JP2013223357A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】熱破壊に対する信頼性を保ちつつ、電磁騒音とモータ損失を低減させ、さらにコスト上昇とノイズの増大を抑えた電力変換装置を得ること。
【解決手段】電力変換装置は、ＳｉＣによって形成されたスイッチング素子３ａとＳｉによって形成された還流ダイオード２ａを逆並列接続した第一の素子対と、Ｓｉによって形成されたスイッチング素子１ｂとＳｉＣによって形成された還流ダイオード４ｂを逆並列接続した第二の素子対とを直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路２２を有して構成される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

スイッチング素子や還流ダイオードは、スイッチング素子がスイッチングするときにスイッチング損失を発生する。スイッチング損失は熱を発生させるため熱破壊を引き起こす可能性があり、従って信頼性を低下させる。また、周知のようにスイッチング損失は、スイッチング周波数に比例する。このため、従来の電力変換装置は、熱破壊に対する信頼性の確保のため、スイッチング周波数を可能な限り低くすることが行われていた。

その一方で、人によって異なるが、もっぱらスイッチング周波数が人間の可聴周波数帯にあると、電力変換装置に接続されたモータやリアクトルなどからの電磁騒音が問題となることがある。また、スイッチング周波数が高いスイッチング周波数に比べて低い場合には、モータやリアクトルの電流に高調波成分が大きく重畳し、モータやリアクトルの損失が増大してしまうことから、スイッチング周波数を高くすることが望まれてきた。

そこで、信頼性を保ちつつスイッチング周波数を高くするため、Ｓｉに比べ低損失なパワーデバイスであるＳｉＣのスイッチング素子および還流ダイオードへの採用が行われつつある。

なお、発明の目的は上記の内容と一部異なるが、例えば、下記特許文献１では、電力変換装置（インバータ）に具備されるトランジスタとしてＳｉＣ−ＪＦＥＴを採用し、ＳｉＣ−ＪＦＥＴに逆並列に接続される還流ダイオードとしてＳｉＣ−ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）を採用する構成を開示している。

特開２０００−２２４８６７号公報

しかしながら、電力変換装置を構成するスイッチング素子および還流ダイオード全てにＳｉＣを採用すると、チップそのもののコスト増加が課題となっている。また、ＳｉＣデバイス特有の高速動作によりノイズの増大が予想されている。ＳｉＣを採用した場合のスイッチング波形では、ＳｉＣの構造上、ターンオンと同時に特有のリンギング現象が発生するためノイズを増大させてしまうことに繋がる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、熱破壊に対する信頼性を保ちつつ、電磁騒音とモータ損失を低減させ、さらにコスト上昇とノイズの増大を抑止可能に構成される電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、ＳｉＣで構成されたスイッチング素子とＳｉで構成された還流ダイオードを逆並列接続した一対と、Ｓｉで構成されたスイッチング素子とＳｉＣで構成された還流ダイオードを逆並列接続した一対を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を有することを特徴とする。

本発明に係る電力変換装置によれば、熱破壊に対する信頼性を保ちつつ、電磁騒音とモータ損失を低減させ、さらにコスト上昇とノイズの増大を抑えることができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 図２は、ＳｉおよびＳｉＣを採用したときのターンオンスイッチング波形を示す図である。 図３は、図１の上アームと下アームを入れ替えた電力変換装置を示す図である。 図４は、実施の形態１に係る昇降圧チョッパ回路における電力変換装置を示す図である。 図５は、図４の上アームと下アームを入れ替えた電力変換装置を示す図である。 図６は、実施の形態２に係る単相フルブリッジ回路における電力変換装置を示す図である。 図７は、図４の上アームと下アームを入れ替えた電力変換装置を示す図である。 図８は、実施の形態２に係る三相電力変換装置を示す図である。 図９は、図８の上アームと下アームを入れ替えた電力変換装置を示す図である。 図１０は、実施の形態３に係る電力変換装置の構成を示す図である。 図１１は、図１０における極性判別器の詳細を示す図である。 図１２は、電流極性を用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部の詳細を示す図である。 図１３は、電流極性が正のときの電流の流れを示す図である。 図１４は、図１０におけるスイッチング指令を示す図である。 図１５は、実施の形態３に係る電圧形ブリッジ回路を複数個並列接続した電力変換装置を示す図である。 図１６は、図１５における電流極性を用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部の詳細を示す図である。 図１７は、図１５におけるスイッチング指令を示す図である。 図１８は、実施の形態３に係る電力変換装置の、図１０とは異なる電流極性判別手段を示す図である。 図１９は、実施の形態３に係る電力変換装置の、図１０、図１８とは異なる電力極性判別手段を示す図である。 図２０は、電流実効値を用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部の詳細を示す図である。 図２１は、温度を用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部の詳細を示す図である。 図２２は、電流実効値に対するスイッチング周波数のテーブルを用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部の詳細を示す図である。 図２３は、温度に対するスイッチング周波数のテーブルを用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部の詳細を示す図である。 図２４は、電流極性と電流実効値を用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部の詳細を示す図である。 図２５は、電流極性と電流実効値とテーブルを用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部の詳細を示す図である。

以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置は、炭化珪素（ＳｉＣ）で構成したスイッチング素子３ａと珪素（Ｓｉ）で構成した還流ダイオード２ａを逆並列接続した一対（第一の素子対）と、Ｓｉで構成したスイッチング素子１ｂとＳｉＣで構成した還流ダイオード４ｂを逆並列接続した一対（第二の素子対）とを直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路２２と、この電圧形ブリッジ回路２２に並列に直列接続された平滑用コンデンサ１１ａ，１１ｂとで構成されている。さらに、電圧形ブリッジ回路２２の上アームと下アームとの接続点と平滑用コンデンサ１１ａ，１１ｂの接続点とは、誘導性負荷１２を介して接続されている。

また、制御部１４は、例えば外部から与えられた速度指令を各スイッチング素子に対するスイッチング指令に変換し、変換したスイッチング指令を対応するスイッチング素子に対して付与する。各スイッチング指令が付与されたスイッチング素子では、平滑コンデンサ１１ａ，１１ｂに充電された直流電圧が任意幅のパルスに変調され、上下アームで相補的なオン・オフ動作が行われることにより所望電圧・所望周波数の擬似正弦波が誘導性負荷１２に供給される。

実施の形態１の電力変換装置における主たる要旨は、上アームのスイッチング素子をＳｉＣで構成し、かつ下アームの還流ダイオードをＳｉＣで構成している点にある。具体的に説明すると、図１の構成において、Ｓｉで構成したスイッチング素子１ｂは、例えばＳｉ−ＩＧＢＴ（Si‐Insulated Gate Bipolar Transistor）であり、Ｓｉで構成した還流ダイオード２ａは、例えばＳｉ−ＦＲＤ（Si‐Fast Recovery Diode）であり、ＳｉＣで構成したスイッチング素子３ａは、例えばＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（SiC‐Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、ＳｉＣで構成した還流ダイオード４ｂは、例えばＳｉＣ−ＳＢＤ（SiC‐Schottky Barrier Diode）である。すなわち、実施の形態１に係る電力変換装置では、ＳｉＣを採用したスイッチング素子とＳｉＣを採用した還流ダイオードは、タスキ掛けの位置に配した構成となっている。

ここで、図２は、ＳｉおよびＳｉＣを採用したときのターンオンスイッチング波形を示す図である。より詳細に説明すると、上段部（ａ）はスイッチング素子としてＳｉ−ＩＧＢＴを採用したときのターンオンスイッチング波形の一例であり、下段部（ｂ）はスイッチング素子としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを採用したときのターンオンスイッチング波形である。スイッチング素子にＳｉＣを採用した場合には、下段部において太線で示すようなリンギング現象が発生するが、スイッチング素子にＳｉを採用した場合には、ＳｉＣのようなリンギング現象は生じない。このため、実施の形態１に係る電力変換装置は、第１の素子対を構成する各素子と第２の素子対を構成する各素子の双方にＳｉＣを採用した場合に比して、ノイズの発生量を低減することが可能となる。

すなわち、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、低損失なパワーデバイスであるＳｉＣを採用することで素子の導通損失およびスイッチング損失を低減することが可能となり、かつ電力変換装置を構成するスイッチング素子および還流ダイオードの全てにＳｉＣを採用するよりもコスト上昇およびノイズ増加を抑えることが可能となる。

なお、上記図１では、電圧形ブリッジ回路の上アームのスイッチング素子をＳｉＣで構成し、上アームの還流ダイオードをＳｉで構成し、下アームのスイッチング素子をＳｉで構成し、下アームの還流ダイオードをＳｉＣで構成した電力変換装置を一例として説明したが、この構成に限定されるものではない。例えば、図３に示すように、上アームのスイッチング素子をＳｉで構成し、上アームの還流ダイオードをＳｉＣで構成し、下アームのスイッチング素子をＳｉＣで構成し、下アームの還流ダイオードをＳｉで構成しても上述した効果が得られる。

また、例えば、コイル１３を誘導性負荷として構成した図４に示すような昇降圧チョッパ回路に適用することも可能であり、上述した効果が同様に得られる。なお、図４の構成では、上アームのスイッチング素子をＳｉＣで構成し、下アームの還流ダイオードをＳｉＣで構成しているが、上下の関係を入れ替え、図５のように下アームのスイッチング素子をＳｉＣで構成し、上アームの還流ダイオードをＳｉＣで構成してもよいことは無論である。

以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、電力変換装置を構成するスイッチング素子および還流ダイオードの一部にＳｉＣを採用したので、損失が及ぼす熱破壊に対する信頼性を確保しつつ、コスト上昇とＳｉＣ特有のノイズの増大を抑えることができる。

実施の形態２．
つぎに、実施の形態２について説明する。図６は、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施の形態１では、上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路２２を一つ用いた、いわゆる単相ハーフブリッジ構成の電力変換装置を一例として説明したが、図６は、上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路２２を二個用いた、いわゆる単相フルブリッジ構成の電力変換装置である。なお、その他の構成については、実施の形態１と同一である。

このような構成でも、実施の形態１で示した効果が同様に得られる。なお、図６の構成では、ＳｉＣで構成したスイッチング素子を上アームのスイッチング素子のみに構成し、ＳｉＣで構成した還流ダイオードを下アームの還流ダイオードのみに構成しているが、上下の関係を入れ替え、図７に示すようにＳｉＣで構成したスイッチング素子を下アームのスイッチング素子のみに構成し、ＳｉＣで構成した還流ダイオードを上アームの還流ダイオードのみに構成してもよいことは無論である。

また、例えば、図８に示すような三相の電力変換装置に適用することも可能であり、上述した効果が同様に得られる。なお、図８の構成では、上アームのスイッチング素子をＳｉＣで構成し、下アームの還流ダイオードをＳｉＣで構成しているが、上下の関係を入れ替え、図９のように下アームのスイッチング素子をＳｉＣで構成し、上アームの還流ダイオードをＳｉＣで構成してもよいことは無論である。

以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、電力変換装置を構成するスイッチング素子および還流ダイオードの一部にＳｉＣを採用したので、損失が及ぼす熱破壊に対する信頼性を確保しつつ、コスト上昇とＳｉＣ特有のノイズの増大を抑えることができる。

実施の形態３．
つぎに実施の形態３について説明する。図１０は、この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成を示す図である。なお、前提となる電圧形ブリッジ回路２２と平滑用コンデンサ１１ａ，１１ｂおよび誘導性負荷１２の構成については、実施の形態１と同一である。

また、電圧形ブリッジ回路２２の上アームと下アームとの接続点と誘導性負荷１２の間に電流情報を検出する電流センサ１６を設け、電流センサ１６が検出した電流情報は極性判別器１５に入力する。図１１は、極性判別器１５の詳細を示す図である。差動増幅器２０２によって二つの入力電圧の電位差を増幅し、比較器２０３によってゼロと比較し正または負の電流極性を判別する。判別した正または負の電流極性は制御部１４に入力する。なおここでは、図１０に示す電圧形ブリッジ回路２２の接続点から誘導性負荷１２に向かって流れる電流の方向を正の電流極性とする。

図１２は、電流極性を用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部１４の詳細を示す図である。制御部１４は、あらかじめ設定した低いスイッチング周波数（第一のスイッチング周波数）を生成して出力する構成部と、この第一のスイッチング周波数よりも高いスイッチング周波数（第二のスイッチング周波数）を生成して出力する構成部を備えると共に、極性判別器１５が出力した正または負の電流極性に応じて、電流極性が正ならば高いスイッチング周波数、電流極性が負ならば低いスイッチング周波数をスイッチング指令として出力する切替器１７を備える。このように、制御部１４はスイッチング周波数切替部として動作する。

ここで図１３は、電流極性が正のときの電流の流れを示す図であり、太線が電流の流れを示す。電流極性が正のときは、どのような動作条件でも、ＳｉＣで構成されたスイッチング素子を流れるドレイン電流１０３か、ＳｉＣで構成された還流ダイオードを流れる順方向電流１０５の流れのどちらかであり、いずれにせよＳｉＣの素子を必ず流れる。

図１４は、図１０で示す電力変換装置の電流と前記電流に対応したスイッチング指令を示す図である。（ａ）は誘導性負荷１２またはコイル１３を流れる負荷電流３０１の波形を示し、（ｂ）はスイッチング電圧３０２の波形を示している。負荷電流３０１の電流極性に従って、正の電流極性のときは高いスイッチング周波数、負の電流極性のときは低いスイッチング周波数でスイッチング電圧３０２を出力する。

これによると、負荷電流３０１が正で、すなわちＳｉＣで構成したスイッチング素子または還流ダイオードを流れる期間はスイッチング周波数が高くなり、負荷電流３０１が負で、すなわちＳｉで構成したスイッチング素子または還流ダイオードを流れる期間はスイッチング周波数が低くなる。したがって、電力変換装置として一時的にスイッチング周波数を高くすることができる。ここで、ＳｉＣであれば低損失性によりスイッチング周波数を高くしても損失を許容することができるため信頼性を悪化させることはない。

さらに、図１５は、電圧形ブリッジ回路を並列接続した電力変換装置の構成を示す図であり、これをもとに動作を説明する。具体的には、上下アーム構成の電圧型ブリッジ回路２２を三個並列接続した構成となっており、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相を形成した三相電力変換装置である。また、ＳｉＣで構成されるスイッチング素子は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てで電圧形ブリッジ回路の上アームのみに位置している。

図１６は、三相電力装置のときの電流極性を用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部１４の詳細を示す図である。極性判別器１５が出力したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流極性に応じて、電流極性が正ならば高いスイッチング周波数、電流極性が負ならば低いスイッチング周波数を、各相のスイッチング指令としてそれぞれ出力する。

このとき、図１７は、図１５に示す三相電力変換装置の電流と電流に対応したスイッチング指令を示す図である。（ａ）は電流センサ１６ａ，１６ｂ，１６ｃで検出した三相電流波形を示し、すなわちＵ相電流３０３とＶ相電流３０４とＷ相電流３０５である。また、（ｂ）はＵ相スイッチング指令３０６であり、Ｕ相電流３０３が正の電流極性のときに高いスイッチング周波数、負の電流極性のときに低いスイッチング周波数となる。また、（ｃ）はＶ相スイッチング指令３０７であり、Ｖ相電流３０４が正の電流極性のときに高いスイッチング周波数、負の電流極性のときに低いスイッチング周波数となる。また、（ｄ）はＷ相スイッチング指令３０８であり、Ｗ相電流３０５が正の電流極性のときに高いスイッチング周波数、負の電流極性のときに低いスイッチング周波数となる。

これによると、三相交流電流では常に少なくとも一相は逆方向に流れるため、ＳｉＣで構成したスイッチング素子を上アームのみに配すれば、必ずＳｉＣに流れることとなる。よって、いかなる運転状態でも必ずＳｉＣを活用することができ、最も効率がよい。

以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置によれば、熱破壊に対する信頼性を保ちつつ、ＳｉＣを積極的に活用して動作条件に応じてスイッチング周波数を高くすることが可能となるため、スイッチングによる電磁騒音や高調波電流によるモータ損失の低減を実現させ、さらに全てのスイッチング素子および還流ダイオードにＳｉＣを採用するよりも、コストおよびノイズを抑制することができる。

ここで、上記実施の形態３では、図１０および図１５に示すように、電流極性は電流センサ１６もしくは１６ａ，１６ｂ，１６ｃの電流情報から得たが、電流センサにのみ決まるものではなく、図１８に示すように下アームのスイッチング素子に直列に接続したシャント抵抗器１８の端子間電圧からも電流情報が検出可能である。また、図１９に示すようにスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間の電圧からも電流情報が検出可能である。

また、上記実施の形態３では、図１０や図１５に示すようにスイッチング周波数の切り替え要素として極性判別器１５から出力される電流極性を用いたが、電流極性にのみ決まるものではなく、図２０に示すように実効値検出器１９から出力される電流実効値を用いてもよい。その場合、あらかじめ設定した閾値に対して、電流実効値＜閾値であれば高いスイッチング周波数、電流実効値＞閾値であれば低いスイッチング周波数をスイッチング指令として出力する。また、図２１に示すようにスイッチング素子および還流ダイオードの温度を測定または推定する温度検出手段２０から出力される温度を用いてもよい。その場合、あらかじめ設定した閾値に対して、温度＜閾値であれば高いスイッチング周波数、温度＞閾値であれば低いスイッチング周波数をスイッチング指令として出力する。

また、図２２に示すように、あらかじめ設定されている実効値検出器１９から出力される電流実効値に対するスイッチング周波数の関係（同図ではテーブル２１ａを例示）に基づいてスイッチング周波数を変化させて、このスイッチング周波数をスイッチング指令としてもよい。また、図２３に示すように、あらかじめ設定した温度検出手段２０から出力される温度に対するスイッチング周波数の関係（同図ではテーブル２１ｂを例示）に基づいてスイッチング周波数を変化させて、このスイッチング周波数をスイッチング指令としてもよい。

なお、上記実施の形態３では、図１２、図２０、図２１に示すように切り替え器１７には一つの情報しか入力していないが、一つに限定するものではない。例えば、図２４は、電流極性と電流実効値を用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部１４の詳細を示す図である。制御部１４は、極性判別器１５が判別した正または負の電流極性と実効値検出器１９が出力した電流実効値に応じて、電流極性が正または電流実効値＜閾値であれば高いスイッチング周波数をスイッチング指令として出力し、電流極性が負でかつ電流実効値＞閾値であれば低いスイッチング周波数をスイッチング指令として出力する。

また例えば、図２５は、電流極性と電流実効値に対するスイッチング周波数のテーブル２１ａを用いたスイッチング周波数の切り替えに係る制御部１４の詳細を示す図である。制御部１４は、極性判別器１５が判別した正または負の電流極性と、実効値検出器１９が出力した電流実効値に応じて、電流極性が正のときは高いスイッチング周波数をスイッチング指令として出力し、電流極性が負のときは、あらかじめ設定した電流実効値に対するスイッチング周波数のテーブル２１ａに基づいてスイッチング周波数をスイッチング指令として出力する。

なお、実施の形態１〜３では、低損失なパワーデバイスであるＳｉＣを採用した構成を開示したが、ＳｉＣに限定されるものではない。ＳｉＣはＳｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である（これに対し、Ｓｉは、ナローバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である）。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料（ＧａＮ）または、ダイヤモンド（Ｃ）を用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性もＳｉＣに類似した点が多い。従って、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、耐電圧性が高いため、スイッチング素子および還流ダイオードの小型化が可能であり、半導体素子モジュールの小型化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの小型化が可能となり、半導体素子モジュールを冷却する冷却構造の小型化が可能となる。

以上のように、本発明に係る電力変換装置は、熱破壊に対する信頼性を保ちつつ、電磁騒音とモータ損失を低減させ、さらにコスト上昇とノイズの増大を抑えることができる発明として有用である。

１ａ〜１ｆ Ｓｉで構成したスイッチング素子
２ａ〜２ｆ Ｓｉで構成した還流ダイオード
３ａ〜３ｆ ＳｉＣで構成したスイッチング素子
４ａ〜４ｆ ＳｉＣで構成した還流ダイオード
１１ａ，１１ｂ 平滑用コンデンサ
１２ 誘導性負荷
１３ コイル
１４ 制御部
１５ 極性判別器
１６，１６ａ，１６ｂ，１６ｃ 電流センサ
１７ 切替器
１８ シャント抵抗器
１９ 実効値検出器
２０ 温度検出手段
２１ａ，２１ｂ テーブル
２２ 電圧形ブリッジ回路
１０３ ドレイン電流
１０５ 順方向電流
２０２ 差動増幅器
２０３ 比較器
３０１ 負荷電流
３０２ スイッチング指令
３０３ Ｕ相電流
３０４ Ｖ相電流
３０５ Ｗ相電流
３０６ Ｕ相スイッチング指令
３０７ Ｖ相スイッチング指令
３０８ Ｗ相スイッチング指令

Claims (12)

1. ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子とナローバンドギャップ半導体によって形成された還流ダイオードを逆並列接続した第一の素子対と、ナローバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子とワイドバンドギャップ半導体によって形成された還流ダイオードを逆並列接続した第二の素子対とを直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を二個以上並列接続し、前記ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子を前記電圧形ブリッジ回路の上アームまたは下アームの何れか一方にのみ配することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. あらかじめ設定した第一のスイッチング周波数を生成して出力する構成部と、前記第一のスイッチング周波数よりも高い第二のスイッチング周波数を生成して出力する構成部とを有し、前記第一のスイッチング素子か、前記第二のスイッチング素子のうちの少なくとも一方の素子をオン・オフ制御する際のスイッチング周波数を、前記第一のスイッチング周波数か前記第二のスイッチング周波数かの何れかに切り替えるスイッチング周波数切替部を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧形ブリッジ回路に電流検出手段を備え、
   前記スイッチング周波数切替部は、前記電流検出手段から得られる電流極性の正負により、前記スイッチング周波数を切り替えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチング周波数切替部は、前記電流検出手段から得られる電流実効値とあらかじめ設定した閾値との大小比較により、前記スイッチング周波数を切り替えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチング素子および前記還流ダイオード素子の少なくとも一つ以上の温度を測定または推定する温度検出手段を備え、
   前記スイッチング周波数切替部は、前記温度検出手段から得られる温度とあらかじめ設定した閾値との大小比較により、前記スイッチング周波数を切り替えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
7. あらかじめ前記電流実効値に対するスイッチング周波数の関係が定められており、前記ナローバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子か、前記ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子のうちの少なくとも一方の素子をオン・オフ制御する際のスイッチング周波数を、前記関係に従って変化させる手段を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
8. あらかじめ前記温度検出手段から得られる温度に対するスイッチング周波数の関係が定められており、前記ナローバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子か、前記ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子のうちの少なくとも一方の素子をオン・オフ制御する際のスイッチング周波数を、前記関係に従って変化させる手段を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
9. 前記電流極性は、出力側に設けた電流検出器から得ることを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
10. 前記電流極性は、オンしているスイッチング素子に直列に接続したシャント抵抗から得ることを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
11. 前記電流極性は、オンしているスイッチング素子のコレクタ‐エミッタ間電圧またはドレイン‐ソース間電圧から得ることを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
12. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項１〜１１の何れか１項に記載の電力変換装置。