calculated inductance, capacitance, and phase angle is selected and displayed in the sub-value display area.
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012108007A (en) * | 2010-11-18 | 2012-06-07 | Hioki Ee Corp | Measuring device |
CN114113794A (en) * | 2021-11-22 | 2022-03-01 | 哈尔滨工业大学(深圳) | Sinusoidal excitation-based conductive cable impedance single-end detection method |
Citations (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS542780A (en) * | 1977-06-08 | 1979-01-10 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Impedance measuring circuit |
JPH0431773A (en) * | 1990-05-25 | 1992-02-03 | Advantest Corp | Measuring device for impedance |
JPH0480667A (en) * | 1990-07-23 | 1992-03-13 | Advantest Corp | Ac vector detector |
JPH0497297A (en) * | 1990-08-10 | 1992-03-30 | Casio Comput Co Ltd | Effect adding device |
JPH05333848A (en) * | 1992-06-02 | 1993-12-17 | Yokogawa Electric Corp | Graphic display device |
JPH0630779U (en) * | 1992-09-29 | 1994-04-22 | 日置電機株式会社 | LCR tester |
JPH06140840A (en) * | 1992-10-28 | 1994-05-20 | Japan Aviation Electron Ind Ltd | Synchronization detector |
JPH09236626A (en) * | 1996-02-28 | 1997-09-09 | Hioki Ee Corp | Display method of measured data in lcr meter |
JPH10319066A (en) * | 1997-05-16 | 1998-12-04 | Hioki Ee Corp | Method and device for measuring equivalent series resistance of capacitive element |
JP2004061372A (en) * | 2002-07-30 | 2004-02-26 | Nf Corp | Impedance parameter estimation device |
JP2004354298A (en) * | 2003-05-30 | 2004-12-16 | Hioki Ee Corp | Circuit board inspection device |
JP2007318169A (en) * | 2001-07-23 | 2007-12-06 | Ebara Corp | Method of polishing |
-
2010
- 2010-08-30 JP JP2010192075A patent/JP5626869B2/en active Active
Patent Citations (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS542780A (en) * | 1977-06-08 | 1979-01-10 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Impedance measuring circuit |
JPH0431773A (en) * | 1990-05-25 | 1992-02-03 | Advantest Corp | Measuring device for impedance |
JPH0480667A (en) * | 1990-07-23 | 1992-03-13 | Advantest Corp | Ac vector detector |
JPH0497297A (en) * | 1990-08-10 | 1992-03-30 | Casio Comput Co Ltd | Effect adding device |
JPH05333848A (en) * | 1992-06-02 | 1993-12-17 | Yokogawa Electric Corp | Graphic display device |
JPH0630779U (en) * | 1992-09-29 | 1994-04-22 | 日置電機株式会社 | LCR tester |
JPH06140840A (en) * | 1992-10-28 | 1994-05-20 | Japan Aviation Electron Ind Ltd | Synchronization detector |
JPH09236626A (en) * | 1996-02-28 | 1997-09-09 | Hioki Ee Corp | Display method of measured data in lcr meter |
JPH10319066A (en) * | 1997-05-16 | 1998-12-04 | Hioki Ee Corp | Method and device for measuring equivalent series resistance of capacitive element |
JP2007318169A (en) * | 2001-07-23 | 2007-12-06 | Ebara Corp | Method of polishing |
JP2004061372A (en) * | 2002-07-30 | 2004-02-26 | Nf Corp | Impedance parameter estimation device |
JP2004354298A (en) * | 2003-05-30 | 2004-12-16 | Hioki Ee Corp | Circuit board inspection device |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012108007A (en) * | 2010-11-18 | 2012-06-07 | Hioki Ee Corp | Measuring device |
CN114113794A (en) * | 2021-11-22 | 2022-03-01 | 哈尔滨工业大学(深圳) | Sinusoidal excitation-based conductive cable impedance single-end detection method |
CN114113794B (en) * | 2021-11-22 | 2024-03-26 | 哈尔滨工业大学(深圳) | Sinusoidal excitation-based conductive cable impedance single-end detection method |
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Publication number | Publication date |
---|---|
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