JP2011229122A - 電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】 ドハティ増幅器においてキャリア増幅器のみが飽和状態となる第一の飽和状態での電力変換効率を向上させることができる電力増幅器を提供する。
【解決手段】 ドハティ増幅器のキャリア増幅器３に、キャリア増幅器３のみが飽和動作する第一の飽和状態において最大効率が得られる２次高調波負荷となるようそれぞれ調整されたキャリア側最適化入力高調波処理回路９とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１を備え、ピーク増幅器６に、キャリア増幅器３とピーク増幅器６とが両方飽和動作する第二の飽和状態において最大効率が得られる２次高調波負荷となるようそれぞれ調整されたピーク側最適化入力高調波処理回路１４とピーク側最適化出力高調波処理回路１６とを備えた電力増幅器としている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高周波信号を増幅する電力増幅器に係り、特にバックオフの大きい領域における電力変換効率を向上させることができる電力増幅器に関する。

［従来の電力増幅器］
送信用電力増幅器は、高周波信号を所要の送信出力に増幅するものであり、ほとんどの無線機において最も多くの電力を消費する部分である。
電力増幅器が消費する電力は、高周波出力に変換されるだけでなく、内部損失となる熱として放出される。
そのため、発熱量を低減して消費電力の低減や信頼性の向上を図るために、電力増幅器の電力変換効率を上げて、無駄な内部損失を抑えることが要求されている。

一般に、増幅器の電力効率は出力電力が飽和出力電力に近づくほど高くなるが、近年の無線通信システムで用いられているＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）といった変調方式では、信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio；ピーク対平均電力比）が大きく、このような信号を増幅する増幅器の電力効率を改善するためには、飽和出力電力よりも低い出力電力においても高い電力効率が要求される。

この要求に応えるために種々の高効率動作方式を取り入れた増幅器があり、例えばドハティ増幅器がある。
ドハティ増幅器は、飽和出力電力より低い出力電力においても高い電力効率が得られるという特徴があるため、近年の無線通信システムにおける増幅器の電力効率改善に有効な手段である。

［一般的なドハティ増幅器：図５］
一般的なドハティ増幅器について図５を用いて説明する。図５は、一般的なドハティ増幅器の構成を示す構成ブロック図である。
図５に示すように、ドハティ増幅器は、信号を分配する分配器３８と、ＡＢ級にバイアスされたキャリア増幅器３９と、Ｂ〜Ｃ級にバイアスされたピーク増幅器４２と、位相調整回路４０と、特性インピーダンスがＺ_Ｌであるλ／４変換器４１と、ノード５０とを備えている。

更に、キャリア増幅器３９は、入力整合回路４４と、増幅素子４５と、出力整合回路４６を備え、ピーク増幅器４２は、入力整合回路４７と、増幅素子４８と、出力整合回路４９とを備えている。
尚、ここでは、増幅素子４５と増幅素子４８は、飽和出力電力が同じものとして説明する。

各構成部分について説明する。
分配器３８は、入力された信号を２つに分配するものである。
位相調整回路４０は、分配器３８で分配された一方の信号の位相を、λ／４変換器４１によって生じる位相の遅れと同じだけ遅らせるものである。

キャリア増幅器３９の入力整合回路４４は、分配器３８と増幅素子４５の入力との整合を取るものである。
増幅素子４５は、ＡＢ級にバイアスされた増幅素子であり、入力電力レベルの低い時から動作するものである。
出力整合回路４６は、増幅素子４５の出力とλ／４変換器４１との整合を取るものである。

ピーク増幅器４２の入力整合回路４７は、位相調整回路４０と増幅素子４８の入力との整合を取るものである。
増幅素子４８は、Ｂ〜Ｃ級にバイアスされた増幅素子であり、入力電力レベルが十分高いときに動作するものである。
出力整合回路４９は、増幅素子４８の出力とノード５０との整合を取るものである。

λ／４変換器４１は、特性インピーダンスがＺ_Ｌの信号周波数に対して、λ／４の電気長を有する伝送線路であり、キャリア増幅器３９とノード５０とを接続し、インピーダンスを変換するものである。
ノード５０は、λ／４変換器４１からの出力とピーク増幅器４２からの出力とを合成するものである。

［ドハティ増幅器の動作：図５］
次に、ドハティ増幅器の動作について図５を用いて説明する。
図５に示すように、入力端子３７より入力された信号は、分配器３８によって、キャリア増幅器３９と位相調整回路４０とに分配される。
位相調整回路４０に入力した信号は、ノード５０においてλ／４変換器４１の出力とピーク増幅器４２との出力が同相で合成されるよう、λ／４変換器４１で生じる位相遅れの分、位相が遅らされ、ピーク増幅器４２に入力されて増幅され、ノード５０に出力される。

キャリア増幅器３９に入力された信号は、増幅されてλ／４変換器４１に出力され、λ／４変換器４１からノード５０に出力され、ピーク増幅器４２で増幅された信号とノード５０で合成され、出力負荷４３に出力される。

ドハティ増幅器では、キャリア増幅器３９とピーク増幅器４２とでバイアス条件が異なるため、各増幅器に入力される信号のレベルによって、キャリア増幅器３９のみが動作している状態と、キャリア増幅器３９とピーク増幅器４２の両方が動作している状態がある。

入力レベルが低い場合には、ＡＢ級にバイアスされたキャリア増幅器３９のみが動作し、ピーク増幅器４２は動作していないため、ノード５０からみたピーク増幅器４２のインピーダンスは理想的には無限大となる。

このときのキャリア増幅器３９の信号周波数における負荷インピーダンスＺ_ｃは、出力負荷４３の負荷インピーダンスＺ_Ｌ／２をλ／４変換器４１によってインピーダンス変換した値となり、以下の式で表わされる。

このように、キャリア増幅器３９のみが動作しているときの、キャリア増幅器３９の信号周波数における負荷インピーダンスＺ_ｃは、出力負荷４３の負荷インピーダンスＺ_Ｌ／２がλ／４変換器４１によってインピーダンス変換され、２Ｚ_Ｌとなる。

ここから入力信号レベルを上げていくと、キャリア増幅器３９のみが負荷インピーダンス２Ｚ_Ｌで動作して、飽和状態となる。この状態を第一の飽和状態とする。

次に、キャリア増幅器３９とピーク増幅器４２の両方が動作している状態について説明する。
第一の飽和状態からさらに入力電力を上げていくと、ピーク増幅器４２が動作し始め、ドハティ増幅器からはキャリア増幅器３９の出力と、ピーク増幅器４２の出力の合成電力が出力される。

ピーク増幅器４２が動作し始めると、ノード５０からみたピーク増幅器４２側のインピーダンスが、無限大からＺ_Ｌへと遷移していき、それに伴いキャリア増幅器３９の負荷インピーダンスＺ_ｃは２Ｚ_ＬからＺ_Ｌへと遷移していく。

キャリア増幅器３９とピーク増幅器４２の両方が飽和状態となった時、ノード５０からみたピーク増幅器４２側のインピーダンスはＺ_Ｌとなる。
この状態を第二の飽和状態とする。このとき、キャリア増幅器３９とピーク増幅器４２の信号周波数における負荷インピーダンスは共にＺ_Ｌとなる。

キャリア増幅器３９のみが飽和動作している第一の飽和状態での負荷インピーダンス２Ｚ_Ｌは、キャリア増幅器３９とピーク増幅器４２の両方が飽和動作している第二の飽和状態での各増幅器の負荷インピーダンスＺ_Ｌの倍となるため、ピーク増幅器４２が動作していない状態でのキャリア増幅器３９の飽和出力電力は、両方の増幅器が動作している場合のキャリア増幅器３９の飽和出力電力の半分、つまりドハティ増幅器全体の飽和出力電力の１／４となる。

［バックオフ−電力効率特性：図６］
ドハティ増幅器のバックオフ−電力効率特性について、図６を用いて説明する。図６は、ドハティ増幅器のバックオフ−電力効率特性を示す説明図である。
図６に示すように、ドハティ増幅器全体の飽和出力電力の１／４の出力電力（バックオフ：−６ｄＢ）において、キャリア増幅器４１のみが飽和動作している第一の飽和状態となり、高い電力効率で動作する。

ドハティ増幅器全体の飽和出力電力においては、キャリア増幅器３９とピーク増幅器４２の両方が飽和動作している第二の飽和状態となり、キャリア増幅器３９とピーク増幅器４２が共に高い電力効率で動作する。

このように、ドハティ増幅器では、増幅器全体の飽和出力電力の１／４の出力電力と、増幅器全体の飽和出力電力の２点において増幅器が飽和動作することで、飽和出力電力だけでなく飽和出力電力よりも低い出力電力でも高い電力効率が得られるものである。

［Ｆ級増幅器］
また、使用する各増幅器単体の飽和出力時の電力効率を高めることで、ドハティ増幅器の電力効率を更に向上させることが期待できる。
増幅器単体の電力効率を向上させる技術として、Ｆ級増幅器がある。
Ｆ級増幅器は、増幅素子の出力に高調波を反射する高調波処理回路を設け、増幅素子から見た出力負荷を偶数次高調波において短絡、奇数次高調波において開放とすることで、トランジスタのドレイン電圧とドレイン電流の時間波形が重ならないようにし、トランジスタの損失を理想的には零にする方式である。

一般には、Ｆ級増幅器は、高調波が増幅素子から多く出力される飽和出力付近において効率向上の効果を発揮する。
ドハティ増幅器に、Ｆ級増幅器のような高調波処理を行った増幅器を適用することでさらなる電力効率の向上が期待できる（非特許文献１参照）。

［高調波処理回路を備えたドハティ増幅器：図７］
高調波処理回路を備えたドハティ増幅器について図７を用いて説明する。図７は、高調波処理回路を備えたドハティ増幅器の構成ブロック図である。
図７に示すように、高調波処理回路を備えたドハティ増幅器は、図５に示した一般的なドハティ増幅器と同様に、入力端子１９と、分配器２０と、キャリア増幅器２１と、位相調整回路２２と、ピーク増幅器２４と、インピーダンス変換器２３と、ノード３６とを備えている。

更に、キャリア増幅器２１は、入力整合回路２６と、高調波処理回路２７と、増幅素子２８と、高調波処理回路２９と、出力整合回路３０とから構成されている。
同様に、ピーク増幅器２４は、入力整合回路３１と、高調波処理回路３２と、増幅素子３３と、高調波処理回路３４と、出力整合回路３５とから構成されている。

高調波処理回路２７及び高調波処理回路２９は、キャリア増幅器２１における高調波負荷インピーダンスを調整し、高調波処理回路３２と高調波処理回路３４は、ピーク増幅器２４における高調波負荷インピーダンスを調整する。
高調波処理を行うことにより、高調波処理回路を備えたドハティ増幅器は、一般的なドハティ増幅器に比べて効率が向上する。
尚、従来の構成においては、キャリア増幅器２１の高調波負荷と、ピーク増幅器２４の高調波負荷は同一の負荷条件に対して効率が良くなるように調整されている。

［信号周波数と高調波の負荷インピーダンス：図８］
ところで、高調波を利用した増幅器の整合回路を設計する際には、基本波の負荷インピーダンス及び高調波の負荷インピーダンスをそれぞれ最適な条件に設定する必要があるが、信号周波数における負荷が変化した場合、最も高い電力効率が得られる高調波負荷が変化する。

信号周波数における増幅素子から見た出力負荷と、最適な２倍波負荷の変化について図８を用いて説明する。図８は、信号周波数における増幅素子から見た出力負荷と最適２倍波負荷の変化の一例を示す説明図である。
信号周波数における負荷インピーダンスが、負荷インピーダンスＡの場合と、負荷インピーダンスＢの場合とでは、それぞれ最も高い電力効率が得られる２倍波負荷が異なることがわかる。

［ドハティ増幅器における出力負荷インピーダンスの変化］
ドハティ増幅器では、前述したように、キャリア増幅器の信号周波数における出力負荷がピーク増幅器の動作状態により変化し、これにより、増幅器全体の飽和出力電力よりも低い出力電力における高効率動作を実現するものとなっている。
しかしながら、ピーク増幅器の動作の有無によって信号周波数における出力負荷が変化するため、図８に示したように、高調波処理による効果が大きい高調波の負荷も変化してしまう。

［従来の増幅器における基本波と高調波の負荷インピーダンス：図９］
従来の高調波処理回路を備えたドハティ増幅器（図７参照）では、キャリア増幅器２１における高調波負荷インピーダンスと、ピーク増幅器２４における高調波負荷インピーダンスとが同一となるよう、高調波処理回路２７及び高調波処理回路２９、高調波処理回路３２及び高調波処理回路３４が構成されていた。

具体的には、キャリア増幅器２１とピーク増幅器２４が共に飽和動作状態にある第二の飽和状態において最大の電力効率の改善が得られるように、高調波処理回路２７，２９，３２，３４が調整されている。

従来の高調波処理回路を備えたドハティ増幅器（従来の増幅器）におけるキャリア増幅器２１の増幅素子２８及びピーク増幅器２４の増幅素子３８から見た信号周波数と２倍波の出力負荷インピーダンスについて図９を用いて説明する。図９は、従来の増幅器における基本波（信号周波数）と高調波（２倍波）の出力負荷インピーダンスを示す説明図であり、（ａ）はキャリア増幅器、（ｂ）はピーク増幅器について示す。
ドハティ増幅器におけるキャリア増幅器２１の出力負荷は、第一の飽和状態では２Ｚ_Ｌ、第二の飽和状態ではＺ_Ｌと異なるため、図９（ａ）に示すように、出力整合回路３０を介して増幅素子２８からみた負荷インピーダンスも異なる。

キャリア増幅器２１の増幅素子２８から見た基本波負荷インピーダンスは、第一の飽和状態においてはマーカー△で示され、第二の飽和状態においてはマーカー○で示される点となる。
そして、信号周波数の出力負荷の変化に応じて、最も高い効率が得られる２倍波の出力負荷も異なるものとなり、第一の飽和状態で最大の効率が得られる２倍波の出力負荷はマーカー▲の点であり、第二の飽和状態で最大の効率が得られる２倍波の出力負荷はマーカー●の点となる。

また、図９（ｂ）に示すように、ピーク増幅器２４は、第一の飽和状態では動作していないため第二の飽和状態の負荷についてのみ示すが、第二の飽和状態におけるピーク増幅器側の信号周波数における負荷はキャリア増幅器側と同じである。

そして、従来の増幅器では、同一条件で最大効率となるよう各高調波処理回路が調整されており、例えば、第二の飽和状態において最大の効率が得られるよう、キャリア増幅器２１とピーク増幅器２４の各高調波処理回路が調整された構成となっており、高調波の出力負荷はいずれも図９（ａ）（ｂ）のマーカー□で示される同一の点に設定されている。

［従来の構成における電力効率特性：図１０］
従来の増幅器におけるバックオフ−電力効率特性について図１０を用いて説明する。図１０は、従来の増幅器におけるバックオフ−電力効率特性を示す説明図である。
図１０に示すように、第二の飽和状態において最大の効率が得られるように、キャリア増幅器とピーク増幅器の高調波出力負荷を同一に調整している従来の増幅器では、全ての領域において一般的なドハティ増幅器よりは良好な効率となる。
しかし、第二の飽和状態では十分な効率改善が得られるものの、キャリア増幅器のみが動作する第一の飽和状態（バックオフ−６ｄＢの点）においては、信号周波数の出力負荷が第二の飽和状態とは異なるため、最適な高調波負荷とはならず、十分な効率改善は認められない。

［関連技術］
尚、高調波処理を行うドハティ増幅器に関する先行技術としては、特開２００９−１９４４２１号公報（出願人：株式会社日立国際電気、特許文献１）がある。
特許文献１には、高調波反射回路を備えた増幅器の入力段に、２次高調波を発生して位相及び振幅を調整する高調波発生回路を備え、増幅器出力での２次高調波反射レベルを上げて電力効率を向上させる高周波電力増幅器が記載されている。

特開２００９−１９４４２１号公報

鈴木他，「Ｆ級動作を用いたマイクロ波ドハティ増幅器」，電子情報通信学会，エレクトロニクスソサイエティ大会，Ｃ−２−２６，２００２年

しかしながら、従来の高調波処理回路を備えたドハティ増幅器では、キャリア増幅器とピーク増幅器の高調波処理回路を、共に第二の飽和状態において最大の効率が得られる高調波出力負荷となるよう調整しているので、キャリア増幅器のみが動作する第一の飽和状態においては十分な電力変換効率の改善が得られないという問題点があった。

本発明は、上記実状に鑑みて為されたもので、特にバックオフの大きい領域において高い電力効率を実現することができる電力増幅器を提供することを目的とする。

上記従来例の問題点を解決するための本発明は、ＡＢ級で動作する第１の増幅素子を有するキャリア増幅器と、Ｂ級又はＣ級で動作する第２の増幅素子を有するピーク増幅器とを備え、キャリア増幅器とピーク増幅器の出力を合成して出力するドハティ増幅器を有する電力増幅器であって、キャリア増幅器のみが動作して飽和する第１の飽和状態での電力効率を高くするための構成として、キャリア増幅器に、高調波を反射し、第１の増幅素子から見た高調波出力負荷インピーダンスを、第１の飽和状態においてキャリア増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとしたキャリア側高調波処理回路を備え、ピーク増幅器に、高調波を反射し、第２の増幅素子から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器とピーク増幅器とが共に飽和状態となる第２の飽和状態において、ピーク増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするピーク側高調波処理回路を備えたことを特徴としている。

また、本発明は、上記電力増幅器において、第１の飽和状態及び第２の飽和状態での電力効率を高くするための構成として、入力電力レベルを検出する検波器と、検波器で検出された入力電力レベルに応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、判定回路が、入力電力レベルが第１の飽和状態におけるレベルから第２の飽和状態におけるレベルまでの間で、キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするようにキャリア側高調波処理回路を制御する制御信号を出力し、キャリア側高調波処理回路が、判定回路から出力される制御信号に従って、キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを変化させることを特徴としている。

また、本発明は、上記電力増幅器において、第１の飽和状態及び第２の飽和状態での電力効率を高くするための構成として、入力電力レベルを検出する検波器と、検波器で検出された入力電力レベルに応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、キャリア側高調波処理回路が、入力端子と、出力端子と、入力端子と出力端子との間に設けられた高調波の整合回路と、整合回路と出力端子との間に接続された基本波の１／４波長の長さの伝送線路と、第１の先端開放スタブ及び第２の先端開放スタブと、制御信号に従って第１の先端開放スタブ又は第２の先端開放スタブを切り替えて伝送線路に直列に接続するスイッチと、伝送線路とスイッチとの間に接続された基本波の１／４波長の長さの第３の先端開放スタブとを備え、第１の先端開放スタブが、第１の飽和状態においてキャリア増幅器の効率が最大となる２次高調波の負荷インピーダンスとする長さであり、第２の先端開放スタブが、第２の飽和状態においてキャリア増幅器の効率が最大となる２次高調波の負荷インピーダンスとする長さであり、判定回路が、入力電力レベルが予め設定されているしきい値未満であればスイッチを第１の先端開放スタブに切り替える制御信号を出力し、入力電力レベルがしきい値以上であればスイッチを第２の先端開放スタブに切り替える制御信号を出力することを特徴としている。

また、本発明は、上記電力増幅器において、第１の飽和状態及び第２の飽和状態での電力効率を高くするための構成として、キャリア増幅器又はピーク増幅器のドレイン電流量を検出する電流検出器と、電流検出器で検出されたドレイン電流量に応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、判定回路が、キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするようにキャリア側高調波処理回路を制御する制御信号を出力し、キャリア側高調波処理回路が、判定回路から出力される制御信号に従って、キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを変化させることを特徴としている。

本発明によれば、ＡＢ級で動作する第１の増幅素子を有するキャリア増幅器と、Ｂ級又はＣ級で動作する第２の増幅素子を有するピーク増幅器とを備え、キャリア増幅器とピーク増幅器の出力を合成して出力するドハティ増幅器を有する電力増幅器であって、キャリア増幅器のみが動作して飽和する第１の飽和状態での電力効率を高くするための構成として、キャリア増幅器に、高調波を反射し、第１の増幅素子から見た高調波出力負荷インピーダンスを、第１の飽和状態においてキャリア増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとしたキャリア側高調波処理回路を備え、ピーク増幅器に、高調波を反射し、第２の増幅素子から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器とピーク増幅器とが共に飽和状態となる第２の飽和状態において、ピーク増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするピーク側高調波処理回路を備えた電力増幅器としているので、キャリア増幅器のみが動作するバックオフの大きい領域において高調波反射の効果が十分に得られるようにして電力変換効率を向上させることができ、特にＣＤＭＡやＯＦＤＭ信号等の第１の飽和状態で動作する確率の高い信号の増幅において大幅に効率向上を図ることができる効果がある。

また、本発明によれば、上記電力増幅器において、第１の飽和状態及び第２の飽和状態での電力効率を高くするための構成として、入力電力レベルを検出する検波器と、検波器で検出された入力電力レベルに応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、判定回路が、入力電力レベルが第１の飽和状態におけるレベルから第２の飽和状態におけるレベルまでの間で、キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするようにキャリア側高調波処理回路を制御する制御信号を出力し、キャリア側高調波処理回路が、判定回路から出力される制御信号に従って、キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを変化させる電力増幅器としているので、第１の飽和状態から第２の飽和状態の間で高調波反射の効果を十分に得られるようにして電力変換効率を向上させ、広い出力電力レベルに亘って増幅器全体の効率を向上させることができる効果がある。

また、本発明によれば、第１の飽和状態及び第２の飽和状態での電力効率を高くするための構成として、入力電力レベルを検出する検波器と、検波器で検出された入力電力レベルに応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、キャリア側高調波処理回路が、入力端子と、出力端子と、入力端子と出力端子との間に設けられた高調波の整合回路と、整合回路と出力端子との間に接続された基本波の１／４波長の長さの伝送線路と、第１の先端開放スタブ及び第２の先端開放スタブと、制御信号に従って第１の先端開放スタブ又は第２の先端開放スタブを切り替えて伝送線路に直列に接続するスイッチと、伝送線路とスイッチとの間に接続された基本波の１／４波長の長さの第３の先端開放スタブとを備え、第１の先端開放スタブが、第１の飽和状態においてキャリア増幅器の効率が最大となる２次高調波の負荷インピーダンスとする長さであり、第２の先端開放スタブが、第２の飽和状態においてキャリア増幅器の効率が最大となる２次高調波の負荷インピーダンスとする長さであり、判定回路が、入力電力レベルが予め設定されているしきい値未満であればスイッチを第１の先端開放スタブに切り替える制御信号を出力し、入力電力レベルがしきい値以上であればスイッチを第２の先端開放スタブに切り替える制御信号を出力する上記電力増幅器としているので、第１の飽和状態だけでなく、第２の飽和状態においても高調波反射の効果を十分に得られるようにして電力変換効率を向上させ、広い出力電力レベルに亘って増幅器全体の効率を向上させることができる効果がある。

また、本発明によれば、第１の飽和状態及び第２の飽和状態での電力効率を高くするための構成として、キャリア増幅器又はピーク増幅器のドレイン電流量を検出する電流検出器と、電流検出器で検出されたドレイン電流量に応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、判定回路が、キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするようにキャリア側高調波処理回路を制御する制御信号を出力し、キャリア側高調波処理回路が、判定回路から出力される制御信号に従って、キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを変化させる上記電力増幅器としているので、簡易な回路構成で入力信号電力を低減させずに高調波負荷を調整でき、第１の飽和状態だけでなく、第２の飽和状態においても高調波反射の効果を十分に得られるようにして電力変換効率を向上させ、広い出力電力レベルに亘って増幅器全体の効率を向上させることができる効果がある。

本発明の実施の形態に係る電力増幅器の構成ブロック図である。 （ａ）（ｂ）は、第１の増幅器における高調波処理回路の構成例を示す回路図である。 （ａ）は、第１の増幅器のキャリア増幅器における基本波と２次高調波の負荷インピーダンスを示す説明図であり、（ｂ）は、第１の増幅器のピーク増幅器における基本波と２次高調波の負荷インピーダンスを示す説明図である。 第１の増幅器におけるバックオフ−電力効率特性を示す説明図である。 一般的なドハティ増幅器の構成を示す構成ブロック図である。 ドハティ増幅器のバックオフ−電力効率特性を示す説明図である。 高調波処理回路を備えたドハティ増幅器の構成ブロック図である。 信号周波数における増幅素子から見た出力負荷と最適２倍波負荷の変化の一例を示す説明図である。 従来の増幅器における基本波（信号周波数）と高調波（２倍波）の出力負荷インピーダンスを示す説明図であり、（ａ）はキャリア増幅器、（ｂ）はピーク増幅器について示す。 従来の増幅器におけるバックオフ−電力効率特性を示す説明図である。 本発明の第２の実施の形態に係る電力増幅器の構成ブロック図である。 第２の増幅器のキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′の回路図である。 第２の増幅器におけるバックオフ−電力効率特性を示す説明図である。 第２の増幅器の別の構成を示す構成ブロック図である。 本発明の第３の実施の形態に係る電力増幅器の構成ブロック図である。 キャリア側最適化入力高調波処理回路９′の回路図である。 入力信号電力と電流検出回路８４に流れるドレイン電流との関係を示す模式説明図である。 電流検出回路８４の構成例を示す回路図である。 第３の増幅器の別の構成を示す構成ブロック図である。 入力信号電力と電流検出回路８４′に流れるドレイン電流との関係を示す模式説明図である。

［発明の概要］
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施の形態に係る電力増幅器は、キャリア増幅器とピーク増幅器にそれぞれ高調波処理回路を備えたドハティ増幅器において、キャリア増幅器の高調波処理回路が、キャリア増幅器のみが飽和動作する第一の飽和状態で最も電力効率が高くなるよう設定され、ピーク増幅器の高調波処理回路が、キャリア増幅器とピーク増幅器の両方が飽和動作する第二の飽和状態でピーク増幅器の出力電力効率が最も高くなるよう設定された構成であり、第二の飽和状態だけでなく第一の飽和状態における電力効率を向上させて、特に第一の飽和状態付近で動作することが多いピーク対平均電力比の大きいＣＤＭＡ信号やＯＦＤＭ信号の増幅において、顕著な電力効率の向上を図ることができるものである。

また、本発明の実施の形態に係る電力増幅器は、上記電力増幅器において、高調波処理回路が、入力端子と、出力端子と、入力端子と出力端子の間に設けられた高調波の整合回路と、整合回路と出力端子との間に接続された基本波の１／４波長の長さの伝送線路と、伝送線路に直列に接続された第１の先端開放スタブと、伝送線路と第１の先端開放スタブとの間に接続された基本波の１／４波長の長さの第２の先端開放スタブとを備え、第１の先端解放スタブの長さが、キャリア増幅器では、第一の飽和状態で最大の効率が得られる高調波負荷となるよう調整され、ピーク増幅器では、第二の飽和状態で最大の効率が得られる高調波負荷となるよう調整されているので、簡易な構成で、第一の飽和状態と第二の飽和状態での最適な高調波負荷を設定することができ、第一の飽和状態における電力効率を向上させて、ピーク対平均電力比の大きいＣＤＭＡ信号やＯＦＤＭ信号の増幅において、顕著な電力効率の向上を図ることができるものである。

また、本発明の実施の形態に係る電力増幅器は、ドハティ増幅器のキャリア増幅器に、高調波処理回路と、入力電力レベルを検出する検波器と、検出された入力レベルに応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、当該高調波処理回路が、入力端子と、出力端子と、入力端子と出力端子の間に設けられた高調波の整合回路と、整合回路と出力端子との間に接続された基本波の１／４波長の長さの伝送線路と、長さの異なる第３，第４の先端開放スタブと、第３又は第４の先端開放スタブを切り替えて伝送線路に直列に接続するスイッチと、伝送線路とスイッチとの間に接続された基本波の１／４波長の長さの第５の先端開放スタブとを備え、第３の先端開放スタブが、第一の飽和状態でキャリア増幅器において最大の効率が得られる高調波負荷となる電気長であり、第４の先端開放スタブが、第二の飽和状態でキャリア増幅器において最大の効率が得られる高調波負荷となる電気長であるものであり、入力電力レベルに応じてキャリア増幅器における最適な高調波負荷を切り替えて設定することができ、第一の飽和状態と第二の飽和状態の両方で効率を向上させ、広い出力電力レベルに亘って増幅器全体の効率を向上させるものである。

また、本発明の実施の形態に係る電力増幅器は、ドハティ増幅器のキャリア増幅器に、高調波処理回路と、キャリア増幅器のドレイン電流量を検出する電流検出回路と、検出されたドレイン電流量に応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、当該高調波処理回路が、入力端子と、出力端子と、入力端子と出力端子の間に設けられた高調波の整合回路と、整合回路と出力端子との間に接続された基本波の１／４波長の長さの伝送線路と、長さの異なる第３，第４の先端開放スタブと、第３又は第４の先端開放スタブを切り替えて伝送線路に直列に接続するスイッチと、伝送線路とスイッチとの間に接続された基本波の１／４波長の長さの第５の先端開放スタブとを備え、第３の先端開放スタブが、第一の飽和状態でキャリア増幅器において最大の効率が得られる高調波負荷となる電気長であり、第４の先端開放スタブが、第二の飽和状態でキャリア増幅器において最大の効率が得られる高調波負荷となる電気長であるものであり、入力電力レベルに応じて変化するドレイン電流量を検出することにより、入力信号レベルを低減させず、また、入力電力レベル検出の高周波回路を不要とし、入力電力レベルに応じてキャリア増幅器における最適な高調波負荷を切り替えて設定することができ、第一の飽和状態と第二の飽和状態の両方で効率を向上させ、広い出力電力レベルに亘って増幅器全体の効率を向上させるものである。

［第１の実施の形態に係る電力増幅器の構成：図１］
本発明の第１の実施の形態に係る電力増幅器の構成について図１を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る電力増幅器の構成ブロック図である。
図１に示すように、本発明の第１の実施の形態に係る電力増幅器（第１の増幅器）は、一般的なドハティ増幅器と同様に、入力端子１と、分配器２と、キャリア増幅器３と、位相調整回路４と、インピーダンス変換器５と、ピーク増幅器６と、ノード１８とを備えている。

更に、キャリア増幅器３は、入力整合回路８と、キャリア側最適化入力高調波処理回路９と、ＡＢ級にバイアスされた増幅素子１０と、キャリア側最適化高調波処理回路１１と、出力整合回路１２とから構成されている。
同様に、ピーク増幅器６は、入力整合回路１３と、ピーク側最適化高調波処理回路１４と、Ｂ〜Ｃ級にバイアスされた増幅素子１５と、ピーク側最適化高調波処理回路１６と、出力整合回路１７とから構成されている。

上記構成部分の内、キャリア側最適化入力高調波処理回路９と、キャリア側出力最適化高調波処理回路１１と、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６とが第１の増幅器の特徴部分となっており、詳細は後述する。

また、入力整合回路８は、キャリア側最適化入力高調波処理回路９と共に、信号周波数について、増幅素子１０と入力側負荷とのインピーダンス整合をとるものである。
同様に、入力整合回路１３は、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４と共に、信号周波数について、増幅素子１５と入力側負荷とのインピーダンス整合をとるものである。

出力整合回路１２は、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１と共に、信号周波数について、増幅素子１０と出力側負荷とのインピーダンス整合をとるものである。
同様に、出力整合回路１７は、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６と共に、信号周波数について、増幅素子１５と出力側負荷とのインピーダンス整合をとるものである。
他の構成部分については、従来の増幅器と同様の構成及び動作である。

［キャリア側の最適化高調波処理回路の設定］
第１の増幅器の特徴部分について説明する。
まず、キャリア側最適化入力高調波処理回路９とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１について説明する。
尚、高調波処理は、理想的には増幅素子の出力側負荷のみで２次高調波を反射することで実現できるが、実際には、入力側の負荷が出力側負荷に影響を与えるため、本増幅器では入力側にも高調波処理回路を備えて最適な高調波処理を行うようにしている。

キャリア側最適化入力高調波処理回路９とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１は、入力レベルが低くピーク増幅器６が動作していない領域において、高い電力効率となるよう構成されている。
つまり、キャリア増幅器３のみが動作している状態の信号周波数の出力負荷に合わせて、キャリア増幅器３の電力効率が最大になるような高調波負荷とすることで、高調波処理の効果を高め、電力効率を向上させるものであり、特に、第一の飽和状態においてキャリア増幅器３に最適な２次高調波負荷を与えるよう設定される。

これにより、キャリア増幅器３のみが動作する第一の飽和状態において、高調波による効率向上の効果が十分得られるため、キャリア増幅器３が高い電力効率で動作し、増幅器全体の飽和出力より低い出力電力の領域において、高い効率が得られるものである。
特に、ＣＤＭＡやＯＦＤＭといったＰＡＰＲが大きい変調方式の信号に適用した場合に電力変換効率を著しく向上させることができるものである。

［ピーク側最適化高調波処理回路］
次に、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６について説明する。
ピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６は、キャリア増幅器３とピーク増幅器６が両方とも飽和している第二の飽和状態において、ピーク増幅器６の電力効率が最も高くなるよう、ピーク増幅器６に最適な２次高調波負荷を与えるよう設定されている。

特に、第１の増幅器においては、キャリア増幅器３のキャリア側最適化入力高調波処理回路９と、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１が第一の飽和状態に合わせて設定された状態で、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６の調整を行うようになっている。
これにより、第二の飽和状態においても良好な電力効率が得られるものである。

［高調波処理回路の構成：図２］
次に、図１に示したキャリア側最適化入力高調波処理回路９と、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１と、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６の構成について図２を用いて説明する。尚、ここでは、これらの回路を総称して「高調波処理回路」として説明する。図２（ａ）（ｂ）は、第１の増幅器における高調波処理回路の構成例を示す回路図である。
図２（ａ）に示すように、第１の増幅器の高調波処理回路は、入力端子５６と、出力端子５７と、整合回路５１と、伝送線路５２と、先端解放スタブ５３と、先端解放スタブ５４とを備えている。

伝送線路５２と、先端開放スタブ５３とは、基本波の波長をλとすると、λ／４の長さ（電気長）を備えている。
また、先端開放スタブ５４は、任意の長さＬを備えている。先端開放スタブ５４の長さＬは、通常、各高調波処理回路によって異なる。

各構成部分について説明する。
整合回路５１は、入力側の高調波処理回路においては、２次高調波について、増幅素子と入力側負荷とのインピーダンス整合をとるものであり、出力側においては、２次高調波について、増幅素子の出力と整合回路５１以降の回路との負荷インピーダンス整合をとる回路である。
また、整合回路５１以降の伝送線路及びスタブの特性インピーダンスは、整合回路５１によるインピーダンス変換によって基本波のＱが高くなりすぎないように、２次高調波負荷と基本波負荷との関係に応じて、任意に設定される。
尚、整合回路５１は、基本波に対してはプリマッチ回路として動作する。

第１の増幅器における高調波処理回路の高調波負荷について説明する。
図２（ａ）の高調波処理回路において、伝送線路５２は、基本波に対してλ／４の長さであるため、２次高調波についてはλ／２となり、Ｂ点の負荷Ｚ_BとＡ点から伝送線路５２側をみた負荷Ｚ_A52は同じになる。

また、先端開放スタブ５３は、基本波に対してλ／４の長さであるため、２次高調波についてはλ／２の長さとなり、Ｂ点での先端開放スタブ５３側の負荷は無限大となって、先端開放スタブ５３の負荷はＢ点に影響しない。
そのため、Ｂ点における２次高調波の負荷は、先端開放スタブ５４の長さＬによって決まる。

Ａ点での負荷は、伝送線路５２側の負荷と、高調波処理回路の出力に接続される負荷Ｚ_MCとの合成となる。
基本波については、先端開放スタブ５３が基本波に対しλ/４の長さであるため、先端開放スタブ５４の長さによらず、Ｂ点の負荷は常に０となる。
また、伝送線路５２が基本波に対しλ／４の長さであるため、Ａ点における伝送線路５２側の負荷は無限大となり、先端開放スタブ５４の長さＬを変更しても基本波の負荷は変化しない。
すなわち、高調波処理回路は、基本波についてはプリマッチ回路となる。

また、第１の増幅器の高調波処理回路の別の構成を図２（ｂ）に示す。
図２（ｂ）に示すように、別の構成の高調波処理回路は、先端開放スタブ５３が接続されたＢ点と先端開放スタブ５４との間に、整合回路５５を備えている。
整合回路５１だけでは伝送線路５２及び先端開放スタブ５４との２次高調波の負荷整合が十分にとれない場合には、このように、先端開放スタブ５４と伝送線路５２との間に別の整合回路５５を入れて、調整を行うことも可能である。

［第１の増幅器の高調波負荷インピーダンスの設定方法：図１、図２］
第１の増幅器の高調波処理回路はいずれも、基本的には図２（ａ）又は（ｂ）に示した構成であるが、先端開放スタブ５４の長さＬは、通常、それぞれ異なったものとなる。
各高調波処理回路の設定方法について説明する。
第１の増幅器では、まず、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１について、第一の飽和状態において、高調波反射によってキャリア増幅器３で最大の効率が得られる２次高調波の負荷インピーダンスとなるよう、先端開放スタブ５４の電気長Ｌを調整する。

その上で、入力側の負荷インピーダンスが出力側に影響するため、第一の飽和状態においてキャリア増幅器３で最大の効率が得られるよう、キャリア側最適化入力高調波処理回路９の先端開放スタブ５４の長さＬを調整して、入力側の２次高調波負荷インピーダンスを調整する。
そして、入力側の調整後に再度、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１の微調整を行って、第一の飽和状態においてキャリア増幅器３で最大の効率が得られるように設定する。

キャリア側の調整後に、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６の調整を行う。その際、キャリア側の高調波処理回路の設定は保持しておく。
まず、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６を、第二の飽和状態において高調波反射によってピーク増幅器６が最大の効率となる高調波負荷インピーダンスとなるよう調整する。
そして、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４の調整を行い、その後、再度ピーク側最適化出力高調波処理回路１６を微調整する。
このようにして第１の増幅器における高調波処理回路の設定が行われるものである。

尚、増幅素子の出力側にのみ高調波処理回路を設けた場合でも、まずキャリア側のキャリア側最適化出力高調波処理回路１１を第一の飽和状態で最大の効率が得られるよう調整し、その状態を保持したまま、ピーク側のピーク側最適化出力高調波処理回路１６を第二の飽和状態でピーク増幅器６の効率が良くなるよう調整する。

［第１の増幅器における基本波と高調波の負荷インピーダンス：図３］
第１の増幅器における高調波負荷インピーダンスについて図３を用いて説明する。図３（ａ）は、第１の増幅器のキャリア増幅器における基本波と２次高調波の負荷インピーダンスを示す説明図であり、（ｂ）は、第１の増幅器のピーク増幅器における基本波と２次高調波の負荷インピーダンスを示す説明図である。
図３（ｂ）に示すように、ピーク増幅器６については、図９（ｂ）に示した従来の増幅器と同様に、第二の飽和状態において最大の効率が得られる２倍波の負荷インピーダンス（マーカー●）と、上述した手順で設定されたピーク増幅器６の２倍波負荷インピーダンス（マーカー□）とは一致しており、第二の飽和状態においてピーク増幅器６は高調波処理の効果が十分に得られるものとなっている。

また、図３（ａ）に示すように、キャリア増幅器３の増幅素子１０から見た基本波の負荷インピーダンスは、第一の飽和状態においてはマーカー△の点であり、第二の飽和状態においてはマーカー○の点となる。
そして、基本波の負荷インピーダンスの変化に応じて、キャリア増幅器３において最も高い効率が得られる２倍波の負荷インピーダンスも第一の飽和状態（▲）と第二の飽和状態（●）とで異なるが、第１の増幅器の特徴として、上述した手順によって設定されたキャリア増幅器３の２倍波負荷インピーダンス（マーカー□）は、第一の飽和状態においてキャリア増幅器３で最大の効率が得られる２倍波の負荷インピーダンスと一致しており、第一の飽和状態においてキャリア増幅器３で最大の高調波処理効果が得られるようになっている。

このように、第１の増幅器では、キャリア側最適化入力高調波処理回路９とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１は、キャリア増幅器のみが動作する第一の飽和状態での効率が最大となるよう２次高調波負荷が調整されたものとなり、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４とピーク側最適化出力高調波処理回路１６は、ピーク増幅器も動作する第二の飽和状態でのピーク増幅器６の効率が最大となるよう２次高調波負荷が調整されたものとなる。

［第１の増幅器の電力効率特性：図４］
第１の増幅器におけるバックオフ−電力効率特性について図４を用いて説明する。図４は、第１の増幅器におけるバックオフ−電力効率特性を示す説明図である。
図４に示すように、第１の増幅器では、第一の飽和領域を中心とするバックオフの大きい領域において、通常のドハティ増幅器や高調波処理回路を備えた従来の増幅器に比べて良好な電力効率が得られる。これは、キャリア増幅器の高調波処理回路を、第一の飽和状態において最大の効率となるよう設定しているためである。

一方、第１の増幅器においては、増幅器全体が飽和状態となる第二の飽和状態における電力効率は、通常のドハティ増幅器よりは良好な効率であるが、高調波処理回路を備えた従来の増幅器に比べるとやや効率が低い。
これは、従来の増幅器が、キャリア増幅器とピーク増幅器の高調波処理回路を両方とも第二の飽和状態に合わせて調整しているのに対して、第１の増幅器ではキャリア増幅器の高調波処理回路は第一の飽和状態で最適となるように設定しており、第二の飽和状態においてはキャリア増幅器の高調波負荷が最適な負荷とはならないためである。

しかしながら、ＣＤＭＡやＯＦＤＭといったＰＡＰＲが大きい変調方式の信号では、第一の飽和状態付近において動作する確率が高いため、第一の飽和状態付近の電力効率を向上させる第１の増幅器をこれらの信号の増幅に適用すれば、第二の飽和状態での効率がやや低下しても、全体として顕著な効率向上の効果が得られるものである。

［第１の実施の形態の効果］
本発明の第１の実施の形態に係る電力増幅器によれば、ドハティ増幅器のキャリア増幅器３に、キャリア増幅器３のみが動作する第一の飽和状態において最大効率が得られる２次高調波負荷となるようそれぞれ調整されたキャリア側最適化入力高調波処理回路９とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１を備え、ピーク増幅器６に、キャリア増幅器３とピーク増幅器６とが両方動作する第二の飽和状態において最大効率が得られる２次高調波負荷となるようそれぞれ調整されたピーク側最適化入力高調波処理回路１４とピーク側最適化出力高調波処理回路１６とを備えているので、通常のドハティ増幅器と比べると、第２の飽和状態だけでなく第一の飽和状態付近において十分な高調波処理の効果を得ることができ、ＣＤＭＡやＯＦＤＭといったＰＡＰＲが大きい変調方式の信号に適用した場合に電力変換効率を著しく向上させることができる効果がある。

尚、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１とピーク側最適化出力高調波処理回路１６のみを備えた構成としても効率向上の効果は得られるが、キャリア側最適化入力高調波処理回路９とピーク側最適化入力高調波処理回路１４とを備えることにより、増幅素子の入力側における２次高調波の負荷も最適に調整して、更に、入力側の調整に応じて出力側の負荷を調整することにより、一層電力変換効率を向上させることができる効果がある。

また、第１の実施の形態に係る電力増幅器によれば、入力端子５６と出力端子５７の間に設けられた高調波の整合回路５１と、整合回路５１と出力端子５７との間に接続された基本波の１／４波長の長さの伝送線路５２と、伝送線路５２に直列に接続された第１の先端開放スタブ５４と、伝送線路５２と第１の先端開放スタブ５４との間に接続された基本波の１／４波長の長さの第２の先端開放スタブ５３とを備え、第１の先端解放スタブ５４の長さＬを調整することにより、高調波負荷を調整可能な構成としているので、簡易な構成で、キャリア増幅器３とピーク増幅器６の高調波負荷を容易に最適に調整することができ、ドハティ増幅器全体の効率を向上させることができる効果がある。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態に係る電力増幅器について説明する。
第２の実施の形態に係る電力増幅器（第２の増幅器）は、キャリア側最適化出力高調波処理回路に、第一の飽和状態でキャリア増幅器に最適な２次高調波負荷を与える先端開放スタブと、第二の飽和状態でキャリア増幅器に最適な２次高調波負荷を与える別の先端開放スタブとを備え、入力電力レベルに応じていずれかの先端開放スタブを切り替えてλ／４伝送線路に接続するものであり、入力電力レベルが変化しても最適な高調波負荷をキャリア増幅器に与えることができ、増幅器全体の電力効率を更に向上させるものである。

［第２の実施の形態に係る電力増幅器の構成：図１１］
本発明の第２の実施の形態に係る電力増幅器の構成について図１１を用いて説明する。図１１は、本発明の第２の実施の形態に係る電力増幅器の構成ブロック図である。
図１１に示すように、本発明の第２の実施の形態に係る電力増幅器（第２の増幅器）は、基本的な構成は第１の増幅器とほぼ同様であって、キャリア増幅器３とピーク増幅器６とを備えたドハティ増幅器であり、キャリア増幅器３にキャリア側最適化入力高調波処理回路９と、キャリア側最適化出力高調波処理１１′を備え、ピーク増幅器６にピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理１６を備えている。また、ノード１８の後段にλ／４変換器８が設けられている。

そして、第２の増幅器の特徴部分として、分配器７１と、検波器７２と、判定回路７３とを備えており、キャリア増幅器３のキャリア側最適化出力高調波処理１１′の構成が第１の増幅器とは異なっている。

第２の増幅器の特徴部分について説明する。
分配器７１は、入力された信号を分配器２と検波器７２とに分配する。
検波器７２は、入力された信号を検波して入力電力レベルを検出する。
判定回路７３は、しきい値を記憶しており、検波器７２で検出された入力電力レベルをしきい値と比較し、比較結果に基づいてキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′を制御する制御信号を出力する。判定回路７３は、例えばオペアンプ等を用いたコンパレータで構成される。

判定回路７３に設定されるしきい値は、必ずしもピーク増幅器６が動作し始める点でなくてもよく、第一の飽和状態と第二の飽和状態との間の値で、計算や実験に基づいて最適な値が設定されるようになっている。例えば、図４に示した電力効率特性において、第１の増幅器の効率と、従来の増幅器の効率とが交差する点（バックオフ：−４ｄＢ）付近に設定することが考えられる。

［キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′の構成：図１２］
第２の増幅器の特徴部分であるキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′の構成について図１２を用いて説明する。図１２は、第２の増幅器のキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′の回路図である。
図１２に示すように、第２の増幅器のキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′は、第１の増幅器のキャリア側最適化出力高調波処理回路１１（図２（ａ）参照）と同様の部分として、入力端子５６と、出力端子５７と、整合回路５１と、伝送線路５２と、先端解放スタブ５３とを備えており、第２の増幅器の特徴部分として、スイッチ５９と、先端開放スタブ６０と、先端開放スタブ６１と、制御信号入力端子６４とを備えている。

図２と同様に、伝送線路５２と先端開放スタブ５３は、周波数信号のλ／４の電気長を備えている。
尚、先端開放スタブ６０、先端開放スタブ６１、先端開放スタブ５３は、それぞれ、請求項における第１の先端開放スタブ、第２の先端開放スタブ、第３の先端開放スタブに相当している。

先端開放スタブ６０の電気長Ｌ1は、第一の飽和状態においてキャリア増幅器３の効率が最大となる２次高調波負荷を与える長さに設定されており、先端開放スタブ６１の電気長Ｌ2は、ピーク増幅器も動作する第二の飽和状態においてキャリア増幅器３の効率が最大となる２次高調波負荷を与える長さに設定されている。

つまり、第２の増幅器では、キャリア増幅器３の効率が最大となる高調波の負荷条件が、ピーク増幅器６の動作の有無によって変化することを考慮して、第一の飽和状態に合わせた高調波負荷インピーダンスを設定する先端開放スタブ６０と、第二の飽和状態においてキャリア増幅器３の効率が最大となる高調波負荷インピーダンスを設定する先端開放スタブ６１とを備え、入力電力に応じて切り替えるようにしたものである。
これにより、第一の飽和状態と第二の飽和状態のそれぞれについて、キャリア増幅器３で十分な高調波処理の効果が得られ、効率が良くなるものである。

また、制御信号入力端子６４は、判定回路７３からの制御信号を入力する。
スイッチ５９は、制御信号入力端子６４を介して入力される制御信号によって先端開放スタブ６０又は６１のいずれかを切り替えて伝送線路５２に接続する。
そして、接続された先端開放スタブ６０又は６１の電気長に応じた２次高調波負荷が、キャリア増幅器３に与えられるものである。

［第２の増幅器の動作：図１１，図１２］
次に、第２の増幅器の特徴部分の動作について説明する。
第２の増幅器では、入力端子１から入力された信号は、分配器７１で分配され、検波器７２と分配器２に入力される。分配器２に入力された信号については第１の増幅器と同様であり、説明を省略する。

検波器７２に入力された信号は、検波によって入力電力レベルが検出されて判定回路７３に出力され、判定回路７３が、入力電力レベルをしきい値と比較して、しきい値よりも小さい場合には、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′のスイッチ５９を先端開放スタブ６０側に切り替える制御信号を出力する。
キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′では、スイッチ５９が先端開放スタブ６０側に切り替えられ、キャリア増幅器３のみが動作している第一の飽和状態において、高調波反射によりキャリア増幅器３の効率が最大となる最適な２次高調波負荷インピーダンスとなる。

また、判定回路７３で、入力電力レベルがしきい値以上であると判定された場合には、判定回路７３は、スイッチ５９を先端開放スタブ６１側に切り替える制御信号を出力する。
これにより、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′のスイッチ５９が先端開放スタブ６１側に切り替えられ、キャリア増幅器３とピーク増幅器６が共に飽和動作している第二の飽和状態において、キャリア増幅器３の効率が最大となるような最適な２次高調波負荷インピーダンスとなる。

尚、キャリア側最適化入力高調波処理回路９と、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６は、第１の増幅器における高調波処理回路の構成（図２（ａ）又は（ｂ））と同様であり、第１の増幅器と同様に設定されている。
つまり、キャリア側最適化入力高調波処理回路９は、第一の飽和状態においてキャリア増幅器３の効率が最大となるように設定され、ピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理回路１６は、第二の飽和状態においてピーク増幅器６の出力が最適となるように設定されている。

［第２の増幅器の電力効率特性：図１３］
第２の増幅器におけるバックオフ−電力効率特性について図１３を用いて説明する。図１３は、第２の増幅器におけるバックオフ−電力効率特性を示す説明図である。
図１３に示すように、第２の増幅器では、バックオフの大きい領域から増幅器全体の飽和出力に至るまで、全ての出力電力において通常のドハティ増幅器や高調波処理回路を備えた従来の増幅器に比べて良好な電力効率が得られている。

第２の増幅器では、キャリア増幅器３のみが動作する第一の飽和状態ではキャリア増幅器３のみを考慮して最大の効率が得られる２次高調波負荷インピーダンスとすると共に、ピーク増幅器６も動作する領域においては基本波負荷インピーダンスが変化するため、スイッチ５９を切り替えて、第２の飽和状態でキャリア増幅器３の効率が最大となる２次高調波負荷インピーダンスとすることにより、全ての領域において従来の増幅器よりも良好な電力効率が得られるものである。

［第２の増幅器の別の構成：図１４］
次に、第２の増幅器の別の構成について図１４を用いて説明する。図１４は、第２の増幅器の別の構成を示す構成ブロック図である。
図１４に示すように、第２の増幅器の別の構成は、図１１に示した第２の増幅器と基本的な構成は同様であり、キャリア増幅器３のキャリア側最適化入力高調波処理回路９の代わりに、図１２に示したキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′と同様の構成を備えたキャリア側最適化入力高調波処理回路９′を備え、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′に対しても判定回路７３からの制御信号で先端開放スタブを切り替えるようになっている。

別の構成の第２の増幅器におけるキャリア側最適化入力高調波処理回路９′とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′の基本的な構成は、図１２に示した高調波処理回路の構成であるが、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′では、先端開放スタブ６０と先端開放スタブ６１の長さＬ1，Ｌ2は、それぞれ異なる長さとなっている。

そして、第２の増幅器の別の構成では、判定回路７３からの制御信号をキャリア側最適化入力高調波処理回路９′とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′とに入力して、増幅素子の入力側においても入力電力レベルに応じて接続する先端開放スタブを切り替え、最適な高調波負荷インピーダンスとする構成としたものである。
他の構成部分については第２の増幅器と同様である。

そして、判定回路７３が、検波器７２で検出された入力電力レベルとしきい値とを比較して、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′に制御信号を出力する。しきい値は、第２の増幅器と同様の値に設定されている。
これにより、入力電力レベルがしきい値より低ければ、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′のスイッチ５９が先端開放スタブ６０側に切り替えられ、入力電力レベルがしきい値以上であれば、スイッチ５９が６１側に切り替えられる。

第２の増幅器の別の構成では、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′の先端開放スタブ６０，６１の長さを、それぞれ、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′を先端開放スタブ６０又は６１側に切り替えた場合に最大の効率が得られるように設定することにより、増幅素子の出力側でのみ切り替えを行う第２の増幅器に比べて一層効率の向上を図ることができる効果がある。

また、判定回路７３に、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′のスイッチ５９を切り替えるしきい値（第１のしきい値）に加えて、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′のスイッチ５９を切り替えるしきい値（第２のしきい値）を備えておき、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′とキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′とを異なるタイミングで切り替えるようにしてもよい。

［第２の増幅器の変形例］
また、スイッチを用いて複数の先端開放スタブを切り替えるのではなく、バリキャップダイオードと１つのスタブとを組み合わせて、検波器７２で検波した入力電力レベルに応じてバリキャップダイオードの容量を制御することにより、徐々に高調波の反射位相を制御することも可能である。この場合には、判定回路７３は検波器７２で検波した入力電力レベルに応じてバリキャップダイオードの容量を制御する制御回路となる。

更に、第２の増幅器では２本の先端開放スタブを切り替えるようにしたが、３本以上設け、入力電力の領域をより細かく分類し、それぞれの領域に応じて最適な高調波負荷となる先端開放スタブを選択するようにしてもよい。この場合、判定回路７３に、各先端開放スタブを選択する領域に応じた複数のしきい値を設定しておくものである。
これにより、入力電力レベルの変化に応じて最適な高調波負荷を精度よく設定することができ、一層増幅器の効率を向上させることができるものである。

［第２の実施の形態の効果］
本発明の第２の実施の形態に係る電力増幅器によれば、ドハティ増幅器のキャリア増幅器３にキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′と、入力電力レベルを検出する検波器７２と、検出された入力電力レベルに応じてキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′を制御する制御信号を出力する判定回路７３を備え、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′が、入力端子５６と、出力端子５７と、入力端子５６と出力端子５７の間に設けられた高調波の整合回路５１と、整合回路５１と出力端子５７との間に接続された基本波の１／４波長の長さの伝送線路５２と、第一の飽和状態でキャリア増幅器３において最大の効率が得られる高調波負荷となる電気長を備えた先端開放スタブ６０と、第二の飽和状態でキャリア増幅器３において最大の効率が得られる高調波負荷となる電気長を備えた先端開放スタブ６１と、制御信号に従って先端開放スタブ６０，６１を切り替えて伝送線路５２に直列に接続するスイッチ５９と、伝送線路５２とスイッチ５９との間に接続された基本波の１／４波長の長さの先端開放スタブ５３とを備えた電力増幅器としているので、入力電力レベルに応じてキャリア増幅器３における最適な高調波負荷を切り替えて設定することができ、第一の飽和状態と第二の飽和状態の両方で良好な効率が得られ、広い出力電力レベルに亘って増幅器の効率を向上させることができる効果がある。

また、第２の増幅器の別の構成によれば、第２の増幅器の構成に加えて、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′にも２種類の先端開放スタブ６０，６１とスイッチ５９とを備え、判定回路７３からの制御信号によってキャリア側最適化入力高調波処理回路９′の先端開放スタブ６０又は６１を切り替えるようにしているので、入力電力レベルに応じて、増幅素子の入力側の高調波負荷を切り替えて設定することができ、一層増幅器の効率を向上させることができる効果がある。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態に係る電力増幅器（第３の増幅器）について説明する。
第３の増幅器は、第２の増幅器と同様に、キャリア側最適化出力高調波処理回路とキャリア側最適化入力高調波処理回路に、第一の飽和状態でキャリア増幅器に最適な２次高調波負荷を与える先端開放スタブと、第二の飽和状態でキャリア増幅器に最適な２次高調波負荷を与える別の先端開放スタブとを備えたものであるが、増幅器への入力電力の代わりにキャリア増幅器のドレイン電流を検出して、それに応じて先端開放スタブを切り替えていずれかの先端開放スタブをλ／４伝送線路に接続するものであり、入力信号電力を減少させず、簡単な回路構成で入力電力レベルの変化に応じた最適な高調波負荷をキャリア増幅器に与えることができ、増幅器全体の電力効率を更に向上させるものである。

［第３の実施の形態に係る電力増幅器の構成：図１５］
第３の増幅器の構成について図１５を用いて説明する。図１５は、本発明の第３の実施の形態に係る電力増幅器の構成ブロック図である。
図１５に示すように、第３の増幅器は、基本的な構成は図１３に示した第２の増幅器の別の構成とほぼ同様であって、キャリア増幅器３にキャリア側最適化入力高調波処理回路９′と、キャリア側最適化出力高調波処理１１′とを備え、ピーク増幅器６にピーク側最適化入力高調波処理回路１４と、ピーク側最適化出力高調波処理１６を備えている。また、ノード１８の後段にλ／４変換器７４が設けられている。

キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′の構成は、図１２に示した第２の増幅器におけるキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′の構成と同じであり、第一の飽和状態においてキャリア増幅器３の効率が最大となる２次高調波負荷を与える電気長Ｌ1の先端解放スタブ６０と、第二の飽和状態においてキャリア増幅器３の効率が最大となる２次高調波負荷を与える電気長Ｌ2の先端解放スタブ６１とを備えている。
また、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′の構成もほぼ同様であり、後述する。

そして、キャリア増幅器３の入力整合回路８にゲートバイアス電源回路８１が接続され、ピーク増幅器６の入力整合回路１３にゲートバイアス電源回路８５が接続され、それぞれ、増幅素子１０、１５にゲートバイアス電圧を印加する。
また、キャリア増幅器３とピーク増幅器６のドレイン側には、それぞれ、ドレインバイアス電源回路８３とドレインバイアス電源回路８６とが設けられ、ドレインバイアス電圧を印加する。

更に、第３の増幅器の特徴部分として、キャリア増幅器３の出力整合回路１２とドレインバイアス電源回路８３との間に電流検出回路８４が設けられ、電流検出回路８４の検出電流出力側に判定回路８２が設けられている。
電流検出回路８４は、キャリア増幅器３の増幅素子１０のドレイン電流量を検出する。

判定回路８２には、しきい値が記憶されており、電流検出回路８４で検出されたドレイン電流量をしきい値と比較して、比較結果に基づいてキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′及びキャリア側最適化入力高調波処理回路９′を制御する制御信号を出力する。具体的には、判定回路８２は、キャリア増幅器３から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器３の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするようにキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′及びキャリア側最適化入力高調波処理回路９′を制御する制御信号を出力する。

［キャリア側最適化入力高調波処理回路９′の構成：図１６］
キャリア側最適化入力高調波処理回路９′について図１６を用いて説明する。図１６は、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′の回路図である。
キャリア側最適化入力高調波処理回路９′は、図１２に示したキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′とほぼ同様の構成であり、入力端子９１と、整合回路９２と、出力端子９３と、伝送線路９４と、先端解放スタブ９５と、スイッチ９６と、先端開放スタブ９７と、先端開放スタブ９８と、制御信号入力端子９９とを備えている。
整合回路９２は、増幅素子１０と入力側負荷とのインピーダンス整合をとる。

伝送線路９４と先端開放スタブ９５は、周波数信号のλ／４の電気長を備えている。
尚、先端開放スタブ９７、先端開放スタブ９８、先端開放スタブ９５は、それぞれ、請求項における第１の先端開放スタブ、第２の先端開放スタブ、第３の先端開放スタブに相当している。

そして、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′と同様に、先端開放スタブ９７の電気長Ｌ1は、キャリア増幅器３のみが動作する第一の飽和状態においてキャリア増幅器３の効率が最大となる２次高調波負荷を与える長さに設定されており、先端開放スタブ９８の電気長Ｌ2は、ピーク増幅器６も動作する第二の飽和状態においてキャリア増幅器３の効率が最大となる２次高調波負荷を与える長さに設定されている。
そして、スイッチ９６が、制御信号入力端子９９からの制御信号に従って、先端解放スタブ９７又は９８のいずれかを伝送線路９４に接続する。

［入力信号電力とドレイン電流：図１７］
次に、入力信号電力とドレイン電流との関係について図１７を用いて説明する。図１７は、入力信号電力と電流検出回路８４に流れるドレイン電流との関係を示す模式説明図である。
図１７に示すように、増幅器の入力信号電力が増加すると、ドレイン電流も増加する特性を備えている。そこで、第２の増幅器で用いた入力電力のしきい値に対応するキャリア増幅器３のドレイン電流量をドレイン電流のしきい値として設定することにより、ドレイン電流の検出で第２の増幅器と同様の入力電力レベルに応じた高調波負荷の制御を行うことができるものである。
第３の増幅器においては、判定回路８２に当該ドレイン電流のしきい値が設定されている。

［電流検出回路８４：図１８］
次に、電流検出回路８４について図１８を用いて説明する。図１８は、電流検出回路８４の構成例を示す回路図である。
図１８に示すように、電流検出回路８４は、入力端子１００と、抵抗１０１と、差動増幅器１０２と、電位差出力端子１０３と、出力端子１０４とを備えている。
そして、上記構成の電流検出回路８４においては、入力端子１００から入力されたドレイン電流は、抵抗１０１を通って出力端子１０４からキャリア増幅器３に出力される。その際、低い抵抗値を持つ抵抗１０１の両端の電位差を検出し、差動増幅器１０２で増幅して、電位差出力端子１０３から判定回路８２に出力される。検出される電位差は、ドレイン電流の大きさに対応している。

このように、第３の増幅器では、ドレイン電流を検出することにより、入力信号電力を直接検波しないため、入力信号電力を減少させることがないものである。また、入力信号電力検出のための高周波回路を必要としないため、簡単な回路構成で実現でき、コストを低減できるものである。

［第３の増幅器の動作：図１５］
次に、第３の増幅器の動作について図１５、図１２、図１６を用いて説明する。
第３の増幅器では、入力端子１に入力された信号は、分配器２で分配され、キャリア増幅器３とピーク増幅器６とに入力される。基本的な動作は第１の増幅器と同様であるため、ここでは省略する。
そして、第３の増幅器の特徴として、電流検出回路８４が、キャリア増幅器３のドレイン電流量を検出して、判定回路８２に出力する。判定回路８２は、入力されたドレイン電流量としきい値とを比較して、検出されたしきい値がしきい値よりも小さい場合には、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′に対して、スイッチ５９を先端開放スタブ６０側に切り替える制御信号を出力すると共に、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′に対して、スイッチ９６を先端開放スタブ９７側に切り替える制御信号を出力する。

これにより、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′及びキャリア側最適化入力高調波処理回路９′では、キャリア増幅器３のみが動作している第一の飽和状態において、高調波反射によりキャリア増幅器３の効率が最大となる最適な２次高調波負荷インピーダンスとなる。

また、判定回路８２は、検出されたドレイン電流量がしきい値よりも大きいと判定した場合には、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′に対して、スイッチ５９を先端開放スタブ６１側に切り替える制御信号を出力すると共に、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′に対して、スイッチ９６を先端開放スタブ９８側に切り替える制御信号を出力する。
これにより、キャリア増幅器３とピーク増幅器６が共に飽和動作している第二の飽和状態において、キャリア増幅器３の効率が最大となるような最適な２次高調波負荷インピーダンスとなる。

［第３の増幅器の別の構成：図１９］
次に、第３の増幅器の別の構成について図１９を用いて説明する。図１９は、第３の増幅器の別の構成を示す構成ブロック図である。
別の構成の第３の増幅器は、キャリア増幅器３のドレイン電流を検出する代わりに、ピーク増幅器６のドレイン電流を検出して、キャリア増幅器３の高調波負荷の制御を行うものである。

図１９に示すように、別の構成の第３の増幅器の基本的な構成は、図１５に示した第３の増幅器と同様であるが、電流検出回路８４′が、キャリア増幅器３側ではなく、ピーク増幅器６のドレイン側に設けられている。
また、図１５に示した第３の増幅器における判定回路８２の代わりに判定回路８２′が設けられている。

電流検出回路８４′は、ピーク増幅器６の増幅素子１５のドレイン電流量を検出する。
判定回路８２′は、検出されたドレイン電流量と予め記憶されているしきい値とを比較して、比較結果に基づいて、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′とキャリア側最適化入力高調波処理回路９′とを制御する制御信号を出力し、ドレイン電流量に応じてスイッチを適切な先端解放スタブに接続させる。

具体的には、判定回路８２′は、入力されたドレイン電流量としきい値とを比較して、検出されたドレイン電流量がしきい値よりも小さい場合には、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′に対して、スイッチ５９を先端開放スタブ６０側に切り替える制御信号を出力すると共に、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′に対して、スイッチ９６を先端開放スタブ９７側に切り替える制御信号を出力する。これにより、ピーク増幅器６′がほとんど動作していない第一の飽和状態において、高調波反射によりキャリア増幅器３の効率が最大となる最適な２次高調波負荷インピーダンスを与えることができるものである。

また、判定回路８２′は、検出されたドレイン電流量がしきい値よりも大きい場合には、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′に対して、スイッチ５９を先端開放スタブ６１側に切り替える制御信号を出力すると共に、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′に対して、スイッチ９６を先端開放スタブ９８側に切り替える制御信号を出力する。これにより、キャリア増幅器３とピーク増幅器６とが両方動作している第二の飽和状態において、キャリア増幅器３の効率が最大となる最適な２次高調波インピーダンスとすることがができるものである。

［第３の増幅器の別の構成におけるドレイン電流：図２０］
次に、第３の増幅器の別の構成におけるドレイン電流について図２０を用いて説明する。図２０は、入力信号電力と電流検出回路８４′に流れるドレイン電流との関係を示す模式説明図である。
図２０に示すように、ピーク増幅器６は、Ｂ級又はＣ級にバイアスされているため、ＡＢ級にバイアスされているキャリア増幅器３とは入力信号電力とドレイン電流の関係は異なるものとなる。
つまり、電流検出回路８４′においては、入力信号電力が小さい状態では増幅素子１５のドレイン電流は流れず、入力信号電力が一定の値を超えるとドレイン電流は急激に増加する。

そして、第３の増幅器の別の構成では、第２の増幅器で用いた入力電力のしきい値に対応するピーク増幅器６のドレイン電流の値をドレイン電流しきい値として判定回路８２′に設定しておくことにより、ピーク増幅器６のドレイン電流を用いても入力電力レベルに応じた高調波負荷の制御を行うことができるものである。

［第３の増幅器の変形例］
また、第２の増幅器の変形例と同様に、第３の増幅器の変形例として、スイッチを用いて複数の先端開放スタブを切り替える代わりに、バリキャップダイオードと１つのスタブとを組み合わせて、電流検出回路８４，８４′で検出したドレイン電流量に応じてバリキャップダイオードの容量を制御することにより、徐々に高調波の反射位相を制御することも可能である。この場合には、判定回路８２，８２′は、電流検出回路８４，８４′で検出したドレイン電流量に応じてバリキャップダイオードの容量を制御する制御回路となる。

更に、第３の増幅器のキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′，キャリア側最適化入力高調波処理回路９′では２本の先端開放スタブを切り替えるようにしたが、３本以上設け、入力電力の領域をより細かく分類し、それぞれの領域に応じて最適な高調波負荷となる先端開放スタブを選択するようにしてもよい。この場合、判定回路８２，８２′に、各先端開放スタブを選択する領域に応じた複数のしきい値を設定しておくものである。
これにより、入力電力レベルの変化に応じて最適な高調波負荷を精度よく設定することができ、一層増幅器の効率を向上させることができるものである。

［第３の実施の形態の効果］
本発明の第３の実施の形態に係る電力増幅器によれば、ドハティ増幅器のキャリア増幅器３にキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′とキャリア側最適化入力高調波処理回路９′と、キャリア増幅器３のドレイン電流量を検出する電流検出回路８４と、検出されたドレイン電流量に応じてキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′及びキャリア側最適化入力高調波処理回路９′とを制御する制御信号を出力する判定回路８２を備え、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′が、判定回路８２からの制御信号に従って先端解放スタブ６０又は６１を切り替えて接続し、キャリア側最適化入力高調波処理回路９′が、判定回路８２からの制御信号に従って先端解放スタブ９７又は９８を切り替えて接続する電力増幅器としているので、判定回路８２におけるキャリア増幅器３のドレイン電流量のしきい値を入力電力レベルに応じて設定しておくことにより、入力電力レベルに応じてキャリア増幅器３における最適な高調波負荷を切り替えて設定することができ、第一の飽和状態と第二の飽和状態の両方において良好な効率が得られ、広い出力電力レベルに亘って増幅器の効率を向上させることができ、更に、簡易な回路構成で入力信号電力を低減させずに高調波負荷を制御できる効果がある。

また、第３の増幅器の別の構成によれば、ピーク増幅器６のドレイン電流量を検出する電流検出回路８４′と、検出されたドレイン電流量に応じてキャリア側最適化出力高調波処理回路１１′及びキャリア側最適化入力高調波処理回路９′とを制御する制御信号を出力する判定回路８２′を備え、キャリア側最適化出力高調波処理回路１１′及びキャリア側最適化入力高調波処理回路９′が、判定回路８２′からの制御信号に従って適切な先端解放スタブに接続を切り替える電力増幅器としているので、判定回路８２′におけるピーク増幅器３のドレイン電流量のしきい値を入力電力レベルに応じて設定しておくことにより、入力電力レベルに応じてキャリア増幅器３における最適な高調波負荷を切り替えて設定することができ、第一の飽和状態と第二の飽和状態の両方において良好な効率が得られ、広い出力電力レベルに亘って増幅器の効率を向上させることができ、更に、簡易な回路構成で入力信号電力を低減させずに高調波負荷を制御できる効果がある。

本発明は、高調波処理を利用してバックオフの大きい領域における電力変換効率を向上させることができる電力増幅器に適している。

１，１９，３７...入力端子、 ２，２０，３８...分配器、 ３，２１，３９...キャリア増幅器、 ４，２２，４０...位相調整回路、 ５，２３...インピーダンス変換器、 ６，２４...ピーク増幅器、 ７，２５，４３...出力負荷、 ８，２６，３１，４４，４７...入力整合回路、 ９，９′...キャリア側最適化入力高調波処理回路、 １０，３０，３５，４５，４８...増幅素子、 １１，１１′...キャリア側最適化出力高調波処理回路、 １２，４６，４９...出力整合回路、 １３，２６，３１...入力整合回路、 １４...ピーク側最適化入力高調波処理回路、 １５，２８，３３...増幅素子、 １６...ピーク側最適化出力高調波処理回路、 １７...出力整合回路、 １８，５０...ノード、 ２７，２９，３２，３４...高調波処理回路、 ４１...λ／４変換器、 ５１，５５...整合回路、 ５２...伝送線路、 ５３，６０，６１...先端開放スタブ、 ５６...入力端子、 ５７...出力端子、 ５９...スイッチ、 ６４...制御信号入力端子、 ７１...分配器、 ７２...検波器、 ７３...判定回路、 ２１...伝送線路、 ２２...先端開放スタブ、 ２３...先端開放スタブ、 ２４...出力側基本波整合・２次高調波反射回路、 ２５...整合回路、 ８１，８５...ゲートバイアス電源回路、 ８２，８２′...判定回路、 ８３，８６...ドレインバイアス電源回路、 ８４，８４′...電流検出回路、 １００...入力端子、 １０１...抵抗、 １０２...差動増幅器、 １０３...電位差出力端子、 １０４...出力端子

Claims (3)

1. ＡＢ級で動作する第１の増幅素子を有するキャリア増幅器と、
   Ｂ級又はＣ級で動作する第２の増幅素子を有するピーク増幅器とを備え、
   前記キャリア増幅器と前記ピーク増幅器の出力を合成して出力するドハティ増幅器を有する電力増幅器であって、
   前記キャリア増幅器に、高調波を反射し、前記第１の増幅素子から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器のみが動作して飽和する第１の飽和状態において前記キャリア増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとしたキャリア側高調波処理回路を備え、
   前記ピーク増幅器に、高調波を反射し、前記第２の増幅素子から見た高調波出力負荷インピーダンスを、前記キャリア増幅器と前記ピーク増幅器とが共に飽和状態となる第２の飽和状態において、前記ピーク増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするピーク側高調波処理回路を備えたことを特徴とする電力増幅器。
2. 入力電力レベルを検出する検波器と、
   前記検波器で検出された入力電力レベルに応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、
   前記判定回路が、前記キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするようにキャリア側高調波処理回路を制御する制御信号を出力し、
   前記キャリア側高調波処理回路が、前記判定回路から出力される制御信号に従って、前記キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを変化させることを特徴とする請求項１記載の電力増幅器。
3. キャリア増幅器又はピーク増幅器のドレイン電流量を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器で検出されたドレイン電流量に応じて高調波処理回路を制御する制御信号を出力する判定回路とを備え、
   前記判定回路が、前記キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを、キャリア増幅器の効率が最大となる高調波出力負荷インピーダンスとするようにキャリア側高調波処理回路を制御する制御信号を出力し、
   前記キャリア側高調波処理回路が、前記判定回路から出力される制御信号に従って、前記キャリア増幅器から見た高調波出力負荷インピーダンスを変化させることを特徴とする請求項１記載の電力増幅器。

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