JP2005184141A - ミキサ回路、送信機、及び受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】広帯域で、低電圧動作可能なミキサ回路を提供する。
【解決手段】一定電流に高周波信号を重畳させる複数の第１のトランジスタ（２０４及び２０７）と；３極管領域と遮断領域を行き来する複数の第２のトランジスタ（２０９及び２１０）を持ち、前記複数の第２のトランジスタが遮断領域にある時に前記複数の第１のトランジスタをそれぞれハイインピーダンスにするテイル回路と；前記複数の第１のトランジスタにつながる複数の負荷（２０１及び２０２）と；を有することを特徴とするミキサ回路。
【選択図】図５

Description

本発明は周波数変換を行うミキサ回路に関し、特にＵＷＢ（ウルトラワイドバンド）通信などの広帯域通信に適した広帯域性、低電圧動作の特徴を持ったミキサ回路とそれを用いた送受信機に関する。

近年無線通信においては広帯域通信が必要とされ、IEEE802.11a規格などでは54Mbpsの広帯域通信が実用化されている。さらに近年、IEEE802.15.TG3a規格において、1Gbpsクラスの無線通信であるウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）の規格策定が行われている。このような無線通信では、シャノンの法則から無線伝送に必要とされる占有周波数帯域は非常に広いものとなり、例えばＵＷＢでは3.1GHzから10.6GHzにわたる広い周波数帯域を使用する（例えば、非特許文献１参照）。下限の周波数の約３倍の周波数、つまり３オクターブにわたる広帯域無線通信は、今まで存在しなかった。

例えばマルチバンド方式と呼ばれるＵＷＢ無線では、図２５に示すように3.1GHzから10.6GHzまでの周波数を例えば１３個のサブバンドに分割し、サブバンドのそれぞれが５００MHz程度の帯域を持つ。例えばあるピコネットでは３つのサブバンドを使って、サブバンドを順次高速にホッピングさせることで広い帯域をカバーする構成を持つ。

一方ＵＷＢに望まれる機能として、低電力性がある。これはＵＷＢがPAN（パーソナルエリアネットワーク）をターゲットにしており、家電、携帯機器など消費電力に敏感な機器に使われることを目的としているためである。消費電力は要求される無線の精度に大きく依存する。つまり要求される雑音指数や変復調の精度、周波数の精度など、無線の精度をある程度緩くできれば、無線回路に要求される雑音指数や線形性などの仕様を緩和することができ、消費電力を低減することができる。

通常のダブルバランス型ミキサ回路は、例えば、図２６にその一例を示すように、電流源２００７及び２００８、差動で動作するトランジスタ対２００３及び２００６を持つ。電流源２００７及び２００８は、ＲＦ(Radio Frequency)信号２００９と２０１０によって変調を受けており、その位相は１８０°異なっている、いわゆる差動動作を行っている。トランジスタ対２００３及び２００６には、ローカル信号（LO(Local Oscillation)信号）としてのLO+信号２０１１及びLO-信号２０１２を入力して差動動作を行う。中間周波数(Intermediate Frequency)出力ＩＦout２０１３にはＲＦ信号とLO信号がかけ算された信号が出力される（非特許文献２参照。）。

電流源２００７と２００８は、テイル回路と称して微少なＲＦ信号を入力する。トランジスタ対２００３と２００６は、ミドル段と称して大振幅のローカル（LO）信号を入力する。これはミキサの変換ゲインを上げるには、ローカル信号を可能な限り大きくする必要があるからである。

一方、低消費電力に適したミキサ回路として、例えば図２７に示す例がある。この例では、テイル回路としてインバータ１９０７及び１９０８、ミドル段としてトランジスタ対１９０３及び１９０６、負荷段としてトランジスタ１９０１及び１９０２を持つ（非特許文献３参照。）。

テイル回路のインバータはミドル回路を駆動しており、その電圧はグラウンド電圧からＶＤＤ電圧まで変化する大振幅をさせている。ミドル段には微少なＲＦ信号が入力されており、ミドル段のバイアス電流をわずかに変調している。テイル回路の大振幅によってミドル回路の電流はスイッチングされ、スイッチングされた信号が負荷段に流れることになる。スイッチングされた信号は、ＲＦ信号とローカル信号を掛け合わせた信号成分を持ち、図２６の例と同様にＲＦ信号の周波数変換を行っている。

このようにテイル回路は、グラウンドからＶＤＤまで変化するスイッチング動作を行い、グラウンド付近の時にミドル段の電流が負荷に流れる動作を行うため、電源電圧を低電圧化しやすい特徴を持ち、この例では１Ｖの電源電圧でのミキサ動作を確認している。

そのほかに図２６の様なギルバート型ミキサのバイアス回路に改良を加えて、低電圧動作での電源電圧依存性を改善する例が特許文献１に示されている。同様にギルバート型ミキサの動作タイミングに改良を加えて復調誤差を低減する例が特許文献２に示されている。
日経エレクトロニクス 2003年03月31日号 30〜31ページ。 Thomas H. Lee, The design of CMOS Radio Frequency Integrated Circuits, CAMBRIDGE UNIVERSITY PRESS, 322頁。 E. A. M. Klumperink、A 1Volt Ｓwitched Transconductor Mixer in 0.18μm CMOS、 Symposium on VLSI Circuits 2003、227-230頁。 特開２００２−１２４８３４号公報 特開２００３−６０４４１号公報

図２７に示される従来のダブルバランス型ミキサ回路は低電圧動作の特徴を持ち、ローカル入力信号がＣＭＯＳ(Complementary Metal Oxide Semiconductor)レベルで良いという特徴を持つものの、次に挙げる問題点が存在する。

第１にテイル段が大振幅動作することによる、出力やＲＦ信号へのフィードスルー現象がある。フィードスルーとは、端子Ａと端子Ｂの間の寄生容量等によって端子Ａに入力した信号が端子Ｂに現れる現象である。トランジスタ対１９０３のソース端子にはテイル回路からの大振幅が入力されている。ゲート、ソース間の寄生容量によってゲート端子であるＲＦ+入力１９１１やＲＦ-入力１９１２にはテイル回路からの大振幅の影響が現れる。容量分割によって減衰するため、さらにはテイル回路も差動構成を取っていて打ち消し合うものの、通常のミキサにないこの大振幅の影響は大きくＲＦ端子に現れる。

この現象は特に微細化が進展して端子間の寄生容量も大きくなり、さらには素子間のばらつきが大きくなるとさらに深刻な問題となる。トランジスタ対１９０３のドレインであるＩＦ+出力（Vout1）１９１３やＩＦ-出力（Vout2）１９１４にもこの影響は現れる。フィードスルー現象は、システム的に考えれば、ローカル信号のＲＦ信号やＩＦ信号へのリークと解釈できる。ローカルリークは、ダイレクトコンバージョン受信機などにおいてＤＣオフセットの原因となり、さらにはミキサの次段を飽和させたり歪みを起こさせたりする元となる。

第２にインバータ１９０７及び１９０８に貫通電流が流れ、ノイズ源になると共に消費電流が大きいものとなる。インバータ１９０７及び１９０８は例えばＧＨｚクラスのローカル信号を入力するわけで高速動作を実現するためにトランジスタサイズを大きくしてｇｍ（相互コンダクタンス）を上げている。しかもこのレベルの周波数では、インバータの入力に加えられる波形や出力に現れる波形は正弦波に近い波形を有している。つまり貫通電流が大きく、貫通電流が流れる時間が長いことになる。微弱な信号が存在するミキサ部に貫通電流によるノイズ源があることは好ましくない。さらには低消費電力化の限界がある。

図２６に示される通常のギルバート型ミキサ回路では、テイル段が定電流動作をしており、スイッチング動作するミドル段には基板バイアス効果が働いてオン時の電圧降下を下げにくい現象があり、電源電圧を下げることが難しい。

本発明の主な目的は、ミキサ回路の低電圧化、低消費電力化にあり、しかもローカルリークや高調波歪みを抑制する高精度なミキサ回路とその周辺回路を実現することにある。

さらに本発明は、ＵＷＢなど近年の広帯域通信に合致した、広帯域ミキサを実現することにある。

さらには本発明は、ミキサ回路の周辺も含めた広帯域化を図り、広帯域で低消費電力な送信機及び受信機を実現することにある。

本発明のミキサ回路は、一定電流に高周波信号を重畳させるミドル段を持ち、ミドル段につながるテイル回路は低抵抗状態とハイインピーダンス状態を行き来する。負荷段としてインダクタと抵抗を並列接続したものを用いる。負荷段としてインダクタンスとトランジスタを並列接続したものを用いて、トランジスタのインピーダンスを変化させる。テイル回路をレプリカとして用いるバイアス回路を持ち、ミキサ回路にバイアス電圧を供給する。ミキサ出力をソースフォロワ回路に入力させ、ソースフォロワ出力をバラン回路に入力させ、バラン回路をソースフォロワ回路に入力させる送信機を構成する。アンテナからの信号をロウノイズアンプとバラン回路を介してミキサ回路に入力し、ミキサ出力をソースフォロワ回路を介してフィルタ回路に入力する受信機を構成する。

本発明により得られる効果として、以下の５つが挙げられる。

第１の効果は、テイル回路のスイッチングによって発生するフィードスルー現象を抑制してローカルリークの問題や高調波歪みの影響を軽減できることである。

第２の効果は、貫通電流を抑制することができ、それによるノイズの発生や消費電力の増大を軽減することである。

第３の効果は、負荷段を広帯域で高いインピーダンスにすることができ、広帯域で変換ゲインの高いミキシングを行うことができることである。

第４の効果は、素子ばらつきがあっても低電源電圧で安定に動作するバイアスを設定することができることである。

第５の効果は、広帯域、高精度、低消費電力の送受信機を実現できることである。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

図１は本発明の第１の実施の形態のミキサ回路を示している。ｇｍ素子（１）１０３、ｇｍ素子（２）１０５は電圧信号を電流変化に変換する素子である。ｇｍ素子（１）１０３は、概ね１８０°位相が異なっている２つの電流を出力する差動動作（いわゆるバランス動作）を行っている。ｇｍ素子（２）１０５も同様である。ＳＷ（１）１０４はｇｍ素子（１）１０３からの電流を制御するスイッチ素子であり、ｇｍ素子（１）１０３からの２つの差動電流を２つとも通すか、２つとも通さないかの状態を行き来する。ＳＷ（２）１０６も同様のスイッチ素子であるが、ＳＷ（１）１０４がオンしている間は、スイッチ素子（２）１０６はハイインピーダンスの状態になっている。つまりＳＷ（１）１０４とＳＷ（２）１０６は交互にオンしており、ｇｍ素子（１）１０３の差動電流とｇｍ素子（２）１０５の差動電流は、交互にＩＦ(Intermediate Frequency)出力電流に現れる。

アンテナなどからのＲＦ信号は、ＬＮＡ（ロウノイズアンプ）などによって増幅され、ＲＦ(Radio Frequency)入力１０１に入力され、ｇｍ素子（１）１０３、ｇｍ素子（２）１０５によって差動電流に変換される。シンセサイザのなどからのローカル信号（局部発振信号）は、LO(Local Oscillation)入力１０２に入力され、ＳＷ（１）１０４、ＳＷ（２）１０６を制御する。この動作はダウンコンバータとなる。

この動作は電流に変換されたＲＦ信号が、ローカル信号によって変調を受ける動作であり、ＲＦ信号とローカル信号をミキシングした信号がＩＦ出力電流として現れる。時間領域での２つの正弦波のかけ算によって、２つの周波数の足し算と引き算の周波数成分が現れる。

この動作はｇｍ素子１０３及び１０５が差動動作しており、スイッチ素子ＳＷ１０４及び１０６も交互にオンとなる差動動作をしており、ダブルバランス型の動作をしている。

一方、図２のミキサ回路のように、ｇｍ素子１２３やスイッチ素子１２４を１個ずつ設けるシングルバランス型の構成に簡略化することは可能である。このときＳＷ（３）１２４は２つの入力の一方を交互に出力するスイッチ素子とする。

図１において、ＲＦ入力１０１をベースバンド回路などからのＩＦ入力に置き換えることで、図１のミキサ回路はアップコンバータとして働き、１０７からはＲＦ出力電流が得られる。

図３は本発明の第２の実施の形態のミキサ回路を示している。このミキサ回路は、図１と同様の動作を行うが、ｇｍ素子やスイッチ素子の配置が異なる。ｇｍ素子（１）１１３、ｇｍ素子（２）１１５は、ＩＦ出力電流１１７を直接出力し、ＳＷ（１）１１４、ＳＷ（２）１１６がｇｍ素子１１３、１１５の電流の流れを制御する。ｇｍ素子１１３、１１５は電流源であり、ＳＷ素子１１４，１１６をハイインピーダンスにすることで電流の流れを止めることができる。つまりＳＷ素子１１４、１１６は、オン時には低抵抗でグラウンド端子又は電源端子、バイアス端子につながり、オフ時にはハイインピーダンスとなる。

図４のミキサ回路も、図３のミキサ回路と同様にシングルバランス型の構成であるが、ＳＷ素子１３４とｇｍ素子１３３との関係は図３と同様にｇｍ素子１３３がＩＦ出力電流を直接出力する。

以下に、第２の実施の形態（図３）の具体的な実施例について説明する。

図５は、第２の実施の形態（図３）に基づく実施例によるミキサ回路である。トランジスタ対２０４は、図３のｇｍ素子（１）１１３に相当し、トランジスタ対２０７は、図３のｇｍ素子（２）１１５に相当する。スイッチ素子２０９、２１０はそれぞれ図３のＳＷ（１）１１４、ＳＷ（２）１１６に相当する。

トランジスタ対２０４、２０７には、ＤＣ電流をＩＦ入力２０８で変調した電流が流れている。トランジスタ対２０４の２つのトランジスタは差動動作するように、ＩＦ入力２０８を与える。トランジスタ対２０７も同様に差動動作している。トランジスタ対２０４と２０７との結線は、例えば０°の位相で変調のかかったトランジスタＭ３と１８０°の位相で変調のかかったトランジスタＭ５の出力電流をつなぐというように、反対位相のトランジスタ同士をつないでいる。

スイッチ素子２０９及び２１０にはＬＯ入力２１１を入力し、スイッチ素子２０９がオンの時スイッチ素子２１０はハイインピーダンスとなり、スイッチ素子２０９がハイインピーダンスの時スイッチ素子２１０はオンとなる。負荷（負荷インピーダンス）２０１及び２０２には、トランジスタ対２０４及び２０７の出力電流を流しており、ＲＦ出力２０３にはＩＦ入力２０８とＬＯ入力２１１をミキシングした信号が現れる。

図６は上記実施例（図５）のミキサ回路を実際の素子で表した回路図である。この回路は、ＮＭＯＳ(N-Channel Metal Oxide Semiconductor)トランジスタで構成されるトランジスタ対３０４及び３０７と、同様にＮＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチトランジスタ３０９及び３１０と、負荷抵抗３０１及び３０２を持つ。トランジスタ対３０４及び３０７はミドル段３５１を構成し、スイッチトランジスタ３０９及び３１０はテイル回路３５２を構成し、負荷抵抗３０１及び３０２は負荷段を構成している。

トランジスタ対３０４及び３０７は、ほぼ５極管領域で動作するようにバイアス電圧を与える。ＩＦ入力３０８は電圧信号であり、トランジスタ対３０４及び３０７に入力してバイアス電流を変調する。この電圧電流変換のゲインはトランジスタのｇｍ（相互コンダクタンス）によってほぼ決まるが、電圧電流変換の線形性が必要な場合が多い。特にベースバンド信号を直接ＲＦ信号に変換するダイレクトアップコンバータでは、ＩＦ信号はＤＣ(direct current)付近の周波数であり、高調波歪みが発生するとベースバンド帯域内で信号が干渉し合う危険が生じる。つまり高調波歪みが発生しないよう、バイアス電流に対して適度にＩＦ入力信号を与える必要がある。

スイッチトランジスタ３０９及び３１０は、オン時には３極管領域に入ってドレイン−ソース間電圧を最小化させ、オフ時には遮断領域に入って電流を流さないハイインピーダンスになることが望ましい。オン時の電圧降下を最小化させることで、電源電圧はミドル段３５１（即ち、３０４及び３０７）と負荷段（３０１及び３０２）の電圧降下の和で支配されることになり、電源電圧をきわめて低くすることができる。

スイッチトランジスタ３０９及び３１０のオン時の電圧降下は、このトランジスタのオン抵抗とドレイン電流で決定される。オン抵抗は、ゲート幅を長くすることで小さくできるが、寄生容量の増大も招くためトレードオフがあるが、数百Ωレベルにすることは容易である。ミドル段３５１のｇｍ素子からバイアス電流として数百μＡから数ｍＡ程度の電流がドレインに流れ込むが、オン時の電圧降下を０．３Ｖ程度以下にすることは十分可能である。

スイッチトランジスタ３０９及び３１０をハイインピーダンスにするために、ハイインピーダンス時にトランジスタのゲートには０からしきい値電圧程度の電圧をかける必要がある。トランジスタを遮断領域に入れるためにはしきい値電圧程度にすればよく、振幅の最低電圧をしきい値電圧より大きく下げる必要はない。前述したフィードスルーを抑制する意味でも振幅は必要最小限にすることが好ましい。

図７（Ａ）及び図７（Ｂ）は図６のミキサ回路の動作を説明するための回路図である。

図７（Ａ）はスイッチトランジスタ３０９がほぼ３極管領域に入ってオンし、スイッチトランジスタ３１０が遮断領域に入ってハイインピーダンスになった状態を表す。ｇｍ素子であるトランジスタ対３０４で決まる電流が負荷段（３０１及び３０２）に流れ込む。トランジスタ対３０７で決まる電流は、スイッチトランジスタ３１０がハイインピーダンスになっているためほぼ流れない。

図８は図６のミキサ回路のシミュレーション結果を示している。ローカル信号として５ＧＨｚ、ＩＦ信号として２００ＭＨｚを入力して、ＲＦ信号として４．８ＧＨｚと５．２ＧＨｚを得ている。図７（Ａ）の状態は、図８の時間Ａの状態である。この例ではスイッチトランジスタ３０９のゲート電圧であるＬＯｉｎ＋信号は、０．９Ｖを中心に０．５Ｖの振幅を持たせており、時間Ａにおいて１．４Ｖとなり、ほぼ３極管領域に入る電圧となっている。スイッチトランジスタ３１０のゲート電圧であるＬＯｉｎ−信号は、ＬＯｉｎ＋信号と逆送の位相を持ち、時間Ａにおいて０．４Ｖとなり、ほぼ遮断領域に入る電圧となっている。

これによって図７（Ａ）のtail+接点４２１は、時間Ａにおいて図８のように０．２Ｖ程度まで低下しており、スイッチトランジスタ３０９は３極管領域に入っている（図７（Ａ）のＶＳＷｏｎ電圧）。tail-接点４２２は時間Ａにおいて０．９Ｖ程度になっているが、ＩＦｉｎ＋やＩＦｉｎ−信号のレベルによっては０．７から０．９Ｖ程度まで変化する（図７（Ａ）のＶＳＷｏｆｆ電圧）。これはスイッチトランジスタ３１０がほぼ遮断領域に入っており、ミドル段のトランジスタ対３０７もほぼ遮断領域に入っており、ミドル段のトランジスタ対３０７のゲート電圧に追従してソース電圧であるtail-接点電圧が変化するためである。

図７（Ｂ）の状態は、図８の時間Ｂの状態である。スイッチトランジスタ３０９がほぼ遮断領域に入っており、スイッチトランジスタ３１０がほぼ３極管領域に入っている。

図７において、ＲＦ出力であるＲＦｏｕｔ＋出力４１１とＲＦｏｕｔ−出力４１２は、図８の様な波形となり、ＩＦ信号とローカル信号がミキシングされていることがわかる。この例ではＩＦｉｎからＲＦｏｕｔへの変換ゲインは大きくないが、負荷段を始め各パラメータを最適化することで変換ゲインを大きくすることは可能である。

図７において、ミドル段の電圧降下はトランジスタ対３０４及び３０７のドレイン−ソース電圧（ＶＤＳ）４１８であり、５極管動作する下限まで下げることが可能である。この下限の電圧は通常ゲート実効電圧Ｖｅｆｆに等しくなる。ゲート実効電圧は、ゲート−ソース電圧をＶＧＳ、しきい値電圧をＶｔとして、Ｖｅｆｆ＝ＶＧＳ−Ｖｔで表される。このシミュレーションではＤＣ的なＶｅｆｆは０．８Ｖ程度あり、ミドル段の電圧降下はやや大きいが、ミドル段トランジスタの電流駆動能力を上げることでＶｅｆｆを小さくすることができ、電圧降下も小さくすることができる。

Ｖｅｆｆを０．３Ｖ程度にすることは可能であり、ミドル段の電圧降下を０．３Ｖ程度にすることは可能である。但しトランジスタの電流駆動能力を上げるにはトランジスタのゲート幅を大きくする必要があり、寄生容量が増大する問題がある。寄生容量の増大は最高動作周波数を低下させる危険があり、ミドル段の低電圧化と最高動作周波数はトレードオフの関係がある。しかし半導体製造プロセスの微細化に伴って、このトレードオフも緩和される方向であり、ＵＷＢ無線の周波数においても、ミドル段の電圧降下を０．３Ｖ程度に低電圧化させることは可能である。

ちなみにシミュレーションで使用しているトランジスタモデルは０．１８μｍプロセスノードのモデルであり、電源電圧は１．８Ｖ、しきい値電圧は０．３から０．４V程度としている。

このシミュレーションでは負荷抵抗は５００Ω程度であり、負荷抵抗に流れるＤＣ電流は１ｍＡ程度としている。これによって負荷抵抗には０．５Ｖ程度のＤＣ的な負荷段電圧降下（ＶＺ）４１７が生じている。

この負荷段電圧降下を低減するために、図６のミキサ回路の変形例として、図９、図１０、及び図１１のような構成のミキサ回路が考えられる。

図９のミキサ回路は、負荷段としてインダクタ６０１及び６０２を使用した例である。インダクタとドレインにつながる容量で決まる共振周波数付近で高いインピーダンスを得ることができ、高い変換ゲインと低い電圧降下を得ることができる。電圧降下はインダクタンスに流れる電流とインダクタンスの寄生直列抵抗によって決まる。

図１０のミキサ回路は、広い周波数帯域にわたって高い変換ゲインを得るために、インダクタ６０３と抵抗６０４を並列接続したもの及びインダクタ６０６と抵抗６０５を並列接続したものを負荷段として用いている。共振回路のＱは低下し、比較的広い帯域で高い変換ゲインを得ることができる。抵抗値を数百Ωにすることで、変換ゲインがピークから３ｄＢ低下する周波数帯域を１．５ＧＨｚ程度にすることは可能である。これによって、ＵＷＢ無線におけるサブバンド３個分程度をカバーできる周波数帯域を得ることができる。

抵抗を並列に接続した場合、負荷段のインピーダンスが低下するため、帯域を広くとろうとするとある程度ゲインが低下することは避けられない。図１１では、負荷段としてインダクタ６０７とトランジスタ６０８を並列接続したもの及びインダクタ６１０とトランジスタ６０９を並列接続したものを用いている。トランジスタ６０８及び６０９の抵抗値はゲート電圧を変えることで変化させることが可能であり、アダプティブに必要帯域と必要ゲインを設定することができる。

図１２のミキサ回路は、負荷段の電圧降下を低減するための本発明の別の例による回路である。ミドル段３５１及びテイル回路３５２は、図３及び図４で説明している回路であり、これに電流源対（１）７０３、カスコード（cascode）トランジスタ対７０４及び電流源対（２）７０５を追加している。

ミドル段３５１から出力される電流はミキシングされたＲＦ信号であり、この電流性のＲＦ信号を折り返しカスコード（Folded cascode）回路に入力している。電流源対（１）７０３の電流が、電流源対（２）７０５の電流とミドル段３５１の出力電流とほぼ釣り合うようにＤＣ的なバイアスを設定する。ミドル段３５１の出力電流にＲＦ信号成分がないときは、ＲＦｏｕｔ（１）接点７０６及びＲＦｏｕｔ（２）接点７０７における差動出力はほぼゼロとなる。ミドル段３５１の出力電流にＲＦ信号電流が生じると、この平衡状態に対して変化が生じる。ＲＦｏｕｔ（１）接点７０６を出入りする電流は、平衡状態ではほぼゼロであるが、ミドル段３５１でＲＦ信号電流が生じるとＲＦｏｕｔ（１）接点７０６にもこの電流変化が生じ、ＲＦｏｕｔ（１）接点７０６に存在するインピーダンスと掛け合わされて電圧変化が生じる。ＲＦｏｕｔ（１）接点７０６と差動で変化するＲＦｏｕｔ（２）接点７０７についても同様である。

電流源対（１）や電流源対（２）としてトランジスタを使った電流源やインダクタとコンデンサを並列接続し、目的周波数付近に共振させたタンク回路を用いることもできる。これによって電流源における電圧降下を０．５Ｖ以下程度に抑えることができ、折り返しカスコード部の必要電源電圧を低減することができる。

図１３は、上述した本発明のミキサ回路にバイアス電圧を供給するためのバイアス回路である。図１３において、トランジスタ８０１は、図６におけるトランジスタ３０９と好ましくは同様の構造、サイズのトランジスタであり、トランジスタ８０２はトランジスタ対３０４（図６）の一つのトランジスタと好ましくは同様の構造、サイズのトランジスタである。電流源８０３は、トランジスタ対３０４（図６）の一つのトランジスタに流れるバイアス電流を決定する。差動アンプ８０４は、トランジスタ８０２のドレイン電圧とこのドレイン電圧の希望動作点であるＶＤｂｉａｓ８０７を比較して制御する。トランジスタ８０２のゲート電圧は、ＤＣ付近を通過させるためのインピーダンス８０５を介してＩＦｉｎ＋端子８１０につながる。ＩＦｉｎ＋’端子８０９は、ミキサに供給すべきＩＦ信号を受ける端子であり、ＤＣをほぼ遮断するインピーダンス８０６を介してＩＦｉｎ＋端子８１０につながる。ＩＦｉｎ＋端子８１０は、図６のＩＦｉｎ入力３０８の一方の端子につながる。

図１３において、トランジスタ８０１には、トランジスタ３０９（図６）のオン時の電圧降下であるＶＳＷｏｎ（図７）とほぼ同じ電圧降下ＶＳＷｏｎ８１２が生じるようにゲート電圧ＶＳＷｂｉａｓ８０８を与えている。差動アンプ８０４に入力するバイアス電圧ＶＤｂｉａｓ８０７は以下のように決定する。要求変換ゲインと負荷段のインピーダンス等からミドル段トランジスタの要求ｇｍとバイアス電流が見積もりできる。さらに寄生容量などを考慮してトランジスタサイズが決まると、実効ゲート電圧Ｖｅｆｆが決まる。トランジスタ８０２が５極管領域で動作するには、ドレイン−ソース電圧ＶＤＳ８１１がＶｅｆｆより大きい必要がある。つまりＶＤｂｉａｓは、ＶＳＷｏｎとＶｅｆｆの和より大きくすればよい。

差動アンプ８０４の出力はトランジスタ８０２のゲートにつながっており、ドレイン電圧がＶＤｂｉａｓになるように制御が働く。差動アンプ８０４の出力は同時にミキサ回路本体のミドル段トランジスタのゲートにもＤＣ的に接続され、ミドル段のバイアスを最適に設定する。通常半導体製造プロセスのしきい値電圧はチップ間で大きくばらつく。本回路はしきい値ばらつきがあってもバイアスを最適に設定することができる。

図１４もミキサ回路のバイアスを設定するバイアス回路である。トランジスタ８２０は、図１３のトランジスタ８０２と同様の働きをする。トランジスタ８２１をトランジスタ８２０と電流源８２２の間に配置している。トランジスタ８２１のゲートはカスコード接続したトランジスタ８２１のドレインに接続する。トランジスタ８２１のドレイン−ソース電圧ＶＤＳ（２）８２４がしきい値電圧程度になるようにＶＤｂｉａｓ（２）８２３を設定する。トランジスタ８２０のゲート端子のＤＣ成分をミキサ回路のミドル段のバイアス電圧として供給する。これによって図１４のバイアス回路は、図１３のものと同様、ミキサ回路のミドル段にとって最適なバイアスを供給することができる。

図１５は、本発明のミキサ回路を送信機に利用した回路図である。本発明のミキサ回路（アップコンバータ）９０１の出力をソースフォロワトランジスタ９０２及び９０４に接続している。ソースフォロワの出力は、負荷９０３及び９０５とアクティブバラン９０６につながる。アクティブバラン９０６の出力は出力ドライバ９０７を介してＲＦ出力９０８につながる。ＲＦ出力９０８はアンテナ（図示せず）等へつながる。

ＵＷＢのように３〜１０ＧＨｚにわたる広い周波数帯域を持つとき、ミキサ回路の負荷段につながる容量は大きな影響を与える。負荷段が抵抗性のインピーダンスの場合、その抵抗値をＲ、負荷段につながる容量をＣとすると、１／（２πＣＲ）の遮断周波数で決まるローパスフィルタ特性を持つ。従って最高動作周波数を上げるには、ＣＲを低減する必要がある。Ｒの低減はミキサ回路の変換ゲインの低下につながるため限界がある。Ｃを可能な限り低減する必要がある。

通常ソース（エミッタ）接地タイプのアンプでは、ドレイン（コレクタ）−ゲート（ベース）間の寄生容量が、アンプのゲイン倍される効果（ミラー効果）があり、非常に大きな容量が生じる。一方、ソースフォロワ又はエミッタフォロワは、ミラー効果が生じないため寄生容量を低減する効果がある。ソースフォロワの出力インピーダンスは、ソースフォロワトランジスタのｇｍに対して１／ｇｍで表され、ｇｍを上げることによって容易に低いインピーダンスが得られる。アクティブバラン９０６など次段の入力インピーダンスを駆動する上で低い出力インピーダンスが必要とされる。

ミキサ回路の負荷段がインダクタンスなど正のリアクタンス性のインピーダンスの場合も、広帯域を得る上で負荷段につながる容量は小さいことが必要とされ、ソースフォロワ又はエミッタフォロワにつながることが好ましい。例えば負荷段のインダクタンスの値をＬ、負荷段につながる容量をＣとすると、ＬＣの並列接続による共振周波数は１／｛２π（ＬＣ）^１／２｝で表される。Ｃが大きくなってくるとＬを下げて共振周波数を目的の周波数（ＵＷＢの場合３〜１０ＧＨｚ程度）に設定するが、Ｌを下げていくとＬに直列に入るコンタクト抵抗などの影響が大きくなる。このＬに直列に入る抵抗成分をＲとすると、共振周波数におけるインピーダンスは、ほぼ２πｆＬ／Ｒで表される。Ｌを下げていってもＲが下がらない領域になってくるとインピーダンスが低下してミキサ回路の変換ゲインが低下する。

最高周波数や変換ゲイン等が厳しくない応用で、ソースフォロワを省略することは可能である。

図１６は、アクティブバラン９０６及び出力ドライバ９０７の実際の回路を表す。アクティブバラン９０６は、定電流動作するトランジスタ１００１と、差動で動作するトランジスタ１００２及び１００３、負荷インダクタ１００６及び１００７、負荷インダクタ１００６及び１００７に並列につながる負荷抵抗１００４及び１００５で構成される。

インダクタと抵抗を並列に接続して構成した負荷は、前述したように広い帯域にわたって高いゲインを得ることができる。ミキサ回路からの差動ＲＦ信号は、差動トランジスタ１００２及び１００３に入力され、片方の負荷（１００５及び１００７）からシングルエンドの信号を取り出している。反対の負荷（１００４及び１００６）はなくても動作するが、差動−シングル変換の位相やゲインの精度を向上させるためにあった方がよい。この例では、入力ＩＮ＋１０１１と出力ＯＵＴ＋１０１３の位相が０°であり、入力ＩＮ−１０１２と出力ＯＵＴ＋１０１３の位相が１８０°であることが理想である。この理想からの誤差が５°以内程度、ゲイン差が１ｄＢ程度以下が好ましい。

負荷としてインダクタと抵抗を並列接続することで、出力ＯＵＴ＋１０１３の動作点は電源電圧ＶＤＤ１０１５付近にあり、負荷による電圧降下がほとんどなく、低い電源電圧でも動作可能である。ミキサ回路のみを低電圧化しても他の回路の電源電圧を下げなければ電源の種類が増えてしまう。さらには送信機全体として消費電力を下げられない、回路間の動作点が合わないために回路間をＤＣ的に接続できないなどの問題が発生する。送信機全体を低電圧化することでこれら問題を解消できる。

送信アンテナが差動タイプである場合、チップからは差動信号を出力すればよくアクティブバランを省略することも可能であるが、次の理由によりアクティブバラン等の差動アンプを使うことが好ましい場合が多い。ミキサ回路の出力には差動成分以外に、同相成分の信号も少なからずのっている。特に本発明では、テイル回路を３極管領域から遮断領域まで大きく変化させているため、同相成分が比較的大きくなる。また通常、バランス型のミキサを採用しても、素子間のばらつき等によって同相信号の発生が避けられないことが多い。

出力ドライバ９０７は、この例ではソースフォロワトランジスタ１００８である。出力ドライバ９０７にソースフォロワトランジスタ１００８を使うメリットとして、前述した入力容量が小さく広帯域化やゲインの増大に適している以外に、ＲＦ出力１０１４からチップ外へ信号を出力するときに、広帯域で出力整合がとりやすいメリットがある。

またＵＷＢでは、法制度などで決定されるスペクトルマスクなどからの制限から−４１．２５ｄＢｍ／ＭＨｚ程度の電力しか送信できない。これによる平均電力は−１４ｄＢｍ程度であるが、ＯＦＤＭ（直交多重変調）などのピーク対平均電力比の大きい変調方式を使うと、アンプとして広いダイナミックレンジが必要とされる。１２８トーン程度のＯＦＤＭを仮定すると、ピーク対平均電力比は概算で２１ｄＢ程度増大し、ピーク電力は７ｄＢｍ程度となる。ソースフォロワトランジスタ１００８のゲートＤＣ電圧は、前段のアクティブバラン９０６のＤＣ出力電圧がそのまま印加されＶＤＤ１０１５付近にあり、電源電圧が低くても７ｄＢｍ程度のピーク電力を容易に出力できる。

ソースフォロワトランジスタ１００８の出力インピーダンスは、出力整合のために５０Ω程度であることが望ましい。ソースフォロワトランジスタ１００８の出力インピーダンスは１／ｇｍで表され、ｇｍとして２０ｍＳ（Ｓはジーメンス）程度のコンダクタンスが適している。このレベルのコンダクタンスを得るには、トランジスタサイズによっても変わるがドレイン電流として数ｍＡ程度を流せばよい。電源電圧によっても異なるが出力ドライバとして数ｍＷ程度の消費電力で済む。

図１７は、出力ドライバの別の例を示しており、Ｅ級アンプを用いた出力ドライバ９０７’を示している。トランジスタ１１０５のドレイン端子にチョークコイル１１０６と整合回路がついている。整合回路は、コンデンサ１１０８及び１１１０と、インダクタ１１０９とで構成され、ＲＦ出力１１１１につながっている。

図１８は、出力ドライバの更に別の例を示しており、Ｆ級アンプを用いた出力ドライバ９０７”を示している。トランジスタ１１２５のドレイン端子にチョークコイル１１２６と整合回路がついている。整合回路は、コンデンサ１１２８及び１１３０と、１／４波長の伝送線路１１２９と、インダクタ１１３１とで構成され、ＲＦ出力１１３２につながっている。図１６の例とは異なり整合回路に周波数特性を持つが、帯域がそれほど広くない応用に使用可能である。

図１７及び図１８のいずれの出力ドライバを用いても、低い電源電圧での動作に優れ、送信機全体として低電圧化が可能となる。また、図１６、図１７、及び図１８のいずれの出力ドライバを用いても、電力効率にも優れ、１００％近い電力効率を得ることができる。

図１９は、本発明のミキサ回路（図６）をダウンコンバータとして用いた場合を説明するための回路図である。図１９において、テイル回路３５２、ミドル段３５１は図６のアップコンバータの例と説明は同じであるが、ミドル段３５１に受信されたＲＦ信号１２０３が入りＩＦ信号１２０１が出力される点が異なる。さらに、特にダイレクトコンバージョンでは、ＩＦ出力はＤＣ付近の信号であり、ＵＷＢの場合はＤＣから２５０ＭＨｚ程度の広い帯域の信号であり、負荷段として抵抗性の負荷を使用することが好ましい。

図２０は、本発明のミキサ回路（ダウンコンバータ）を用いた受信機のミキサ回路（ダウンコンバータ）以降の回路図である。この受信機は、本発明のミキサ回路を用いたダウンコンバータ１３０１と、ソースフォロワトランジスタ回路１３０２と、ローパスフィルタ１３０５と、可変ゲインアンプ１３０６とを持つ。

ソースフォロワトランジスタ回路１３０２は、図１５の説明と同様に、ダウンコンバータ１３０１を広帯域化、高ゲイン化する上で好ましい。ローパスフィルタ１３０５は、周波数バンド上の隣接チャネルを減衰させる以外に、ダウンコンバータ１３０１からのローカルリークを除去する目的がある。特に本発明のミキサ回路では、前述したように、テイル回路を３極管領域から遮断領域まで大きく変化させているため、ローカル信号が同相信号として比較的大きくなる。差動アンプで同相信号を除去することも可能である。可変ゲインアンプ１３０６によってＡ／Ｄ(Analog-to-Digital)変換に必要な適切なレベルにまで増幅され、ＩＦ出力１３０７に出力される。

図２１は本発明のミキサ回路（ダウンコンバータ）を用いた受信機のブロック図である。アンテナ等からのＲＦ信号は、ロウノイズアンプ１４０２によって増幅され、アクティブバラン１４０３によってシングル−差動変換される。差動信号となったＲＦ信号は、Ｉパスのダウンコンバータ１３０１（図２０）とＱパスのダウンコンバータ１３０１（図２０）に入力される。ダウンコンバータ１３０１以降、図２０の説明と同様に、ＩＦ出力（Ｉ）１４０８、ＩＦ出力（Ｑ）１４１３が出力される。

図２１において、周波数ホッピングシンセサイザ１４１４は、図２５に示したようなサブバンドに対応してローカル信号を生成する回路である。サブバンドに対応して複数の発振器を並べる形態も考えられるが、消費電力やチップ面積の観点で、一つ程度の発振器から複数のローカル信号を作ることが好ましい。周波数ホッピングシンセサイザ１４１４は、Ｉパス用のローカル信号と、それとは位相が９０°異なるＱパス用ローカル信号を生成する。

周波数ホッピングシンセサイザ１４１４は、位相補間器等を用いることで低電圧化することは可能であり、送信機の低電圧化と同様に、受信機全体として低電圧化するメリットは大きい。

図２２は、本発明のミキサ回路（図５）を直交変調器に応用した例である。本発明の２つのダブルバランス型ミキサ回路を１つの負荷段１５１０に接続した構成となっている。Ｉ及びＱ２つのＩＦ入力１５０１及び１５０２と、Ｉ及びＱ２つのローカル入力１５０３及び１５０４を持ち、Ｉ及びＱのＲＦ信号を加算出力するＲＦ出力１５０５を持つ。２つのテイル回路１５０６及び１５０７と、２つのミドル段１５０８及び１５０９を持ち、２つのミドル段１５０８及び１５０９の出力電流を結合して、負荷段１５１０に入力している。

Ｉパス及びＱパスのＲＦ信号は加算してチップから出力する必要があるが、信号の加算は電流の結合により容易に行われる。低電圧化が可能なミキサ回路としてパッシブ型ミキサ回路がある。いくつかの構成があるが、能動素子を持たないため基本的には電圧出力であり、電流の合成による加算が基本的には行えない。本発明のミキサ回路は、直交変調を行う通信において回路の低電圧化を行うのに最適な構成であるといえる。

図２３は、本発明のミキサ回路を直交変調送信機に用いた例である。図２３において、ミキサ主要部１６０４としては図２２のテイル回路（１）１５０６及びミドル段（１）１５０８が好ましく、ミキサ主要部１６０５としては図２２のテイル回路（２）１５０７及びミドル段（２）１５０９が好ましく、負荷段１６０６としては図２２の負荷段１５１０が好ましい。周波数ホッピングシンセサイザ１６０３は、図２１で説明した周波数ホッピングシンセサイザ１４１４と同じ機能を持つ。送受信を一体化したトランシーバでは、送受信で一つの周波数ホッピングシンセサイザを共用しても良い。ミキサ回路以降のソースフォロワトランジスタ回路１６０７、アクティブバラン１６０８、出力ドライバ１６０９は、図１５で説明したソースフォロワトランジスタ回路９０２〜９０５、アクティブバラン９０６、出力ドライバ９０７の構成を取ることが好ましい。

本発明のミキサ回路のテイル回路には、テイル回路が遮断領域から３極管領域まで変化するための大振幅のローカル信号を入力するが、シンセサイザ等で発生するローカル信号はＣＭＬ（カレントモードロジック）レベルの信号である場合がある。これは、例えば１．８Ｖ電源の場合、１．３Ｖ程度を中心に、０．８Ｖから１．８Ｖ程度まで変化する信号である。このようなシンセサイザ出力信号を、本発明のミキサ回路に適したローカル信号に変換するために、図２４に挙げるようなレベル変換回路を用いることが好ましい。

図２４において、レベル変換回路は、ＣＭＬレベル等の信号のＤＣレベルを遮断するコンデンサ１７０１及び１７０２と、交流信号が通過するのを防ぐインピーダンス１７０３及び１７０４と、電源電圧の中間電位を与えるトランジスタ１７０５及び１７０６を持つ。これによって例えば０．８Ｖから１．８Ｖ程度まで変化するＣＭＬ信号を、ほぼ接地電位から電源電位まで変化するＣＭＯＳレベルの信号に変換することができる。

本明細書におけるトランジスタのほとんどは、ＭＯＳトランジスタを例として挙げているが、ＭＯＳトランジスタをバイポーラトランジスタに置き換えても本発明は同様に成り立つ。

本発明の第１の実施の形態のミキサ回路のブロック図である。 本発明のミキサ回路（図１のミキサ回路の変形例）のブロック図である。 本発明の第２の実施の形態のミキサ回路のブロック図である。 本発明のミキサ回路（図３のミキサ回路の変形例）のブロック図である。 前記第２の実施の形態（図３）に基づく実施例によるミキサ回路の回路図である。 前記実施例（図５）のミキサ回路を実際の素子で表した回路図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は図６のミキサ回路の動作を説明するための回路図である。 図６のミキサ回路のシミュレーション結果を示す図である。 本発明のミキサ回路（図６のミキサ回路の変形例）の回路図である。 本発明のミキサ回路（図６のミキサ回路の変形例）の回路図である。 本発明のミキサ回路（図６のミキサ回路の変形例）の回路図である。 本発明のミキサ回路の回路図である。 本発明で使用するバイアス回路の回路図である。 本発明で使用する別のバイアス回路の回路図である。 本発明のミキサ回路を用いた送信機の回路図である。 図１５のアクティブバラン及び出力ドライバの回路図である。 図１６の出力ドライバの代りに用い得る別の出力ドライバを示す回路図である。 図１６の出力ドライバの代りに用い得る更に別の出力ドライバを示す回路図である。 本発明のミキサ回路（図６）をダウンコンバータとして用いた場合を説明するための回路図である。 本発明のミキサ回路（ダウンコンバータ）を用いた受信機の要部の回路図である。 本発明のミキサ回路（ダウンコンバータ）を用いた受信機のブロック図である。 本発明のミキサ回路（図５）を用いた直交変調器のブロック図である。 本発明のミキサ回路を用いた直交変調送信機のブロック図である。 本発明で使用するレベル変換回路の回路図である。 ＵＷＢ無線方式の周波数の説明に使用する図である。 従来のミキサ回路の回路図である。 従来のミキサ回路の回路図である。

符号の説明

２０１ 負荷
２０２ 負荷
２０４ トランジスタ対
２０７ トランジスタ対
２０９ スイッチ素子
２１０ スイッチ素子

Claims (9)

1. 一定電流に高周波信号を重畳させる複数の第１のトランジスタと；３極管領域と遮断領域を行き来する複数の第２のトランジスタを持ち、前記複数の第２のトランジスタが遮断領域にある時に前記複数の第１のトランジスタをそれぞれハイインピーダンスにするテイル回路と；前記複数の第１のトランジスタにつながる複数の負荷と；を有することを特徴とするミキサ回路。
2. 請求項１記載のミキサ回路において、前記複数の負荷の各々としてインダクタンスと抵抗とを並列接続したものを用いることを特徴とするミキサ回路。
3. 請求項１記載のミキサ回路において、前記複数の負荷の各々としてインダクタンスと第３のトランジスタとを並列接続したものを用い、前記第３のトランジスタのインピーダンスを変化させることを特徴とするミキサ回路。
4. 請求項１記載のミキサ回路において、前記複数の第２のトランジスタの各々と同様の構造を持つ別のトランジスタ（８０１）と；前記別のトランジスタにつながり前記複数の第１のトランジスタの各々と同様の構造を持つ更に別のトランジスタ（８０２）と；前記更に別のトランジスタにつながる電流源（８０３）と；を更に有し、前記更に別のトランジスタは、前記複数の第２のトランジスタにバイアス電圧を供給することを特徴とするミキサ回路。
5. 請求項１記載のミキサ回路において、前記複数の負荷に発生する信号電圧を入力とするソースフォロワトランジスタ回路を更に有することを特徴とするミキサ回路。
6. 請求項１記載のミキサ回路と、前記ソースフォロワトランジスタ回路につながるバラン回路と、該バラン回路につながる出力ドライバとを有することを特徴とする送信機。
7. 請求項１記載のミキサ回路と、前記ソースフォロワトランジスタ回路につながるフィルタ回路とを有することを特徴とする受信機。
8. 請求項１記載のミキサ回路において、別の高周波信号を発生するシンセサイザと；前記別の高周波信号のレベルを変換し、変換された高周波信号を前記複数の第２のトランジスタに入力するレベル変換回路と；を更に有することを特徴とするミキサ回路。
9. 一定電流に高周波信号を重畳させる複数の第１のトランジスタ（３５１）と；３極管領域と遮断領域を行き来する複数の第２のトランジスタを持ち、前記複数の第２のトランジスタが遮断領域にある時に前記複数の第１のトランジスタをそれぞれハイインピーダンスにするテイル回路（３５２）と；前記複数の第１のトランジスタにつながる複数の第１の電流源（７０３）と；前記複数の第１のトランジスタにつながる複数の別のトランジスタ（７０４）と；前記複数の別のトランジスタにつながる複数の第２の電流源（７０５）と；を有することを特徴とするミキサ回路。
   
   

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