JP2011223514A - ローカル周波数信号切替回路 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のバンドグループの周波数を周波数ホッピングする無線通信システムにおいて、低消費電力なローカル周波数切替回路を提供する。
【解決手段】それぞれ異なる周波数のローカル周波数信号がゲートに接続されソースが電流源に接続された複数の入力トランジスタと、複数の入力トランジスタに対して共通に設けられた出力端子と、出力端子に接続された負荷回路と、を備え、複数の入力トランジスタのドレインと出力端子は、それぞれ、周波数バンドグループを選択する第１のスイッチトランジスタと、選択された前記バンドグループの中で周波数ホッピングをする周波数を選択する第２のスイッチトランジスタと、を介して接続され、複数の入力トランジスタにそれぞれ入力されたローカル周波数信号のうち、第１及び第２のスイッチトランジスタにより選択されたローカル周波数信号を出力端子から出力するように構成されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、ローカル周波数信号切替回路に関する。特に、複数のバンドグループの周波数を周波数ホッピングして用いるウルトラワイドバンド無線通信システムにおけるローカル周波数信号切替回路に関する。さらに、ローカル周波数信号切替回路を用いた送信回路、受信回路、送受信回路、及びウルトラワイドバンド無線送受信システムに関する。

ＷＵＳＢ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＵＳＢ）など極めて広い周波数帯域の信号を用いて主に近距離を高速に通信するＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）無線通信システムが注目を浴びている。このＵＷＢシステムでは、使用周波数範囲が３．１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚとなっていて、６つのバンドグループに分かれている。１つのバンドグループ内は３つのバンドに分かれていて（バンドグループ５のみ２つのバンド）、３つのバンドを周波数ホッピングさせて通信するシステムである。

６つのバンドグループが使用する周波数範囲は以下の通りである。
（１）バンドグループ１：３．４３２ＧＨｚ（バンド１）、３．９６ＧＨｚ（バンド２）
４．４８８ＧＨｚ（バンド３）
（２）バンドグループ２：５．０１６ＧＨｚ（バンド１）、５．５４４ＧＨｚ（バンド２）６．０７２ＧＨｚ（バンド３）
（３）バンドグループ３：６．６００ＧＨｚ（バンド１）、７．１２８ＧＨｚ（バンド２）７．６５６ＧＨｚ（バンド３）
（４）バンドグループ４：８．１８４ＧＨｚ（バンド１）、８．７１２ＧＨｚ（バンド２）９．２４０ＧＨｚ（バンド３）
（５）バンドグループ５：９．７６８ＧＨｚ（バンド１）、１０．２９６ＧＨｚ（バンド２）
（６）バンドグループ６：７．６５６ＧＨｚ（バンド１）、８．１８４ＧＨｚ（バンド２）８．７１２ＧＨｚ（バンド３）

特許文献１には、バンドグループ内の３つのバンドを周波数ホッピングさせて通信する超広帯域ＣＭＯＳトランシーバが記載されている。図４は、特許文献１に記載されている
ウルトラワイドバンド通信システムにおける従来の送受信回路のブロック図である。

図４を用いて、特許文献１に記載の従来の送受信回路の構成について説明する。アンテナ１１１が、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１３の入力に結合して設けられる。ＬＮＡ１１３はまた、利得切換え信号及びバンド選択信号を受信する。ＬＮＡは出力として３つの信号を生成し、その各々が３つのミキサー（復調回路）１１５ａ〜ｃのうちの対応する１つに結合している。これらミキサーに出力されたＬＮＡ出力信号はＬＮＡ出力信号のろ過を行うインダクタ１１７ａ〜ｃとして示される切換え型共振回路網（ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｎｅｔｗｏｒｋ）に結合される。

３つのミキサー１１５ａ〜ｃに対して３つの異なった周波数のミキシング信号がＰＬＬ１９ａ〜ｃにより与えられる。３つのＰＬＬ１１９ａ〜ｃは、それぞれ単一の周波数のミキシング信号を提供する。３つのＰＬＬのうち第１のＰＬＬは、３．４３２ＧＨｚ近傍のミキシング信号を提供し、第２のＰＬＬは３．９６０ＧＨｚ近傍のミキシング信号を提供し、第３のＰＬＬは４．４８８ＧＨｚ近傍のミキシング信号を提供する。これらのＰＬＬは、ミキシング信号中の雑音を削除すべく、好ましくは固定計数ＰＬＬであり、好ましくはリング発振器を備えている。ＰＬＬの各々には固定周波数近傍の水晶または信号発生器（図示せず）により生成させる固定周波数の基準信号が与えられ、固定周波数の倍数であるミキシング信号が出力信号として生成される。

ＰＬＬ１１９ａ〜ｃが生成するミキシング信号は、それぞれバンド選択信号によりゲートの動作が制御されるゲート１２１ａ〜ｃによりゲートされる。選択されたバンドに対するミキシング信号は、その対応するゲートを通過して対応するミサキー１１５ａ〜ｃに到達することができる。一方、選択されなかったバンドに対するミキシング信号は、対応するゲートによって遮断される。従って、選択されたバンドに対するミキシング信号は、その対応するミキサーに到達することができ、結果として、そのミキサーに対する入力信号をベースバンドへダウンコンバートする。

ミキサー１１５ａ〜ｃの出力は、可変利得アナログ加算器１２３に印加される。可変利得アナログ加算器は、ダウンコンバートされた信号であるミキサー出力を加算し、該可変利得アナログ加算器の出力はフィルタ１２４によって受信される。フィルタ１２４は例えば４次サレンキーフィルタである。このフィルタの出力は、プログラマブル利得段１２５により受信され、この段１２５の出力はさらに、１次ＲＣフィルタであるフィルタ１２６によってろ過される。

送信チェーンについては、伝送のための信号が、図４に例示される４次ＳＫフィルタであるフィルタ１２７によって受信される。フィルタの出力がさらにミキサー（変調回路）１２９に入力する。ミキサー１２９は、アナログ加算器１３１からミキシング信号を受信する。３つのＰＬＬ１１９ａ〜ｃの出力信号は、ゲート１１３ａ〜ｃを介してアナログ加算器１１３により加算される。ゲート１１３ａ〜ｃの動作もまた、バンド選択信号により制御され、任意の時点でＰＬＬ１１９ａ〜ｃのうち１つのＰＬＬの出力信号のみがその対応するゲートを通過できる。従って、ミキサーは、バンド選択信号により選択される通り、３．４３２ＧＨｚ、３．９６０ＧＨｚ、または、４．４８８ＧＨｚ近傍の信号をミキシング信号として受信する。このミキサーの出力は、出力段１３５に送出される。出力段１３５は、例えば、アンテナからの送信のために適宜信号を増幅する。なお、ゲート１３３ａ〜ｃ、及びアナログ加算回路１３１が送信用のローカル周波数切替回路２０１を構成し、ゲート１３３ａ〜ｃとアナログ加算器１３１はそれぞれ別々な回路として設けられている。

特表２００８−５１９５３５号公報

以下の分析は本発明により与えられる。上述した６つのバンドグルーブ（１）〜（６）の中で、（１）のバンドグループ１は、周波数が最も低い為に比較的搭載しやすいが、（２）〜（６）の５ＧＨｚ以上のバンドグループは動作周波数が高周波且つ広帯域である為に、周波数特性の確保とアイソレーションの確保が難しい。然し、近年、競争力アップの為には複数のバンドグループを追加する必要性が高まってきた。

図４の２０１に示すような従来のローカル周波数切替回路は、最も周波数の低いグループバンドに属するバンドの間で周波数ホッピングする切替機能しか備えていない。複数のバンドグループ間で周波数を切り替えるように切替回路を拡張しようとすると、バンドグループ間で高いアイソレーションを確保するため、バンドグループ間の切替用ゲートをバンドグループ内の周波数ホッピング用のゲートの前段または後段に追加する必要が生じる（図５参照。詳しい説明は後述）。また、ローカル周波数切替回路は、５ＧＨｚ以上の高周波を周波数特性を劣化させることなく、高いアイソレーションで切り替える必要がある。さらに、ローカル周波数切替回路は、低消費電力であることが望まれる。

本発明の第１の側面によるローカル周波数切替回路は、それぞれ異なる周波数のローカル周波数信号がゲートに接続されソースが電流源に接続された複数の入力トランジスタと、前記複数の入力トランジスタに対して共通に設けられた出力端子と、前記出力端子に接続された負荷回路と、を備え、前記複数の入力トランジスタのドレインと前記出力端子は、それぞれ、周波数バンドグループを選択する第１のスイッチトランジスタと、選択された前記バンドグループの中で周波数ホッピングをする周波数を選択する第２のスイッチトランジスタと、を介して接続され、前記複数の入力トランジスタにそれぞれ入力されたローカル周波数信号のうち、前記第１及び第２のスイッチトランジスタにより選択されたローカル周波数信号を前記出力端子から出力するように構成されている。

本発明の第２の側面による送信回路は、前記第１の側面によるローカル周波数切替回路と、前記ローカル周波数信号切替回路が出力するローカル周波数信号により送信信号を変調する変調器と、を備える。

本発明の第３の側面による受信回路は、前記第１の側面によるローカル周波数切替回路と、前記ローカル周波数信号切替回路が出力するローカル周波数信号と受信信号をミキシングする復調器と、を備える。

本発明の第４の側面による送受信回路は、受信用ローカル周波数信号切替回路と、前記受信用ローカル周波数信号切替回路が出力するローカル周波数信号と受信信号をミキシングする復調器と、送信用ローカル周波数信号切替回路と、前記送信用ローカル周波数信号切替回路が出力するローカル周波数信号により送信信号を変調する変調器と、それぞれ前記受信用ローカル周波数信号切替回路と前記送信用ローカル周波数切替回路とに接続され異なる周波数のローカル周波数信号を前記受信用ローカル周波数信号切替回路及び前記送信用ローカル周波数切替回路に供給する複数の位相同期回路と、を備え、前記受信用ローカル周波数信号切替回路及び前記送信用ローカル周波数信号切替回路がそれぞれ前記第１の側面によるローカル周波数切替回路である。

本発明の第５の側面によるウルトラワイドバンド無線送受信システムは、前記第４の側面による送受信回路をそれぞれ有する複数のウルトラワイドバンド無線送受信装置を備え、前記複数の送受信装置間でデータの送受信を行う。

本発明によれば、バンドグループの内外を問わず、周波数特性を劣化させることなく、高いアイソレーションでローカル周波数を切り替えることができる。また、ローカル周波数切替回路の中で一つの電流源にしか電流が流れないので消費電力を小さくすることができる。

本発明の一実施例によるローカル周波数信号切替回路のブロック図である。 ローカル周波数信号切替回路周辺のブロック図である。 一実施例によるローカル周波数切替回路の動作波形図である。 特許文献１に記載の従来の送受信回路のブロック図である。 図４に複数のバンドグループ切替の機能を追加すると仮定した場合の参考例のブロック図である。 一実施例によるウルトラワイドバンド無線送受信システムのブロック図である。

本発明の概要を述べると以下のとおりである。本発明によるローカル周波数切替回路は、それぞれ異なる周波数のローカル周波数信号がゲートに接続された複数の入力トランジスタと、複数の入力トランジスタに対して共通に設けられた出力端子及び負荷回路とは、第１、第２のスイッチトランジスタを介して接続されている。そして、複数の入力トランジスタのうち、第１のスイッチトランジスタで選択された周波数バンドグループが選択され、かつ、第２のスイッチトランジスタでバンドクルーブ内のバンドが選択されたローカル周波数がゲートに接続された入力トランジスタのみが第１、第２のスイッチトラジスタを介して出力端子及び負荷回路に接続される。したがって、入力トランジスタと出力端子、負荷回路との間で電流が流れるのは、その選択されたバンドのローカル周波数がゲートに接続された入力トランジスタのみである。したがって、ローカル周波数切替回路の低消費電力化を図ることができる。図１のＭＮ２０、ＭＮ２２は入力トランジスタの一例であり、ＭＮ４０、ＭＮ４２は第１のスイッチトランジスタの一例であり、ＭＮ３０、ＭＮ３２は第２のスイッチトランジスタの一例であり、ＯＵＴは出力端子の一例であり、２は負荷回路の一例である。また、そのローカル周波数切替回路に、バンドグループ及びグループ内のバンドの選択と、グループ間、バンド間のアイソレーション、ローカル周波数の増幅機能が含まれている。したがって、たとえ、ローカル周波数が５ＧＨｚを超える高周波信号であっても、周波数特性を劣化させることなく、高いアイソレーションでローカル周波数を切り替えることができる。

また、上記ローカル周波数切替回路を受信回路、送信回路、送受信回路に用いれば、消費電力を低く抑えて全体の性能を上げることができる。さらに、上記送受信回路を備えるウルトラワイドバンド無線送受信装置を複数用いれば、その複数のワルトラワイドバンド無線送受信装置間でデータの送受信を行うウルトラワイドバンド無線送受信システム全体の性能向上を図ることができる。

以下、本発明の好ましい実施例について、図面を参照して詳しく説明する。

図２は、実施例１のローカル周波数信号切替回路周辺の接続を示すブロック図である。図２において、ローカル周波数信号切替回路１は、上記（１）、（６）で説明したバンドグループ１の３バンド（３．４３２ＧＨｚ、３．９６ＧＨｚ、４．４８８ＧＨｚ）、バンドグループ６の３バンド（７．６５６ＧＨｚ、８．１８４ＧＨｚ、８．７１２ＧＨｚ）の６通りのローカル周波数の中から一つのローカル周波数を選択してローカル周波数出力信号ＯＵＴとして出力するローカル周波数切替回路である。図２において、ＰＬＬ２１〜２６は、上記６通りのそれぞれ異なる周波数のローカル周波数信号を出力するＰＬＬ回路（位相同期回路）である。各ＰＬＬ２１〜２６は、電圧制御発振器を備え、電圧制御発振器の出力信号に基づいてローカル周波数信号が生成される。各ＰＬＬの電圧制御発振器の発振周波数は、一定の周波数で発振する水晶発振器等の発振器や外部から与えられる基準クロック信号に同期して、ローカル周波数信号の周波数が所望の周波数信号となるように、電圧制御発振器の発振周波数が制御される。

各ＰＬＬ２１〜２６は、以下に示すようにローカル周波数信号として非反転信号と、反転信号をローカル周波数信号切替回路１に出力する。ＰＬＬ２１は、バンドグループ１のバンド１のローカル周波数信号（３．４３２ＧＨｚ）として非反転信号と反転信号をそれぞれローカル周波数信号切替回路１のＢＧ１ＢＡＮＤ１端子とＢＧ１ＢＡＮＤ１Ｂ端子とに接続する。同様に、ＰＬＬ２２は、バンドグループ１のバンド２のローカル周波数信号（３．９６ＧＨｚ）として非反転信号と反転信号をそれぞれローカル周波数信号切替回路１のＢＧ１ＢＡＮＤ２端子とＢＧ１ＢＡＮＤ２Ｂ端子とに接続する。ＰＬＬ２３は、バンドグループ１のバンド３のローカル周波数信号（４．４８８ＧＨｚ）として非反転信号と反転信号をそれぞれローカル周波数信号切替回路１のＢＧ１ＢＡＮＤ３端子とＢＧ１ＢＡＮＤ３Ｂ端子とに接続する。ＰＬＬ２４は、バンドグループ６のバンド１のローカル周波数信号（７．６５６ＧＨｚ）として非反転信号と反転信号をそれぞれローカル周波数信号切替回路１のＢＧ６ＢＡＮＤ１端子とＢＧ６ＢＡＮＤ１Ｂ端子とに接続する。ＰＬＬ２５は、バンドグループ６のバンド２のローカル周波数信号（８．１８４ＧＨｚ）として非反転信号と反転信号をそれぞれローカル周波数信号切替回路１のＢＧ６ＢＡＮＤ２端子とＢＧ６ＢＡＮＤ２Ｂ端子とに接続する。ＰＬＬ２６は、バンドグループ６のバンド３のローカル周波数信号（８．７１２ＧＨｚ）として非反転信号と反転信号をそれぞれローカル周波数信号切替回路１のＢＧ６ＢＡＮＤ３端子とＢＧ６ＢＡＮＤ３Ｂ端子とに接続する。

また、ローカル周波数信号切替回路１には、上記６つのローカル周波数信号から一つのローカル周波数信号を選択する選択信号入力端子として、バンドグループ選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴ、ＢＧ６ＣＮＴと、バンド選択信号入力端子ＢＡＮＤ１ＣＮＴ、ＢＡＮＤ２ＣＮＴ、ＢＡＮＤ３ＣＮＴが設けられている。ＢＧ１ＣＮＴとＢＧ６ＣＮＴは、それぞれバンドクループ１と６が選択されるときにハイレベルが入力され当該バンドグループが選択されないときは、ロウレベルが入力される端子である。また、ＢＡＮＤ１ＣＮＴ、ＢＡＮＤ２ＣＮＴ、ＢＡＮＤ３ＣＮＴは、それぞれバンド１、２、３が選択されるときにバンドグループの選択のいかんにかかわらずハイレベルが入力され、当該バンドが選択されないときは、ロウレベルが入力される端子である。

次に、ローカル周波数信号切替回路１の内部の構成について、図１のブロック図を用いて説明する。図１において、バンド１選択回路部Ａについては、内部の構成を図示しているが、バンド２選択回路部Ｂ、バンド３選択回路部Ｃについては、内部の回路の構成の図示を省略している。バンド２選択回路部Ｂ、バンド３選択回路部Ｃの内部構成は、入力端子の接続がバンド１選択回路部Ａと異なるだけであって、内部の回路構成は、バンド１選択回路部Ａと同一である。バンド１選択回路部Ａに接続されるＢＡＮＤ１ＣＮＴ端子が、部分Ｂ、Ｃでは、それぞれ、ＢＡＮＤ２ＣＮＴ、ＢＡＮＤ３ＣＮＴ端子に置き換わり、バンド１選択回路部Ａに接続されるローカル周波数信号入力端子ＢＧ１ＢＡＮＤ１、ＢＧ１ＢＡＮＤ１Ｂ、ＢＧ６ＢＡＮＤ１、ＢＧ６ＢＡＮＤ１Ｂが、バンド２選択回路部Ｂでは、ＢＧ１ＢＡＮＤ２、ＢＧ１ＢＡＮＤ２Ｂ、ＢＧ６ＢＡＮＤ２、ＢＧ６ＢＡＮＤ２Ｂに、バンド３選択回路部Ｃでは、ＢＧ１ＢＡＮＤ３、ＢＧ１ＢＡＮＤ３Ｂ、ＢＧ６ＢＡＮＤ３、ＢＧ６ＢＡＮＤ３Ｂに置き換わる。

ローカル周波数信号切替回路１は、バンドグループ１でバンド１の非反転ローカル周波数信号を入力するＢＧ１ＢＡＮＤ１端子がゲートに接続された第１の入力トランジスタＭＮ２０と、バンドグループ１でバンド１の反転ローカル周波数信号を入力するＢＧ１ＢＡＮＤ１Ｂ端子がゲートに接続された第２の入力トランジスタＭＮ２１と、を備える。ここで、ＭＮ２０、ＭＮ２１はＮＭＯＳトランジスタである。なお、図１に記載されているトランジスタは、ＭＰ８０〜ＭＰ８３を除いてすべてＮＭＯＳトランジスタである。入力トランジスタＭＮ２０とＭＮ２１は、共にソースが電流源トランジスタＭＮ１０のドレインに共通に接続され、第１の入力トランジスタＭＮ２０と第２の入力トランジスタＭＮ２１は、差動対を構成している。電流源トランジスタＭＮ１０のゲートは、電流制御信号入力端子ＣＣ１に接続され、図示しないカレントミラー回路によって電流制御信号入力端子ＣＣ１に与えられるバイアス電圧によりＭＮ２０、ＭＮ２１により構成される差動対に一定の電源電流を供給する電流源として機能する。なお、電流源トランジスタＭＮ１０のソースはグランド電位ＧＮＤに接地される。

第１及び第２の入力トランジスタＭＮ２０とＭＮ２１のドレインは、それぞれ、第２のスイッチトランジスタＭＮ３０、ＭＮ３１のソースに接続される。第２のスイッチトランジスタＭＮ３０、ＭＮ３１のゲートは、バンド１選択信号入力端子ＢＡＮＤ１ＣＮＴに接続される。第２のスイッチトランジスタＭＮ３０、ＭＮ３１のドレインはそれぞれ、第１のスイッチトランジスタＭＮ４０とＭＮ４１のソースに接続されている。ＭＮ４０とＭＮ４１のゲートは、バンドグループ１選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴに接続されている。第１のスイッチトランジスタＭＮ４０、ＭＮ４１のドレインは、それぞれ、非反転ローカル信号出力端子ＯＵＴ、反転ローカル信号出力端子ＯＵＴＢに接続される。

また、第１のスイッチトランジスタＭＮ４０のドレインは、並列に接続されたスパイラルインダクタＬ０とＬ１の一端に接続されている。スパイラルインダクタＬ０の他端は、インダクタ選択トランジスタＭＰ８０のドレインに接続される。インダクタ選択トランジスタＭＰ８０はＰＭＯＳトランジスタであり、そのソースは、電源ＶＤＤに接続される。同様にスパイラルインダクタＬ１の他端は、インダクタ選択トランジスタＭＰ８１のドレインに接続される。インダクタ選択トランジスタＭＰ８１はＰＭＯＳトランジスタであり、そのソースは、電源ＶＤＤに接続される。

また、第１のスイッチトランジスタＭＮ４１のドレインは、並列に接続されたスパイラルインダクタＬ２とＬ３の一端に接続されている。スパイラルインダクタＬ２の他端は、インダクタ選択トランジスタＭＰ８２のドレインに接続される。インダクタ選択トランジスタＭＰ８２はＰＭＯＳトランジスタであり、そのソースは、電源ＶＤＤに接続される。同様にスパイラルインダクタＬ３の他端は、インダクタ選択トランジスタＭＰ８３のドレインに接続される。インダクタ選択トランジスタＭＰ８３はＰＭＯＳトランジスタであり、そのソースは、電源ＶＤＤに接続される。

これらのスパイラルインダクタＬ０〜Ｌ３とインダクタ選択トランジスタＭＰ８０〜ＭＰ８３は、ローカル周波数信号切替回路１全体の負荷回路２となる回路である。並列に設けられたスパイラルインダクタＬ０〜Ｌ３と、インダクタと電源との間に接続されたインダクタ選択トランジスタと、によって、電源ＶＤＤと出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴＢとの間に接続されるインダクタを切り替え、周波数特性の選択をすることができる。すなわち、バンドグループ選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴ、ＢＧ６ＣＮＴから入力されるバンドグループ選択信号により選択されるスパイラルインダクタＬ０〜Ｌ３のインダクタンスをそれぞれのバンドグループの周波数帯域に合致したインダクタンス値を選択することができる。

なお、バンドグループ１選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴから入力されるバンドグループ１選択信号は、インバータ３で論理反転されてインダクタ選択トランジスタＭＰ８０、ＭＰ８３のゲートに接続される。同様に、バンドグループ６選択信号入力端子ＢＧ６ＣＮＴから入力されるバンドグループ６選択信号は、インバータ４で論理反転されてインダクタ選択トランジスタＭＰ８１、ＭＰ８２のゲートに接続される。バンドグループ選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴ、ＢＧ６ＣＮＴはバンドグループが選択されたときにハイレベルとなるアクティブハイの信号なので、バンドグループ１が選択されたとき、インバータ３の出力端子がロウレベルとなり、Ｌ０とＭＰ８０を介して出力端子ＯＵＴが電源ＶＤＤに接続され、Ｌ３とＭＯ８３を介して出力端子ＯＵＴＢが電源ＶＤＤに接続される。また、バンドグループ６が選択されたとき、インバータ４の出力端子がロウレベルとなり、Ｌ１とＭＰ８１を介して出力端子ＯＵＴが電源ＶＤＤに接続され、Ｌ２とＭＰ８２を介して出力端子ＯＵＴＢが電源ＶＤＤに接続される。

図１に図示するように第１のスイッチトランジスタＭＮ４０、ＭＮ４１のソースは、バンド１選択回路部Ａの内部において、第２のスイッチトランジスタＭＮ３０、ＭＮ３１を介して第１、第２の入力トランジスタＭＮ２０、ＭＮ２１のドレインに接続されている。これと同様に、第１のスイッチトランジスタＭＮ４０、ＭＮ４１のソースは、バンド２選択回路部ＢのＢ１、Ｂ２端子、バンド３選択回路部ＣのＣ１、Ｃ２端子に接続され、それぞれ、バンド２選択回路部Ｂとバンド３選択回路部Ｃの内部において、図示しない第２のスイッチトランジスタを介して図示しない第１、第２の入力トランジスタのドレインと接続されている。

また、ローカル周波数信号出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴＢは、ゲートがバンドグループ１選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴに接続された第１のスイッチトランジスタＭＮ４０、ＭＮ４１のドレインと並列に、ゲートがバンドグループ６選択信号入力端子ＢＧ６ＣＮＴに接続されたスイッチトランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３のドレインにも接続されている。スイッチトランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３のソース側には、スイッチトランジスタＭＮ４０、ＭＮ４１と同様に電流源トランジスタＭＮ１１により構成される電流源と、入力トランジスタＭＮ２２とＭＮ２３とにより構成される差動対と、ＭＮ３２、ＭＮ３３により構成されるバンド１を選択するスイッチトランジスタが接続されている。さらに、バンド２選択回路部Ｂの図示しない電流源、差動対、バンド２を選択する第２のスイッチトランジスタと、バンド３選択回路部Ｃの図示しない電流源、差動対、バンド３を選択する第２のスイッチトランジスタと、に接続される。

上記構成において、差動対を構成する第１、第２の入力トランジスタ（ＭＮ２０、ＭＮ２１等）は、ローカル周波数を増幅し、電流源（ＭＮ１０、ＭＮ１１等）は差動対に電流を供給する。第２のスイッチトランジスタ（ＭＮ３０、ＭＮ３１、ＭＮ３２、ＭＮ３３等）は、バンドグループにかかわらず、バンド１〜３のいずれかのバンドを選択する。第１のスイッチトランジスタ（ＭＮ４０、ＭＮ４１、ＭＮ４２、ＭＮ４３）はバンドグループ１またはバンドグループ６のいずれかを選択する。したがって、内部の図示を省略しているバンド２選択回路部Ｂ、バンド３選択回路部Ｃに設けられた差動対も含めて６つの差動対に入力されるそれぞれ周波数の異なるローカル周波数信号のうち、第１のスイッチトランジスタ（ＭＮ４０、ＭＮ４１、ＭＮ４２、ＭＮ４３）によりバンググループが選択され、第２のスイッチトランジスタ（ＭＮ３０、ＭＮ３１、ＭＮ３２、ＭＮ３３等）によりバンドが選択されたローカル周波数の差動対のみが出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴＢ及び負荷回路２に接続されることになる。選択されない差動対は、差動対と出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴＢ及び負荷回路２との間に設けられた第１のスイッチトランジスタまたは第２のスイッチトランジスタのいずれかが、オフするため、電源ＶＤＤとグランドＧＮＤとの間に原則として電流が流れることはない。詳しくは後述する。

次に、図１のローカル周波数信号切替回路１の動作について、図３の動作波形図を用いて説明する。図３の横軸は時間を示し、縦軸は電圧値を示す。図３には、バンドグループ１と６を切り替えたときのバンド１の周波数ホッピング波形を示す。図３において、「ＢＧ１ＢＡＮＤ１」は、ＰＬＬから入力するバンドグループ１バンド１の３．４３２ＧＨｚのローカル周波数信号を示す。同様に、「ＢＧ６ＢＡＮＤ１」は、ＰＬＬから入力するバンドグループ６バンド１の７．６５６ＧＨｚのローカル周波数信号を示す。「ＢＡＮＤ１ＣＮＴ」は、バンド１選択信号入力端子から入力される波形である。「ＢＡＮＤ１ＣＮＴ」がハイレベルのとき、バンド１が選択され、「ＢＡＮＤ１ＣＮＴ」がロウレベルのとき、バンド１は選択されない。また、「ＢＧ１ＣＮＴ」は、バンドグループ１選択信号入力端子から入力される波形である。「ＢＧ１ＣＮＴ」がハイレベルのとき、バンドグループ１が選択され、「ＢＧ１ＣＮＴ」がロウレベルのとき、バンドグループ１は選択されない。同様に、「ＢＧ６ＣＮＴ」は、バンドグループ６選択信号入力端子から入力される波形であり、「ＢＧ６ＣＮＴ」がハイレベルのとき、バンドグループ６が選択され、「ＢＧ６ＣＮＴ」がロウレベルのとき、バンドグループ６は選択されない。選択されないバンド、バンドクループのローカル周波数信号はスイッチトランジスタにより遮断され、選択されたバンド、バンドクループのローカル周波数信号はスイッチトランジスタが導通する。

したがって、「ＢＡＮＤ１ＣＮＴ」及び「ＢＧ１ＣＮＴ」が共にハイレベルとなると、出力端子ＯＵＴからバンドグループ１バンド１のローカル周波数信号が増幅されて出力する。このとき、他のローカル周波数は、第１のスイッチトラジスタ及び第２のスイッチトランジスタのうち、少なくとも一方がオフするので、アイソレーションされる。また、「ＢＡＮＤ１ＣＮＴ」及び「ＢＧ６ＣＮＴ」が共にハイレベルとなると、出力端子ＯＵＴからバンドグループ６バンド１のローカル周波数信号が増幅されて出力する。このとき、他のローカル周波数は、第１のスイッチトラジスタ及び第２のスイッチトランジスタのうち、少なくとも一方がオフするので、アイソレーションされる。このようにして、ローカル周波数信号切替回路に入力されるそれぞれ異なる周波数のローカル周波数信号のうち、選択された周波数のローカル信号が増幅されて出力し、他の周波数はアイソレーションされる。したがって、異なるバンドグループのバンドについても周波数ホッピングを行うことができる。

さらに、より詳しい動作について説明をする。始めに、バンドグループ１が選択され、バンドグループ１選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴからハイレベルが入力されると共に、バンド１が選択されバンド１選択信号入力端子ＢＡＮＤ１ＣＮＴからハイレベルが入力される場合を考える。この場合、ＢＧ１ＢＡＮＤ１端子、ＢＧ１ＢＡＮＤ１Ｂ端子から入力されるバンドグループ１バンド１のローカル周波数信号が選択されて出力端子ＯＵＴと出力端子ＯＵＴＢから出力される。トランジスタＭＮ２０、ＭＮ２１のゲートに入力されたバンドグループ１バンド１の電圧信号は、トランジスタＭＮ２０、ＭＮ２１で電流信号に変換され、トランジスタＭＮ２０、ＭＮ２１のドレインに出力される。トランジスタＭＮ２０、ＭＮ２１のドレインから出力された電流信号は、カスコードに接続されたトランジスタＭＮ３０、ＭＮ３１のソースに入力される。トランジスタＭＮ３０、ＭＮ３１のゲートに入力されているバンド１選択信号がハイレベルである場合を考えると、トランジスタＭＮ３０、ＭＮ３１はゲート接地回路として動作し電流導通状態となり、入力された電流信号の利得が１の信号としてトランジスタＭＮ３０、ＭＮ３１のドレインに出力される。トランジスタＭＮ４０、ＭＮ４１もトランジスタＭＮ３０、３１と同様の動作であり、ゲートに入力されているバンドグループ１選択信号がハイレベルであるとトランジスタＭＮ４０、４１のドレインに電流信号が出力される。トランジスタＭＮ４０、ＭＮ４１のドレインに出力された電流信号は、スパイラルインダクタＬ０、Ｌ３で電圧信号に変換されるので、トランジスタＭＮ２０、ＭＮ２１のゲートに接続されたバンドグループ１バンド１のローカル周波数信号が電圧信号に変換されて出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴＢに出力される。

バンドグループ１選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴから入力されたバンドグループ１選択信号がハイレベルになる事により、トランジスタＭＰ８０、ＭＰ８３が導通状態になりスパイラルインダクタＬ０、Ｌ３が選択される。スパイラルインダクタの選択を切替えることにより周波数特性の選択をすることができる。

また、トランジスタＭＮ４０、ＭＮ４１は、ゲート接地回路として動作している為に周波数特性劣化の要因になるミラー容量の影響を低減する。ゲート接地回路によるミラー容量の低減は広く知られているのでここでは詳しい説明は省略する。

次に、定電流源トランジスタＭＮ１１とトランジスタＭＮ２２、ＭＮ２３で構成されている差動回路とトランジスタＭＮ２２、ＭＮ２３にカスコード接続されたトランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３とトランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３にカスコード接続されたトランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３からなるバンドグループ６のバンド１動作用の回路の動作を説明する。説明は、過渡状態ではなく定常状態として説明する。

トランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３のゲートには、バンドグループ６選択信号入力端子ＢＧ６ＣＮＴから入力したバンドグループ６選択信号が接続されているが、このバンドグループ６選択信号がロウレベルである為に、トランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３はトランジスタとしては動作せず、トランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３はオフ抵抗で導通している状態になる。トランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３のソースに接続されているトランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３のドレイン電圧には、トランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３のオフ抵抗とトランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３に流れる電流で決まる電圧降下分を出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴＢの電圧から差し引いた値が与えられる。

このオフ抵抗による電圧降下は、非常に大きな値であり、トランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３のソースに接続されているトランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３のドレイン電圧は、限りなく０Ｖに近づきトランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３はトランジスタとして動作しない。トランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３のゲートにはバンド１選択信号入力端子ＢＡＮＤ１ＣＮＴから入力されるバンド１選択信号が印加されるが、このバンド１選択信号がハイレベルのとき、トランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３はオン抵抗で導通している状態となる。一方、バンド１選択信号がロウレベルのときは、トランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３がオフ抵抗で導通している状態になり、トランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３はトランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３のゲートに入力されているバンド１選択信号の信号レベルに関係なく常に抵抗で導通している状態となる。従って、トランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３のソースに接続されているトランジスタＭＮ２２、ＭＮ２３のドレインには、トランジスタＭＮ３２、ＭＮ３３の限りなく０Ｖに近いドレイン電圧が与えられ、トランジスタＭＮ２２、ＭＮ２３もトランジスタとしては動作せず、オン抵抗で導通している状態となる。トランジスタＭＮ２２、ＭＮ２３のソースに接続されているトランジスタＭＮ１１のドレイン電圧も限りなく０Ｖに近い値となり、トランジスタＭＮ１１のドレイン−ソース間電圧も限りなく０Ｖに近い値となる。したがって、トランジスタＭＮ１１の動作領域は飽和領域から単なる抵抗性となる領域に入り、オフ状態となることで電流が流れず、前述のバンドグループ６のバンド１動作用の回路はオフする。

トランジスタＭＮ３２、３３のオン抵抗またはオフ抵抗による電圧降下とトランジスタＭＮ２２、２３のオン抵抗による電圧降下については、トランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３のオフ抵抗による電圧降下が支配的で、トランジスタＭＮ１１のドレイン電圧がほぼ決まる為に説明を省略する。

次にトランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３のオフ抵抗について説明する。オフ抵抗は、チャネル長変調係数を無視するとｒｏで表すことができ、下記の式（１）で表すことができる。

ｒｏ＝１／（１／２×μｎ×Ｃｏｘ×Ｗ／Ｌ×（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）^２）・・・式（１）

ここで、ｒｏはトランジスタＭＮ４２またはＭＮ４３の出力抵抗、μｎはチャネル移動度、Ｃｏｘは単位面積当たりのゲート容量、ＶｇｓはトランジスタＭＮ４２またはＭＮ４３のゲート−ドレイン間電圧、Ｖｔｈは閾値、Ｗはチャネル幅、Ｌはチャネル長である。

一例として、μｎ×Ｃｏｘ＝５０（ｕＡ／Ｖ^２）、Ｖｔｈ＝０．７（Ｖ）、Ｗ／Ｌ＝１０として、上記式（１）に代入すると、
ｒｏ＝１／（０．５×５０（ｕ）×１０×（０−０．７）^２）＝８．１６（ｋΩ）
が得られる。なお、上記パラメータは、Ｂｅｈｚａｄ Ｒａｚａｖｉ著「アナログＣＭＯＳ集積回路の設計 応用編」の５０３ページから引用した。また、Ｖｇｓに関しては、定常状態になるとほぼ０Ｖになる為にＶｇｓ＝０（Ｖ）とした。上記計算例より、オフ抵抗は８．１６ｋΩと大きい。仮にトランジスタＭＮ４２またはトランジスタＭＮ４３に流れる電流を５００ｕＡとした場合の、トランジスタＭＮ４３またはトランジスタＭＮ４２でのオフ抵抗による電圧降下を下記の式（２）で表わされる。

Ｖｄ＝５００（ｕＡ）×８．１６（ｋΩ）＝３．３（Ｖ）・・・式（２）

出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴＢの電圧が３．３（Ｖ）と仮定した場合のトランジスタＭＮ４２またはトランジスタＭＮ４３のソース電圧は３．３（Ｖ）−３．３（Ｖ）＝０（Ｖ）となる。

したがって、トランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３のオフ抵抗によりトランジスタＭＮ１１のドレイン電圧が限りなく０（Ｖ）に近づき、トランジスタＭＮ１１には電流が流れず電流源としてはオフしているとみなすことができ、バンドグループ６のバンド１動作用の回路はオフする。

次に、バンドグループ１のバンド１が選択され、バンド１信号が希望波として出力されている時のバンドグループ６のバンド１信号とのアイソレーションについて説明する。ＵＷＢシステムで要求されているアイソレーションは、４０（ｄＢ）以上である。バンドグループ１のバンド１が選択されている時は、バンドグループ１のバンド１動作用回路とバンドグループ６のバンド１動作用回路がロードとしてのスパイラルインダクタＬ０、Ｌ３を共用している為に、動作がオンしているバンドグループ１のバンド１動作用回路に流れる電流と動作がオフしているバンドグループ６のバンド１動作用回路に流れる電流の電流比が、バンドグループ１のバンド１動作用回路とバンドグループ６のバンド１動作用回路の電圧利得の差になる。

さらに、入力トランジスタＭＮ２０、ＭＮ２１に接続されたローカル周波数信号入力端子ＢＧ１ＢＡＮＤ１、ＢＧ１ＢＡＮＤ１Ｂから入力する差動電圧振幅と、入力トランジスタＭＮ２２、ＭＮ２３に接続されたローカル周波数信号入力端子ＢＧ６ＢＡＮＤ１、ＢＧ６ＢＡＮＤ１Ｂの差動電圧振幅は、同一であるとして設計する為、アイソレーションは電圧利得の差になり電流比で求めることができ、下記の式（３）で表すことができる。

Ｉｓｏ（ｄＢ）＝２０×ＬＯＧ（Ｉｏｎ／Ｉｏｆｆ）・・・式（３）

ここで、Ｉｓｏはアイソレーション、ＩｏｎはトランジスタＭＮ１０のドレイン電流、
ＩｏｆｆはトランジスタＭＮ１１のドレイン電流である。バンドグループ１のバンド１が選択され、バンド１信号が希望波として出力されている時のバンドグループ６のバンド１動作用回路の定電流源のトランジスタＭＮ１１は、ドレインソース間の電圧がほぼ０（Ｖ）であり電流が流れていないので電流源としてはオフしているとみなすことができるが、実際はトランジスタＭＮ１１のオン抵抗とトランジスタＭＮ１１のドレイン電圧で決まる電流が流れている。トランジスタＭＮ１１のオン抵抗は、下記の式（４）で決まっている。

オン抵抗＝１／（μｎ×Ｃｏｘ×Ｗ／Ｌ×（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ））・・・式（４）

ここで、Ｖｇｓ＝１．３（Ｖ）として、先のオフ抵抗の計算例で使用したパラメータと同じパラメータを使用して計算すると オン抵抗＝３．３（ｋΩ） が求められる。なお、Ｖｇｓに関しては、トランジスタＭＮ１１がカレントミラーで動作しており、トランジスタＭＮ１１のゲートのＤＣバイアスがバイアス回路に存在する基準側のトランジスタ（図示無し）で生成されている為に、基準側のトランジスタに流れる電流Ｉｄを１００（ｕＡ）とした時のＶｇｓを下記の式（５）で求めて、上記のパラメータに使用した。

Ｖｇｓ＝√（Ｉｄ／（０．５×μｎ×Ｃｏｘ×Ｗ／Ｌ））＋Ｖｔｈ ・・・式（５）

トランジスタＭＮ１１のドレイン電圧は限りなく０（Ｖ）に近い値になるが、仮に１ｍＶであるとすると先に計算したオン抵抗値よりトランジスタＭＮ１１のドレイン電流Ｉｏｆｆは、Ｉｏｆｆ＝１（ｍＶ）／３．３（ｋΩ）＝約３３３（ｎＡ）となる。また、トランジスタＭＮ１０のドレイン電流ＩｏｎをＩｏｎ＝１（ｍＡ）とする。

上記の結果を式（１）に代入すると
Ｉｓｏ（ｄＢ）＝２０×ＬＯＧ（１（ｍＡ）／３３３（ｎＡ））＝約７０（ｄＢ）
となる。以上から、ＵＷＢシステムで要求されている４０（ｄＢ）以上のアイソレーションの確保が可能である。

次に、動作オフ回路に入力されている入力信号レベルのリークについて説明する。説明は、バンドグループ１のバンド１が選択され、ＢＧ１ＢＡＮＤ１端子、ＢＧ１ＢＡＮＤ１Ｂ端子から入力された信号が希望波として出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴＢに出力されている時で、バンドグループ６のバンド１動作用回路はオフ状態である場合の説明をする。

バンドグループ１のバンド１が選択され、バンドグループ６のバンド１動作用回路がオフしている場合でも、バンドグループ６バンド１の信号は、ＢＧ６ＢＡＮＤ１端子、ＢＧ６ＢＡＮＤ１Ｂ端子から連続的に常に入力されている為、ＢＧ６ＢＡＮＤ１端子、ＢＧ６ＢＡＮＤ１Ｂ端子から入力される電圧信号が、トランジスタＭＮ２２のゲート−ドレイン間容量とトランジスタＭＮ２３のゲート−ドレイン間容量を介して、出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴ＿Ｂにリーク信号として現れる。これはトランジスタの寄生素子によるもので高周波特有の現象であり、ＯＵＴ、ＯＵＴ＿Ｂに現れるリーク信号のレベルが大きい。電流比でのアイソレーションが確保できたとしても、リーク信号と選択されている希望波の比較ではアイソレーションが劣化して見えてしまい、ＵＷＢシステムで要求されている４０ｄＢ以上が確保できなくなってしまう。以下の説明では、説明を簡単にするため、寄生素子はトランジスタのゲート−ドレイン間容量のみを考慮し、ＬＳＩ上の配線による配線間寄生容量など、その他の寄生素子に対する影響は考慮しないものとする。

そうすると、選択されている希望波の入力から出力までの電圧利得を１とした場合（通常の設計では電圧利得＝１は無く、必ず電圧利得＞１で設計する為に最も悪い状態に設定している）に動作オフ回路の入力信号レベルに対する出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴ＿Ｂに現れるリーク信号の減衰量を４０ｄＢ以上確保する必要がある。以降の説明は、スパイラルインダクタＬ０とトランジスタＭＮ４２とトランジスタＭＮ３２とトランジスタＭＮ２２で構成されている、差動回路の片側の回路で説明する。

オフ時のバンドグループ６のバンド１動作用回路のＢＧ６ＢＡＮＤ１端子から入力される信号に対する減衰量は、トランジスタＭＮ２２のゲート−ドレイン間容量のインピーダンスとトランジスタＭＮ３２のオン抵抗（トランジスタＭＮ３２がオン抵抗になる状態は、トランジスタＭＮ３２のゲートに入力されているＢＡＮＤ１ＣＮＴ端子から入力される信号がハイレベルのとき）とトランジスタＭＮ４２のオフ抵抗とロードとしてのスパイラルインダクタＬ０のインピーダンスで分圧される減衰量から求めることができ、ＬＳＩ上の配線による配線寄生容量などを考慮していない場合、簡易的に下記の式（６）で表すことができる。オフ抵抗はチャネル長変調係数を無視するとｒｏで表すことができる。

減衰量（ｄＢ）＝２０×ＬＯＧ（Ｚｉ／（Ｚｉ＋ｒｏ＋Ｒｏｎ＋１／（ω×Ｃｇｄ））・・・式（６）

ここで、トランジスタＭＮ４２の出力抵抗であるオフ抵抗ｒｏは、チャネル長変調係数を無視すると、ｒｏ＝１／（１／２×μｎ×Ｃｏｘ×Ｗ／Ｌ×（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）^２）となる。また、ＲｏｎはトランジスタＭＮ３２のオン抵抗であり、Ｒｏｎ＝１／（μｎ×Ｃｏｘ×Ｗ／Ｌ×（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ））で求められる。さらに、ＺｉはロードとしてのスパイラルインダクタＬ０のインピーダンスであり、Ｚｉ＝ω×Ｌ０＝２×π×ｆで求められる。また、ＣｇｄはトランジスタＭＮ２２のゲート−ドレイン間容量、ｆは周波数である。

上記式（６）により減衰量を計算すると、計算例として、
減衰量＝２０×ＬＯＧ（４８（Ω）／（４８（Ω）＋１１．１１（ｋΩ）＋３．３（ｋΩ）＋６９３（Ω））＝−５０（ｄＢ）が得られる。

ここで、ｒｏ＝１１．１１（ｋΩ）、Ｒｏｎ＝３．３（ｋΩ）、Ｚｉ＝ω×Ｌ０＝２×π×７．６５６（ＧＨｚ）×１（ｎＨ）＝４８（Ω）とした。

また、１／（ω×Ｃｇｄ）＝１／（２×π×７．６５６（ＧＨｚ）×３（ｆＦ／ｕｍ）×１０）＝６９３（Ω）とした。なお、上記の１／（ω×Ｃｇｄ）の式で最後に１０を掛けているのはＷとＬの比の値であり、７．６５６（ＧＨｚ）はバンドグループ６のバンド１の周波数、Ｃｇｄ＝３（ｆＦ／ｕｍ）とした。

ＣｇｄのパラメータはＢｅｈｚａｄ Ｒａｚａｖｉ著アナログＣＭＯＳ集積回路の設計 基礎編の４４ページから引用した。

上記から、選択されている希望波の入力から出力までの電圧利得を１とした悪い状態でも、動作オフ回路の入力信号レベルに対する減衰量が−５０（ｄＢ）となり、希望波とリーク信号のアイソレーションが５０ｄＢとなり、ＵＷＢシステムで要求されている４０（ｄＢ）以上のアイソレーションの確保が可能である。

バンドグループ６が選択された時は、ＢＧ１ＣＮＴ端子から入力するバンドグループ１選択信号とＢＧ６ＣＮＴ端子から入力するバンドグループ６選択信号の論理が反転してトランジスタＭＮ４０、ＭＮ４１、ＭＰ８０、ＮＰ８３とトランジスタＭＮ４２、ＭＮ４３、ＭＰ８１、ＭＰ８２の導通と非道通状態が切り替わって動作が逆になり、バンドグループ１のバンド１動作用の回路がオフになりバンドグループ６のバンド１動作用の回路がオンになり変換信号（ローカル周波数信号）が出力端子ＯＵＴ、ＯＵＴＢから出力される。

バンド１、バンド２、バンド３の制御信号とバンドグループ１とバンドグループ６の制御信号は、デジタル信号であるため回路特性は同じなので、バンドグループ１とバンドグループ６のバンド２、３の動作もバンド１と同じである為に説明を省略する。

次に、本発明と比較するため、図４に示す特許文献１に記載の従来の送信信号のローカル周波数信号切替回路（ゲート１３３ａ、１３３ｂ、１３３ｃ、アナログ加算器１３１）にバンドグループ６のローカル周波数信号に切り替える機能を追加してみることを考えてみる。図５は、図４に示す従来のローカル周波数信号切替回路にバンドグループ６のローカル周波数に切り替える機能を追加した参考例のブロック図である。

図５に示すように、バンドグループ６のバンド１、バンド２、バンド３の周波数でミキシング信号を生成する為にＰＬＬ４０〜４２に加えて、ＰＬＬ４３、４４、４５を備え、ＰＬＬ４３、４４、４５の後段にバンドグループ６のバンド１、バンド２、バンド３を周波数ホッピングさせる為のバンド切替え回路としてゲート５３、５４、５５を備えることになる。また、バンドグループ１と６とを切替える為に、新たにバンドグループ１のバンドグループ切替回路７０、７１、７２をバンド切替回路としてのゲート５０、５１、５２の後段に配置し、同様に、バンドグループ６のバンドグループ切替回路７３、７４、７５をバンド切替回路としてのゲート５３、５４、５５の後段に追加することになる。バンドグループ切替回路７０、７１、７２、７３、７４、７５の配置場所は、図５に示すとおり、バンド切替回路としてのゲート５０、５１、５２、５３、５４、５５の後段に配置してもよいし、図５とは逆に、ゲート５０、５１、５２、５３、５４、５５の前段に配置してもよい。ゲート５０、５１、５２、５３、５４、５５の前後であればどちらに配置しても機能としては同じであり、配置場所による実質的な差異は無い。

バンドグループ１と６の切替えはバンドグループ１選択信号とバンドグループ６選択信号にて制御され、バンドグループ１を選択時はバンドグループ１のバンドグループ切替え回路７０、７１、７２が導通状態となり、バンド選択信号で選択されたバンドグループ１のバンド１、バンド２、バンド３信号がアナログ加算器６０を介して出力される。バンドグループ６を選択時はバンドグループ６のバンドグループ切替え回路７３、７４、７５が導通状態となり、バンド選択信号で選択されたバンドグループ６のバンド１、バンド２、バンド３信号がアナログ加算器６０を介して出力される。

バンドグループ切替え回路の動作周波数はバンドグループ１の切替え回路７０、７１、７２が３．４３２ＧＨｚ、３．９６０ＧＨｚ、４．４８８ＧＨｚで、バンドグループ６の切替え回路７３、７４、７５は７．６５６ＧＨｚ、８．１８４ＧＨｚ、８．７１２ＧＨｚと非常に高周波である。追加するバンドグループ切替え回路７０、７１、７２、７３、７４、７５は動作周波数が高周波である為に、トランスファーゲート型のような単純なトランジスタ構成による切替えスイッチでは周波数特性及びアイソレーション確保が困難である。バンドグループ切替え回路７０、７１、７２、７３、７４、７５の能力としては、従来技術ですでに使用しているバンド切替え回路としてのゲート５０、５１、５２と同等の能力が必要になる。ゲート５０、５１、５２の回路は、図４のブロック図（１３３ａ〜ｃ）で示すようにアンプ回路であり、アンプ動作をオンオフして切替えることで所望のアイソレーションが確保できる。すなわち、一般的には、ゲート５０〜５５、７０〜７５それぞれ個別に増幅用のトランジスタと、電流源回路と、負荷回路とが必要になる。したがって、従来回路で複数のバンドグループを追加した場合、バンドグループ切替え回路７０、７１、７２、７３、７４、７５を追加する事が一般的であり、回路追加により消費電流が増加してしまう。

次に、図６は、実施例１のローカル周波数切替回路を送信部のローカル周波数切替回路１ａ、及び、受信部のローカル周波数切替回路１ｂとして備えた送受信回路を有するウルトラワイドバンド無線送受信装置１００を複数設け、複数設けたウルトラワイドバンド無線送受信装置１００間でデータの送受信を行うウルトラワイドバンド無線送受信システム２００のブロック図である。

送信部のローカル周波数切替回路１ａは、ＰＬＬ（位相同期回路）２１〜２６が出力するローカル周波数信号をバンドグループ選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴ、ＢＧ６ＣＮＴとバンド選択信号入力端子ＢＡＮＤ１〜３ＣＮＴとに入力される選択信号に基づき選択し、変調回路であるミキサー１２９へ出力する。ミキサー１２９では、信号処理回路１０１が出力するデジタル信号に基づいてフィルタ１２７を通した信号をローカル周波数信号で変調し、出力段１３５を介してアンテナ１１１から出力する。

一方、受信部のローカル周波数切替回路１ｂは、ＰＬＬ２１〜２６が出力するローカル周波数信号をバンドグループ選択信号入力端子ＢＧ１ＣＮＴ、ＢＧ６ＣＮＴとバンド選択信号入力端子ＢＡＮＤ１〜３ＣＮＴとに入力される選択信号に基づき選択し、復調回路であるミキサー１１５へ出力する。アンテナ１１１から受信した信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１３で増幅された後、ミキサー１１５へ入力し、ミキサー１１５によりローカル周波数信号と合成され復調される。さらにフィルタ１２４を通過させた後、デジタル信号に変換されて信号処理回路１０１に入力し、受信データのデータ処理が行われる。

このような送信機能と受信機能とを備えたウルトラワイドバンド無線送受信装置１００を複数設けることにより、全体としてウルトラワイドバンド無線送受信システム２００を構成することができる。ウルトラワイドバンド無線送受信システム２００に含まれるウルトラワイドバンド送受信機１００は相互にデータの送受信を行うことができる。

なお、上記実施例（特に図１の説明）では、反転信号と非反転信号とをゲートに受ける一対の入力トランジスタ（例えばＭＮ２０、ＭＮ２１）を差動対として用い、差動信号を一対の出力端子（ＯＵＴ、ＯＵＴＢ）から出力する差動入力かつ、差動出力のローカル周波数信号切替回路について説明した。しかし、上記実施例は好ましい一例であり、要求される機能や性能によっては、シングル出力やシングル入力のローカル周波数信号切替回路に用いることも可能である。そのような場合は、ＯＵＴＢ出力端子や、差動対を構成する一対の入力トランジスタのうち、一方の入力トランジスタ（例えば、ＭＮ２１）やその入力トランジスタに接続される第１、第２のスイッチトランジスタ（例えば、ＭＮ４１、ＭＮ３１）を省略することもできる。

以上、述べたように本発明には様々な実施形態のバリエーションが考えられるが、好ましいバリエーションのモード（形態）をいくつか記載すると以下のとおりである。

すなわち、本発明の周波数切替回路は、必ずしもローカル周波数信号の切替に限定されるものではなく、周波数の異なる高周波信号（例えば１ＧＨｚ以上）の周波数の切替回路に広く適用することができる。また、実施例では、入力トランジスタと出力端子との間に第１のスイッチトランジスタと第２のスイッチトランジスタの２つのスイッチトランジスタを設ける実施例について、説明したが、入力トランジスタと出力端子との間にスイッチトランジスタを１つしか設けない切替回路に適用することもできる。すなわち、本発明は、以下の（モード１）〜（モード７）に適用することもできる。

（モード１）
それぞれ異なる周波数の高周波信号がゲートに接続されソースが電流源に接続された複数の入力トランジスタと、
前記複数の入力トランジスタに対して共通に設けられた出力端子と、
前記出力端子に接続された負荷回路と、
を備え、
前記複数の入力トランジスタのドレインと前記出力端子は、それぞれ前記入力トランジスタに対応して設けられたスイッチトランジスタを介して接続され、
前記複数の入力トランジスタにそれぞれ入力された高周波信号のうち、前記スイッチトラジスタにより選択された高周波信号を前記出力端子から出力するように構成されていることを特徴とする高周波信号切替回路。
（モード２）
前記負荷回路には、インダクタが含まれ、前記インダクタは、前記スイッチトランジスタを介して前記入力トランジスタと接続され、
前記出力端子は、前記インダクタと前記スイッチトランジスタとの間に接続されていることを特徴とするモード１記載の高周波信号切替回路。
（モード３）
前記負荷回路は、周波数特性の異なる複数のインダクタと、前記複数のインダクタのうち、選択する高周波信号に応じた周波数特性のインダクタを選択して負荷として接続するインダクタ選択トランジスタをさらに備えることを特徴とするモード１または２記載の高周波信号切替回路。
（モード４）
前記複数のインダクタはそれぞれ一端が前記出力端子に接続され、他端が対応する前記インダクタ選択トランジスタを介して電源に接続されていることを特徴とするモード３記載の高周波信号切替回路。
（モード５）
前記電流源は、前記複数の入力トランジスタ毎に設けられ、それぞれソースが接地され、ゲートが電流制御信号に接続され、ドレインが対応する入力トランジスタの前記ソースに接続されている電源トランジスタを備えることを特徴とするモード１乃至４いずれか１のモードに記載の高周波信号切替回路。
（モード６）
前記複数の入力トランジスタを第１の入力トランジスタとしたときに、前記複数の第１の入力トランジスタとそれぞれ差動対を構成し、前記電流源に共通に接続されている複数の第２の入力トランジスタを備え、前記差動対を構成する前記第１、第２の入力トランジスタのゲートには、前記高周波信号の非反転信号と反転信号がそれぞれ接続され、
前記出力端子が、一対の差動出力端子であり、一対の前記スイッチトランジスタを介して対応する前記第１または第２の入力トランジスタのドレインと接続されていることを特徴とするモード１乃至５いずれか１のモードに記載の高周波信号切替回路。
（モード７）
それぞれ異なる周波数の高周波信号を出力する複数のＰＬＬをさらに備え、
前記複数のＰＬＬの出力信号がそれぞれ前記高周波信号として前記複数の入力トランジスタにそれぞれ接続されていることを特徴とするモード１乃至６いずれか１のモードに記載の高周波信号切替回路。

なお、本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

１、１ａ、１ｂ、２０１：ローカル周波数信号切替回路
２：負荷回路
３、４：インバータ
１００：ウルトラワイドバンド送受信機
１０１：信号処理回路
１１１：アンテナ
１１３：低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１１５、１１５ａ、１１５ｂ、１１５ｃ：ミキサー（復調回路）
１１７ａ、１１７ｂ、１１７ｃ、Ｌ０〜Ｌ３：インダクタ
２１〜２６、４０〜４５、１１９ａ、１１９ｂ、１１９ｃ：ＰＬＬ（発振回路）
３０〜３２、５０〜５５、７０〜７５、１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃ、１３３ａ、１３３ｂ、１３３ｃ：ゲート
１２３：可変利得アナログ加算器
１２４、１２６、１２７：フィルタ
１２５：プログラマブル利得段
１２９：ミキサー（変調回路）
６０、１３１：アナログ加算器
１３５：出力段
２００：ウルトラワイドバンド送受信システム
Ａ：バンド１選択回路部
Ｂ：バンド２選択回路部
Ｃ：バンド３選択回路部
ＢＡＮＤ１ＣＮＴ、ＢＡＮＤ２ＣＮＴ、ＢＡＮＤ３ＣＮＴ：バンド選択信号入力端子
ＢＧ１ＢＡＮＤ１、ＢＧ１ＢＡＮＤ１Ｂ、ＢＧ６ＢＡＮＤ１、ＢＧ６ＢＡＮＤ１Ｂ、ＢＧ１ＢＡＮＤ２、ＢＧ１ＢＡＮＤ２Ｂ、ＢＧ６ＢＡＮＤ２、ＢＧ６ＢＡＮＤ２Ｂ、ＢＧ１ＢＡＮＤ３、ＢＧ１ＢＡＮＤ３Ｂ、ＢＧ６ＢＡＮＤ３、ＢＧ６ＢＡＮＤ３Ｂ：ローカル周波数信号入力端子
ＢＧ１ＣＮＴ、ＢＧ６ＣＮＴ：バンドグループ選択信号入力端子
ＣＣ１、ＣＣ２：電流制御信号入力端子（バイアス電圧入力端子）
ＭＮ１０、ＭＮ１１：トランジスタ（電流源、ＮＭＯＳトランジスタ）
ＭＮ２０、ＭＮ２２：トランジスタ（第１の入力トランジスタ、ＮＭＯＳトランジスタ）
ＭＮ２１、ＭＮ２３：トランジスタ（第２の入力トランジスタ、ＮＭＯＳトランジスタ）
ＭＮ３０〜ＭＮ３３：トランジスタ（第２のスイッチトランジスタ、ＮＭＯＳトランジスタ）
ＭＮ４０〜ＭＮ４３：トランジスタ（第１のスイッチトランジスタ、ＮＭＯＳトランジスタ）
ＭＰ８０〜ＭＰ８３：トランジスタ（インダクタ選択トランジスタ、ＰＭＯＳトランジスタ）
ＯＵＴ、ＯＵＴＢ：ローカル周波数信号出力端子

Claims (12)

1. それぞれ異なる周波数のローカル周波数信号がゲートに接続されソースが電流源に接続された複数の入力トランジスタと、
   前記複数の入力トランジスタに対して共通に設けられた出力端子と、
   前記出力端子に接続された負荷回路と、
   を備え、
   前記複数の入力トランジスタのドレインと前記出力端子は、それぞれ、周波数バンドグループを選択する第１のスイッチトランジスタと、選択された前記バンドグループの中で周波数ホッピングをする周波数を選択する第２のスイッチトランジスタと、を介して接続され、
   前記複数の入力トランジスタにそれぞれ入力されたローカル周波数信号のうち、前記第１及び第２のスイッチトランジスタにより選択されたローカル周波数信号を前記出力端子から出力するように構成されていることを特徴とするローカル周波数信号切替回路。
2. 前記負荷回路には、インダクタが含まれ、前記インダクタは、前記第１のスイッチトランジスタ及び第２のスイッチトランジスタを介して前記入力トランジスタと接続され、
   前記出力端子は、前記インダクタと前記第１、第２のスイッチトランジスタとの間に接続されていることを特徴とする請求項１記載のローカル周波数信号切替回路。
3. 前記負荷回路は、周波数特性の異なる複数のインダクタと、前記複数のインダクタのうち、選択するローカル周波数に応じた周波数特性のインダクタを選択して負荷として接続するインダクタ選択トランジスタをさらに備えることを特徴とする請求項１または２記載のローカル周波数信号切替回路。
4. 前記複数のインダクタはそれぞれ一端が前記出力端子に接続され、他端が対応する前記インダクタ選択トランジスタを介して電源に接続されていることを特徴とする請求項３記載のローカル周波数信号切替回路。
5. 前記電流源は、前記複数の入力トランジスタ毎に設けられ、それぞれソースが接地され、ゲートが電流制御信号に接続され、ドレインが対応する入力トランジスタの前記ソースに接続されている電源トランジスタを備えることを特徴とする請求項１乃至４いずれか１項記載のローカル周波数信号切替回路。
6. 前記複数の入力トランジスタを第１の入力トランジスタとしたときに、前記複数の第１の入力トランジスタとそれぞれ差動対を構成し、前記電流源に共通に接続されている複数の第２の入力トランジスタを備え、前記差動対を構成する前記第１、第２の入力トランジスタのゲートには、前記ローカル周波数信号の非反転信号と反転信号がそれぞれ接続され、
   前記出力端子が、一対の差動出力端子であり、それぞれ前記第１及び第２のスイッチトランジスタを介して対応する前記第１または第２の入力トランジスタのドレインと接続されていることを特徴とする請求項１乃至５いずれか１項記載のローカル周波数信号切替回路。
7. 前記入力トランジスタそれぞれのドレインに前記第２のスイッチトランジスタのソースが接続され、前記第２のスイッチトランジスタのドレインに前記第１のスイッチトランジスタのソースが接続され、前記第１のスイッチトランジスタのドレインに前記出力端子及び前記負荷回路が接続されていることを特徴とする請求項１乃至６いずれか１項記載のローカル周波数信号切替回路。
8. それぞれ異なる周波数のローカル周波数信号を出力する複数の発振回路をさらに備え、
   前記複数の発振回路の出力信号がそれぞれ前記ローカル周波数信号として前記複数の入力トランジスタにそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項１乃至７いずれか１項記載のローカル周波数信号切替回路。
9. 請求項１乃至８いずれか１項記載のローカル周波数信号切替回路と、
   前記ローカル周波数信号切替回路が出力するローカル周波数信号により送信信号を変調する変調器と、
   を備えることを特徴とする送信回路。
10. 請求項１乃至８いずれか１項記載のローカル周波数信号切替回路と、
    前記ローカル周波数信号切替回路が出力するローカル周波数信号と受信信号をミキシングする復調器と、
    を備えることを特徴とする受信回路。
11. 受信用ローカル周波数信号切替回路と、
    前記受信用ローカル周波数信号切替回路が出力するローカル周波数信号と受信信号をミキシングする復調器と、
    送信用ローカル周波数信号切替回路と、
    前記送信用ローカル周波数信号切替回路が出力するローカル周波数信号により送信信号を変調する変調器と、
    それぞれ前記受信用ローカル周波数信号切替回路と前記送信用ローカル周波数切替回路とに接続され異なる周波数のローカル周波数信号を前記受信用ローカル周波数信号切替回路及び前記送信用ローカル周波数切替回路に供給する複数の位相同期回路と、
    を備え、
    前記受信用ローカル周波数信号切替回路及び前記送信用ローカル周波数信号切替回路がそれぞれ請求項１乃至８いずれか１項記載のローカル周波数切替回路であることを特徴とする送受信回路。
12. 請求項１１記載の送受信回路をそれぞれ有する複数のウルトラワイドバンド無線送受信装置を備え、前記複数の送受信装置間でデータの送受信を行うことを特徴とするウルトラワイドバンド無線送受信システム。

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