JP2011146686A - パワー半導体モジュール、電力変換装置および鉄道車両 - Google Patents

Abstract

【課題】更なる小型化を可能とし且つ鉄道車両用の電力変換装置に適用可能なパワー半導体モジュールを提供すること。
【解決手段】鉄道車両用の電力変換装置に適用されるパワー半導体モジュールにおいて、ＩＧＢＴとＳｉＣ−ＦＷＤとが逆並列に接続されてなる素子対６２と、Ｓｉ−ＩＧＢＴとＳｉＣ−ＦＷＤとが逆並列に接続されてなる素子対６４と、を有し、素子対６２は電力変換装置の正側アームとして動作し、素子対６４は電力変換装置の負側アームとして動作するように１つのモジュール内に収容され、２ｉｎ１モジュールとして構成されると共に、素子対６２，６４におけるＩＧＢＴチップの占有面積に対するＳｉＣ−ＦＷＤチップの占有面積の比が１５％以上、且つ、４５％未満であるように形成される。
【選択図】図３

Description

本発明は、鉄道車両に適用可能な電力変換装置に係り、詳細には、この種の電力変換装置に搭載可能なパワー半導体モジュールに関する。

鉄道車両用に限定されるものではないが、比較的高出力な電力変換用途に適用可能なパワー半導体モジュールとして、例えば下記特許文献１に示されたものがある。この特許文献１に示されるパワー半導体モジュールでは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）と呼ばれるスイッチング素子と、フライ・ホイール・ダイオード（Fly Wheel Diode：ＦＷＤ）と呼ばれるダイオード素子とが逆並列に接続されてなる素子対の組を２組有する構成が開示されている。すなわち、このパワー半導体モジュールは、いわゆる「２ｉｎ１」のパワー半導体モジュールとして構成されている（同文献の図１〜図４などを参照）。

特開２００９−５９９２３号公報

上記のような２ｉｎ１タイプのパワー半導体モジュール（以下、必要に応じて「２ｉｎ１モジュール」と称する）を構成する各１組の素子対をモジュール内で直列に接続すれば、インバータおよびコンバータにおける正側および負側の負アーム素子として使用することができる。したがって、例えば３相インバータであれば、３個の２ｉｎ１モジュールで構成することができるので、装置の小型化が可能となる。

ところが、上記２ｉｎ１モジュールを鉄道車両用のインバータに適用する場合には、話が簡単ではなかった。というのも、パワー半導体モジュールを鉄道車両に適用した場合、車両が加速する力行モードでは主としてＩＧＢＴ側に大きな電流が流れ、ブレーキによって電力を回生して減速する回生モードでは主にＦＷＤ側に大きな電流が流れるので、力行モードではＩＧＢＴが、回生モードではＦＷＤが大きく発熱する。このため、力行モードではＩＧＢＴチップの接合温度を、回生モードではＦＷＤチップの接合温度を、それぞれの許容接合温度以下になるように、電流やスイッチング周波数を設定もしくは制御しなければならない。

しかしながら、現状の２ｉｎ１モジュールでは、回生モードにおけるＦＷＤチップの接合温度を許容接合温度以下になるように電流やスイッチング周波数を設定することは困難であった。ここで、ＩＧＢＴチップのサイズとＦＷＤチップのサイズとはトレードオフの関係にあるので、ＩＧＢＴチップのサイズを小さくし、その削減分をＦＷＤチップに割り当てることも考えられるが、現状の２ｉｎ１モジュールでは、ＩＧＢＴのチップサイズは可能な限り小さくしており、これ以上のサイズ削減は力行モードにおける電流容量の確保が困難になるため限界であった。したがって、現状の鉄道応用における３相インバータでは、同電流クラスのパワー半導体モジュールとして、ＩＧＢＴおよびＦＷＤの組が１組搭載されている、いわゆる「１ｉｎ１」のパワー半導体モジュール（以下、必要に応じて「１ｉｎ１モジュール」と称する）を６個用いて構成せざるを得ず、電力変換装置の更なる小型化が困難であった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、更なる小型化を可能とし、かつ、鉄道車両用の電力変換装置に適用可能なパワー半導体モジュールを提供することを目的とする。

また、本発明は、既存の１ｉｎ１タイプのモジュールサイズを大きくすることなくこれを互換的に利用することのできる２ｉｎ１タイプのパワー半導体モジュールを提供することを目的とする。

また、本発明は、上記のようなパワー半導体モジュールを備えた電力変換装置および、上記のような電力変換装置を備えた鉄道車両を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるパワー半導体モジュールは、鉄道車両用の電力変換装置に適用されるパワー半導体モジュールにおいて、第１のスイッチング素子と第１のダイオード素子とが逆並列に接続されてなる第１の素子対と、第２のスイッチング素子と第２のダイオード素子とが逆並列に接続されてなる第２の素子対と、を有し、前記第１および第２のダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、前記第１の素子対は前記電力変換装置の正側アームとして動作し、前記第２の素子対は前記電力変換装置の負側アームとして動作するように１つのモジュール内に収容され、２ｉｎ１モジュールとして構成されていることを特徴とする。

本発明にかかるパワー半導体モジュールによれば、既存の１ｉｎ１タイプのモジュールサイズを大きくすることなくこれを利用し、鉄道車両に適用可能な２ｉｎ１タイプのパワー半導体モジュールを提供することができるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置の概略の機能構成を示す図である。 図２は、２ｉｎ１モジュールとして構成した本実施の形態にかかるパワー半導体モジュールの概略形状を示す斜視図である。 図３は、図２に示すパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。 図４は、従来から使用されている１ｉｎ１モジュールの概略形状を示す斜視図である。 図５は、図４に示すパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。 図６は、力行モード時に主として流れる主回路電流の向きを示す図である。 図７は、回生モード時に主として流れる主回路電流の向きを示す図である。 図８は、従来の１ｉｎ１モジュールを６個用いて構成した３相インバータの回路図である。 図９は、ＳｉＣ−ＦＷＤを用いて構成した本実施の形態の２ｉｎ１モジュールにおける一つの素子対の配置例を示す図である。 図１０は、Ｓｉ−ＦＷＤを用いて構成した従来の２ｉｎ１モジュールにおける一つの素子対の配置例を示す図である。 図１１は、本実施の形態の２ｉｎ１モジュールを３個用いて構成した３相インバータの回路図である。

本願発明者は、オン電圧を低減することができ、その結果、リカバリ損失も大幅に低減することができるＳｉＣダイオードに着目し、このＳｉＣダイオードを上記２ｉｎ１モジュールに適用して電力変換装置を構成することにより、鉄道応用に好適なパワー半導体モジュールおよび電力変換装置を導き出すに至った。以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるパワー半導体モジュールおよび電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

＜実施の形態＞
まず、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。図１は、本実施の形態にかかる電力変換装置の概略の機能構成を示す図であり、鉄道車両１００に搭載される電力変換装置５０の一構成例を示している。同図に示すように、電力変換装置５０は、コンバータ１０、コンデンサ２０およびインバータ３０を備えて構成される。鉄道車両１００には、電力変換装置５０の入力端側に配置されてコンバータ１０に接続される変圧器６および、電力変換装置５０の出力端側に配置されてインバータ３０に接続され、電力変換装置５０からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機４０が搭載されている。なお、電動機４０としては、誘導電動機や同期電動機が好適である。

変圧器６の一次巻線の一端は集電装置２を介して架線１に接続され、他端は車輪３を介して大地電位であるレール４に接続されている。架線１から供給される電力は、集電装置２を介して変圧器６の一次巻線に入力されるとともに、変圧器６の二次巻線に生じた電力がコンバータ１０に入力される。

コンバータ１０は、スイッチング素子ＵＰＣ，ＶＰＣで構成される正側アーム（例えばＵ相ではＵＰＣ）と、スイッチング素子ＵＮＣ，ＶＮＣで構成される負側アーム（例えばＵ相ではＵＮＣ）とがそれぞれ直列に接続された回路部（以下「レグ」という）を有している。すなわち、コンバータ１０には、２組（Ｕ相分、Ｖ相分）のレグを有する単相ブリッジ回路が構成されている。

コンバータ１０は、スイッチング素子ＵＰＣ，ＶＰＣ，ＵＮＣ，ＶＮＣをＰＷＭ制御することで入力された交流電圧を所望の直流電圧に変換して出力する。

コンバータ１０の出力端には、直流電源となるコンデンサ２０が並列に接続されるとともに、コンデンサ２０の直流電圧を入力とし、任意電圧および任意周波数の交流電圧に変換し出力するインバータ３０が接続される。

インバータ３０は、スイッチング素子ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩで構成される正側アーム（例えばＵ相ではＵＰＩ）と、スイッチング素子ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩで構成される負側アーム（例えばＵ相ではＵＮＩ）とがそれぞれ直列に接続されたレグを有している。すなわち、インバータ３０には、３組（Ｕ相分、Ｖ相分、Ｗ相分）のレグを有する３相ブリッジ回路が構成されている。

インバータ３０は、スイッチング素子ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ，ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩをＰＷＭ制御することで入力された直流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する。

なお、図１では、本実施の形態にかかる電力変換装置の好適な例として、交流入力の電気車に適用する場合を一例として示したが、地下鉄や郊外電気車等に多用される直流入力の電気車に対しても同様に適用することができる。なお、直流入力の電気車に適用する場合、変圧器６およびコンバータ１０の構成が不要となる点を除き、図１と同等の構成を採ることができ、本実施の形態にかかる内容を当該直流入力の電気車に適用することも無論可能である。

つぎに、本実施の形態の電力変換装置に用いられるパワー半導体モジュールについて説明する。図２は、２ｉｎ１モジュールとして構成した本実施の形態にかかるパワー半導体モジュールの概略形状を示す斜視図であり、図３は、図２に示すパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。また、図４は、比較例として示すパワー半導体モジュールであり、従来から使用されている１ｉｎ１モジュールの概略形状を示す斜視図である。また、図５は、図４に示すパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。

図４および図５に示すように、従来から使用されてきている１ｉｎ１モジュール７０では、シリコンをベースとするＩＧＢＴ（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）と、シリコンベースのＦＷＤ（Ｓｉ−ＦＷＤ）とが逆並列に接続された１組の素子対７２がパッケージ内に収容されている。Ｓｉ−ＩＧＢＴのコレクタとＳｉ−ＦＷＤのカソードとはモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて１ｉｎ１モジュール７０の上面に設けられたコレクタ電極Ｃに接続される。同様に、Ｓｉ−ＩＧＢＴのエミッタとＳｉ−ＦＷＤのアノードとはモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて１ｉｎ１モジュール７０の上面に設けられたエミッタ電極Ｅに接続されるように構成されている。

一方、図２および図３に示すように、本実施の形態にかかる２ｉｎ１モジュール６０では、シリコン（Ｓｉ）をベースとするＩＧＢＴ（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）と、シリコン・カーバイド（炭化ケイ素：ＳｉＣ）をベースとするＦＷＤ（ＳｉＣ−ＦＷＤ）とが逆並列に接続された２組の素子対である第１の素子対６２，第２の素子対６４がパッケージ内に収容されている。

ここで、シリコン・カーバイド（ＳｉＣ）は、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例であり、シリコン・カーバイド以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体も、ワイドバンドギャップ半導体に属する。したがって、シリコン・カーバイド以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。

これら図２および図３において、第１の素子対６２では、Ｓｉ−ＩＧＢＴのコレクタとＳｉＣ−ＦＷＤのカソードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて２ｉｎ１モジュール６０の上面に設けられたコレクタ電極Ｃ１に接続されると共に、Ｓｉ−ＩＧＢＴのエミッタとＳｉＣ−ＦＷＤのアノードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて２ｉｎ１モジュール６０の上面に設けられたエミッタ電極Ｅ１に接続されるように構成されている。同様に、第２の素子対６４では、Ｓｉ−ＩＧＢＴのコレクタとＳｉＣ−ＦＷＤのカソードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて２ｉｎ１モジュール６０の上面に設けられたコレクタ電極Ｃ２に接続されると共に、Ｓｉ−ＩＧＢＴのエミッタとＳｉＣ−ＦＷＤのアノードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて２ｉｎ１モジュール６０の上面に設けられたエミッタ電極Ｅ２に接続されるように構成されている。

なお、図２の構造および図３の回路構成から明らかなように、２ｉｎ１モジュール６０における電極Ｅ１と電極Ｃ２とを、導体バーなどで電気的に接続すれば第１の素子対６２と第２の素子対６４とが直列接続されたレグを構成することができる。

つぎに、本実施の形態のパワー半導体モジュールが、既存の１ｉｎ１モジュールのパッケージを互換的に使用し、既存の１ｉｎ１モジュールのサイズを大きくすることなく２ｉｎ１モジュールとして構成できる理由について説明する。

車両が加速走行する力行モードでは、コンデンサ２０の正極側から電動機４０に向けて電流が流れるため、例えばＵ相およびＶ相への印加電圧が正の期間であり、Ｗ相の印加電圧が負の期間では、図６に示すように、スイッチング素子ＵＰＩ，ＶＰＩの各ＩＧＢＴを通じて電動機４０に電流が流れ込み、電動機４０からの電流はスイッチング素子ＷＮＩのＩＧＢＴを通じてコンデンサ２０の負極側に戻る。その結果、力行モード時においては、ＦＷＤに比してＩＧＢＴが大きく発熱することになる。

一方、車両が減速走行する回生モードでは、電動機４０が発電機となり、電動機４０からの電流がコンデンサ２０の正極側に流れ込むため、例えば電動機４０におけるＵ相およびＶ相の誘起電圧が正の期間であり、Ｗ相の誘起電圧が負の期間では、図７に示すように、スイッチング素子ＵＰＩ，ＶＰＩの各ＦＷＤを通じてコンデンサ２０側に電流が流れ込み、その戻り電流はスイッチング素子ＷＮＩのＦＷＤを通じて電動機４０に戻る。その結果、回生モード時においては、ＩＧＢＴに比してＦＷＤが大きく発熱することになる。

つぎに、汎用的な２ｉｎ１モジュールの発熱量について、下記表１に示すパラメータを用いて計算する。なお、ここで用いる２ｉｎ１モジュールは、シリコンベースのＩＧＢＴ（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）と、シリコンベースのＦＷＤ（Ｓｉ−ＦＷＤ）とにより構成されるものである。

上記表１のパラメータを用い、さらに、インバータ電流を定格電流の１／２（６００Ａ）とし、インバータ制御のキャリア周波数を１ｋＨｚとして発熱量を計算したときの結果を示したものが下記表２である。なお、簡易な計算結果を得るため、力率やインバータ効率などは考慮していない。

上記表２において、ＩＧＢＴおよびＦＷＤの各オン損失は、１個のＩＧＢＴに半周期分の電流が流れる、すなわち１個のＩＧＢＴおよびＦＷＤは１周期のうちの半周期の間だけ動作すると仮定するため、電圧と電流との積を２で割っている。また、ＩＧＢＴおよびＦＷＤの各スイッチング損失についても同様であり、パルス数（スイッチング周波数）を２で割っている。

上記表２の結果に示されるように、ＩＧＢＴの温度上昇が１２．５℃であるのに対し、ＦＷＤの温度上昇は３０℃になっており、ＦＷＤの温度上昇が高いことが理解できる。

ここでＩＧＢＴの接合温度を許容接合温度以下となるよう、モジュールのケース温度を１１０℃となるように冷却器を選定した場合を考える。この場合、ＦＷＤの接合温度は１１０℃＋３０℃＝１４０℃となり、ＦＷＤの許容接合温度１２５℃を上回る。したがって、上記表１に示した２ｉｎ１モジュールは鉄道車両用として使用できないということになる。

この考えとは逆に、ＦＷＤの温度上昇に合わせた冷却器を選定した場合を考える。この場合、モジュールのケース温度は１２５℃−３０℃＝９０℃以下とする必要がある。例えばモジュールのケース温度を９０℃とした場合、ＩＧＢＴの接合温度は９０℃＋１２．５℃＝１０２．５℃となり、１２５℃／１０２．５℃＝１．２２であることから、ＦＷＤの温度上昇に合わせた場合の冷却器は、ＩＧＢＴの温度上昇に合わせた場合の冷却器に対して２０％以上の余裕度を持っていることになる。すなわち、ＦＷＤの温度上昇に合わせた冷却器を構成しようとすると、より高性能な冷却器が必要となるので、冷却器のサイズが増大し、冷却器のコストが増加する。

つぎに、汎用的な１ｉｎ１モジュールの発熱量について、下記表３に示すパラメータを用いて計算する。なお、ここで用いる１ｉｎ１モジュールは、シリコンベースのＩＧＢＴ（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）と、シリコンベースのＦＷＤ（Ｓｉ−ＦＷＤ）とにより構成されるものである。また、この１ｉｎ１モジュールは、２ｉｎ１モジュールに比べてスペース的に余裕があるので、表１に示すＦＷＤよりもダイオード損失が小さく、熱抵抗も小さいものを収容することが可能となっている。

表１の場合と同様に、表３のパラメータを用い、さらに、インバータ電流を定格電流の１／２（６００Ａ）とし、インバータ制御のキャリア周波数を１ｋＨｚとして発熱量を計算したときの結果を示したものが下記表４である。なお、簡易な計算結果を得るため、力率やインバータ効率などを考慮していない点は、表２のときと同様である。

上記表４の結果に示されるように、ＩＧＢＴの温度上昇は９．５℃であり、ＦＷＤの温度上昇は１１．７℃であるため、ＩＧＢＴおよびＦＷＤの各温度上昇には大きな差がないことが分かる。

ここで、例えばモジュールのケース温度を１１０℃となるように冷却器を選定した場合を考える。この場合、ＦＷＤの接合温度は１１０℃＋１１．７℃＝１２１．７℃となり、ＦＷＤの許容接合温度１２５℃を下回る。したがって、上記表３に示した１ｉｎ１モジュールは鉄道車両用としての使用が可能となる。

このように、力行モードと回生モードとがある鉄道応用においては、従来の２ｉｎ１モジュールは、ＦＷＤの温度上昇がＩＧＢＴの温度上昇に対して２倍程度の大きさを有しているため、冷却器をＩＧＢＴの温度上昇に合わせた冷却性能とすると、ＦＷＤの温度上昇が許容値を超えて使用不可となる。これとは逆に、冷却器をＦＷＤの温度上昇に合わせた冷却性能とすると、冷却器のサイズが大きくなり、且つ、高価になってしまう。このため、鉄道車両に適用される従来の電力変換装置では、冷却器のサイズが増大し、冷却器のコストが増加することを防止するため、ＦＷＤ損失が小さく、熱抵抗も小さい１ｉｎ１モジュールを６個用いて３相インバータを構成していた（図８参照）。

つぎに、本実施の形態の２ｉｎ１モジュールにおけるチップ配置（レイアウト）について説明する。図９は、ＳｉＣ−ＦＷＤを用いて構成した本実施の形態の２ｉｎ１モジュールにおける一つの素子対の配置例を示す図である。なお、図１０には、比較例として、Ｓｉ−ＦＷＤを用いて構成した従来の２ｉｎ１モジュールにおける一つの素子対の配置例を示している。

従来の２ｉｎ１モジュールでは、図１０に示すように、１素子対あたり４個のＩＧＢＴチップと、２個のＳｉ−ＦＷＤチップを用いて構成していた。なお、図１０において、Ｓｉ−ＦＷＤチップの占有面積は、ＩＧＢＴチップの占有面積の約１／２（５０％）である。

一方、本実施の形態の２ｉｎ１モジュールでは、ＦＷＤとしてＳｉＣを用いることとしたので、ＳｉＣ−ＦＷＤチップの占有面積を従来のものよりも小さくすることが可能となる。例えば、図９に示すように、１素子対あたり４個のＩＧＢＴチップと、８個のＳｉＣ−ＦＷＤチップを有する構成ではあるが、ＳｉＣ−ＦＷＤチップの占有面積は、ＩＧＢＴチップの占有面積の約１／４（２５％）である。

ＳｉＣをＦＷＤとして用いた場合には、ＦＷＤのオン電圧を低減することができるので、リカバリ損失も大幅に低減することができる。ＳｉＣの場合、さらにチップ厚も薄くすることができるので、熱抵抗も小さくなる。このため、図９に示すように、各チップのレイアウトを変更することなく、ＦＷＤの温度上昇を１ｉｎ１タイプのＩＧＢＴモジュールなみに抑制することができる。つまり、ＳｉＣをＦＷＤとした場合、ＩＧＢＴチップの占有面積に対するＳｉＣ−ＦＷＤチップの占有面積の比（以下「ＦＷＤチップ占有面積比」と称する）が１／２未満であっても、１ｉｎ１タイプなみの温度上昇に抑えることが可能となる。

実際に、ＦＷＤチップをＳｉＣとした２ｉｎ１モジュールの発熱量について、下記表５に示すパラメータを用いて計算した結果を示すと表６のようになる。なお、本計算では、上記表２，４と同様に、力率やインバータ効率などは考慮せず、インバータ電流を定格電流の１／２（６００Ａ）とし、インバータ制御のキャリア周波数を１ｋＨｚとして計算している。

上記表６の結果に示されるように、ＳｉＣ−ＦＷＤチップの温度上昇は、ＩＧＢＴチップの温度上昇と同程度となる。また、従来の２ｉｎ１モジュールにおけるＳｉ−ＦＷＤチップの温度上昇値である３０℃に対し（表２参照）、１／２以下の温度上昇値とすることができ、ＩＧＢＴチップの温度上昇に合わせ、モジュールのケース温度を１１０℃となるような冷却器を用いても、ＦＷＤチップの接合温度は、接合温度許容値の１２５℃以下とすることが可能となる。

このため、本実施の形態の電力変換装置では、図１１に示すように、３個の２ｉｎ１モジュールを用いて３相インバータを構成することが可能となる。

なお、高温度での使用が可能であるというＳｉＣの特徴を生かせば、ＳｉＣ−ＦＷＤチップの許容動作温度を１５０℃以上に引き上げることができ、ＳｉＣ−ＦＷＤチップの占有面積をさらに小さくすることができるので、モジュールサイズの更なる削減が可能となる。

また、ＳｉＣ−ＦＷＤチップの占有面積の削減分を、ＩＧＢＴチップの占有面積の増加に振り向けることとすれば、既存のモジュールサイズを大きくすることなくモジュール性能の向上が可能となる。

さらに、ＳｉＣ−ＦＷＤチップの許容動作温度の高温化により、ＳｉＣに対する冷却器の性能を低減することができるので、冷却器の小型化および低コスト化が可能となる。

なお、本実施の形態では、ＦＷＤチップ占有面積比を約１／４（＝０．２５）として説明したが、この１／４という数値に限定されるものではない。本発明の意義は、鉄道応用の電力変換装置に適用可能な２ｉｎ１モジュールを提供することにあるため、これを実現可能であればＦＷＤチップ占有面積比は幾つであっても構わない。

例えば、上述したように高温度での使用が可能であるというＳｉＣの特徴を活用したり、ＳｉＣ−ＦＷＤチップの占有面積の削減分を、ＩＧＢＴチップに振り向けたりする手法を用いれば、ＳｉＣ−ＦＷＤチップの占有面積の削減分とＩＧＢＴチップの占有面積の増加分との相乗効果により、ＦＷＤチップ占有面積比の更なる低減が可能である。ここで、前者による低減効果を２０％とし、後者による低減効果を２０％と見積もれば、両者を合わせて４０％程度の低減が可能であり、ＦＷＤチップ占有面積比を０．１５（＝（1/4)×(1-0.4)）程度まで低減することが可能となる。

また、本実施の形態では、２ｉｎ１モジュールのチップサイズを小さくすることができるという付随的な効果が得られるが、この効果は、ＦＷＤとしてＳｉＣを用いることにより、従来の２ｉｎ１モジュールにおけるＦＷＤチップ占有面積比を１／２未満に低減できることから得られる。ただし、従来の２ｉｎ１モジュールの設計に際しては、種々の設計条件に応じて±１０％程度の誤差は生じるものである。これらの観点に鑑みて見れば、ＦＷＤチップ占有面積比を０．４５（＝0.5×(1-0.1)）未満に低減できる点に本発明の意義があると言っても過言ではない。

また、本実施の形態では、２ｉｎ１モジュールを構成するスイッチング素子として、ＩＧＢＴを一例として示したが、ＩＧＢＴに代えてＭＯＳＦＥＴを搭載するものであっても構わない。なお、ＭＯＳＦＥＴの方がＩＧＢＴよりもスイッチング損失が小さいため、ＭＯＳＦＥＴの使用により、モジュールおよび冷却器の小型化、低コスト化が実現可能となる。

なお、各ＳｉＣ−ＦＷＤチップを、それぞれの素子対をなす各ＩＧＢＴチップと温度上昇が同等になるようなサイズに形成すれば、冷却器の設計が容易になり、冷却器の小型化、低コスト化に効果的である。

また、本実施の形態では、インバータへの適用を一例として説明したが、コンバータに適用することも無論可能である。コンバータに適用する場合、従来技術では４つの１ｉｎ１モジュールを用いて構成することになるが、本実施の形態の技術を用いれば、２つの２ｉｎ１モジュールを用いて構成することが可能となる。なお、鉄道応用において、コンバータの場合もＩＧＢＴに流れる電流よりもＦＷＤに流れる電流のほうが大きいため、ＦＷＤにＳｉＣを適用することにより、損失低減による装置の小型化、低コスト化、および部品点数低減による高信頼度化が実現可能となる。

また、本実施の形態の技術を鉄道車両用の補助電源装置に適用する場合、負荷力率の悪い状態下でのインバータ損失を低減することができるので、補助電源装置に用いるインバータを小型化することができ、装置の小型化および低コスト化が実現可能となる。

以上のように、本発明は、更なる小型化を可能とし、鉄道車両に適用可能なパワー半導体モジュールおよび電力変換装置として有用である。

１ 架線
２ 集電装置
３ 車輪
４ レール
６ 変圧器
１０ コンバータ
２０ コンデンサ
３０ インバータ
４０ 電動機
５０ 電力変換装置
６０ ２ｉｎ１モジュール
６２ 素子対（第１の素子対）
６４ 素子対（第２の素子対）
７２ 素子対
７０ １ｉｎ１モジュール
１００ 鉄道車両
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２ コレクタ電極
Ｅ，Ｅ１，Ｅ２ エミッタ電極
ＵＮＣ，ＶＮＣ，ＷＮＣ，ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩ，ＵＰＣ，ＶＰＣ，ＷＰＣ，ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ スイッチング素子

Claims (10)

1. 鉄道車両用の電力変換装置に適用されるパワー半導体モジュールにおいて、
   第１のスイッチング素子と第１のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の正側アームとして動作する第１の素子対と、
   第２のスイッチング素子と第２のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の負側アームとして動作する第２の素子対とを直列に接続し、
   前記車両の加速時には前記第１のダイオード素子と前記第２のダイオード素子とに電流が流れ、
   前記車両の減速時には前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とに電流が流れる２ｉｎ１モジュールとして構成され、
   前記各素子対におけるスイッチング素子の占有面積に対するダイオード素子の占有面積の比が１５％以上、且つ、４５％未満であり、
   前記第１および第２のダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、前記第１および第２のスイッチング素子と温度上昇が同等になるようなサイズに形成されている
   ことを特徴とするパワー半導体モジュール。
2. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項１に記載のパワー半導体モジュール。
3. 前記第１および第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴ素子またはＭＯＳＦＥＴ素子であることを特徴とする請求項１に記載のパワー半導体モジュール。
4. 鉄道車両に搭載され、入力された交流電圧を所望の直流電圧に変換して出力するコンバータを有する電力変換装置において、
   前記コンバータは、
   第１のスイッチング素子と第１のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の正側アームが構成され、
   第２のスイッチング素子と第２のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の負側アームが構成され、
   前記正側アームと前記負側アームとが直列接続されてなるレグが１つのモジュール内に収容され、
   前記各レグを構成する第１および第２の素子対は、１つのモジュール内に収容され、
   前記車両の加速時には前記第１のダイオード素子と前記第２のダイオード素子とに電流が流れ、
   前記車両の減速時には前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とに電流が流れる２ｉｎ１モジュールとして構成され、
   前記モジュールにおける前記第１および第２のスイッチング素子の占有面積に対する前記第１および第２のダイオード素子の占有面積の比が１５％以上、且つ、４５％未満であり、
   前記第１および第２のダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、前記第１および第２のスイッチング素子と温度上昇が同等になるようなサイズに形成されている
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 入力された交流電圧を所望の直流電圧に変換して出力するコンバータを有する電力変換装置と、
   前記電力変換装置からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機とを備えた鉄道車両において、
   前記コンバータは、
   第１のスイッチング素子と第１のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の正側アームが構成され、
   第２のスイッチング素子と第２のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の負側アームが構成され、
   前記正側アームと前記負側アームとが直列接続されてなるレグが１つのモジュール内に収容され、
   前記車両の加速時には前記第１のダイオード素子と前記第２のダイオード素子とに電流が流れ、
   前記車両の減速時には前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とに電流が流れる２ｉｎ１モジュールとして構成され、
   前記モジュールにおける前記第１および第２のスイッチング素子の占有面積に対する前記第１および第２のダイオード素子の占有面積の比が１５％以上、且つ、４５％未満であり、
   前記第１および第２のダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、前記第１および第２のスイッチング素子と温度上昇が同等になるようなサイズに形成されている
   ことを特徴とする鉄道車両。
6. 鉄道車両用の電力変換装置に適用されるパワー半導体モジュールにおいて、
   第１のスイッチング素子と第１のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の正側アームとして動作する第１の素子対と、
   第２のスイッチング素子と第２のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の負側アームとして動作する第２の素子対とを直列に接続し、
   前記第１および第２のダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、
   前記車両の加速時には前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とに電流が流れ、
   前記車両の減速時には前記第１のダイオード素子と前記第２のダイオード素子とに電流が流れる２ｉｎ１モジュールとして構成され、
   前記２ｉｎ１モジュールの上面には、第１のコレクタ電極、第２のコレクタ電極、第１のエミッタ電極、第２のエミッタ電極が設けられたことを特徴とするパワー半導体モジュール。
7. 前記第１のスイッチング素子のコレクタと前記第１のダイオード素子のカソードとが前記１つのモジュール内で接続され、その接続端が前記第１のコレクタ電極に接続され、
   前記第１のスイッチング素子のエミッタと前記第１のダイオード素子のアノードとが前記１つのモジュール内で接続され、その接続端が前記第１のエミッタ電極に接続され、
   前記第２のスイッチング素子のコレクタと前記第２のダイオード素子のカソードとが前記１つのモジュール内で接続され、その接続端が前記第２のコレクタ電極に接続され、
   前記第２のスイッチング素子のエミッタと前記第２のダイオード素子のアノードとが前記１つのモジュール内で接続され、その接続端が前記第２のエミッタ電極に接続されていることを特徴とする請求項６に記載のパワー半導体モジュール。
8. 前記第１のエミッタ電極と前記第２のコレクタ電極を接続することによって、前記電力変換装置の正側アームと前記電力変換装置の負側アームとが直列接続されることを特徴とする請求項６に記載のパワー半導体モジュール。
9. 鉄道車両に搭載され、入力された直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置において、
   スイッチング素子とダイオード素子とが逆並列に接続されて正側アームを構成する第１の素子対と、
   スイッチング素子とダイオード素子とが逆並列に接続されて負側アームを構成する第２の素子対とが直列接続されてなるレグを複数組有し、
   前記ダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、
   前記各レグを構成する第１および第２の素子対は、１つのモジュール内に収容され、
   前記車両の加速時には前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とに電流が流れ、
   前記車両の減速時には前記第１のダイオード素子と前記第２のダイオード素子とに電流が流れる２ｉｎ１モジュールとして構成され、
   前記２ｉｎ１モジュールの上面には、第１のコレクタ電極、第２のコレクタ電極、第１のエミッタ電極、第２のエミッタ電極が設けられたことを特徴とする電力変換装置。
10. 入力された直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置と、
    前記電力変換装置からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機とを備えた鉄道車両において、
    前記電力変換装置は、
    スイッチング素子とダイオード素子とが逆並列に接続されて正側アームを構成する第１の素子対と、
    スイッチング素子とダイオード素子とが逆並列に接続されて負側アームを構成する第２の素子対とが直列接続されてなるレグを複数組有し、
    前記ダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、
    前記各レグを構成する第１および第２の素子対は、１つのモジュール内に収容され、
    前記車両の加速時には前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とに電流が流れ、
    前記車両の減速時には前記第１のダイオード素子と前記第２のダイオード素子とに電流が流れる２ｉｎ１モジュールとして構成され、
    前記２ｉｎ１モジュールの上面には、第１のコレクタ電極、第２のコレクタ電極、第１のエミッタ電極、第２のエミッタ電極が設けられたことを特徴とする鉄道車両。

Images