JP2011091563A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】パイロット信号の有無に関わらず高精度で雑音成分の大きさ推定を行う。
【解決手段】受信されたＯＦＤＭ信号から、周波数方向において隣接する２つのサブキャリアによる第１及び第２のサブキャリア信号を抽出する。ＩＱ平面上において、第１のサブキャリア信号の信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）と第２のサブキャリア信号の信号点（ｓｉ０，ｓｑ０）との距離を求める。一方で、第２のサブキャリア信号の信号点（ｓｉ０，ｓｑ０）を時計回りに方向に９０°、１８０°、２７０°だけ回転させた信号点（ｓｉ１，ｓｑ１）、（ｓｉ２，ｓｑ２）、（ｓｉ３，ｓｑ３）と、第１のサブキャリア信号の信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）との距離を求める。求めた４つの距離の内の最小値から、受信信号に含まれる雑音成分の大きさを推定する。
【選択図】図７

Description

本発明は、信号を受信する受信装置に関し、特に、直交周波数多重分割（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、ＯＦＤＭともいう）を用いて送信された信号を受信する受信装置に関する。

互いに直交する多数のサブキャリアを多重化するＯＦＤＭ方式が、様々な通信システムにおいて利用されている。ＯＦＤＭ方式を利用した通信システムの一種では、日本の地上波デジタル放送の採用規格：ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）のように、既知の固定パターンを有する基準信号がＯＦＤＭ信号に挿入されることがある。この基準信号は、一般に、パイロット信号と呼ばれる。

ＯＦＤＭ信号にパイロット信号が挿入されている場合、パイロット信号として受信した基準信号を本来の信号（既知の固定パターン）と比較することで、受信信号に含まれる雑音成分の大きさを容易に推定することができる。雑音成分の大きさの推定が成されれば、その推定値に応じて、復調方式を最適なものに切り替えるといったことも可能である。

しかしながら、欧州等のデジタルラジオ放送（Digital Audio Broadcasting）のような、固定パターンの基準信号が設けられないシステムも存在し、そのようなシステムの受信装置において、雑音成分の大きさを推定することは困難である。

また、既知の固定パターンを有する基準信号が伝送フレーム先頭のヘッダ部に含められているシステムも存在する（例えば、下記特許文献１参照）。そのようなシステムにおいても、ヘッダ部内の信号を本来の信号（既知の固定パターン）と比較することで雑音成分の大きさを推定することができる。但し、原理上、推定の時間間隔は、時間的に隣接するヘッダ部の時間間隔よりも短くすることはできない。従って、隣接ヘッダ部間の時間間隔が長い場合には、隣接ヘッダ部間において雑音成分の大きさ変動が大きくなって推定精度に問題が生じる場合がある。

また、変調された信号を復調するための復調方式には様々な方式が存在するが、各復調方式には得手／不得手が存在する。従って、受信環境に応じて復調方式を最適なものに切り替える技術は、当然に有益である。

特開２００４−２８２２０７号公報

そこで本発明は、パイロット信号の有無に関わらず雑音推定が可能な受信装置を提供することを目的とする。また本発明は、復調方式をより適したものに切り替える機能を有する受信装置を提供することを目的とする。

本発明に係る受信装置は、互いに直交するサブキャリア群を多重化する方式を用いて変調された信号を受信する受信装置において、当該受信装置の受信信号に含まれる、複数のサブキャリアによる複数のサブキャリア信号を比較することにより、前記受信信号の雑音成分の大きさを推定する雑音推定部を備え、前記複数のサブキャリアは、周波数方向又は時間方向において互いに異なる複数のサブキャリアであることを特徴とする。

これにより、パイロット信号の有無に関わらず雑音成分の大きさを推定することが可能となる。

また例えば、前記受信装置は、前記受信信号を復調する復調処理部を更に備え、前記復調処理部は、前記雑音推定部の推定結果に応じて、前記受信信号を復調するための復調方式を切り替えるようにしてもよい。

これにより、雑音成分の大きさに応じた復調方式を用いて受信信号の復調が成され、受信特性の向上が期待される。

具体的には例えば、前記復調処理部は、推定された雑音成分の大きさが比較的小さい場合、遅延検波を用いた復調方式で前記受信信号の復調を行い、推定された雑音成分の大きさが比較的大きい場合、同期検波を用いた復調方式で前記受信信号の復調を行う。

また具体的には例えば、前記複数のサブキャリア信号は第１及び第２のサブキャリア信号を含み、前記雑音推定部は、ＩＱ平面上における前記第１のサブキャリア信号の信号点と前記第２のサブキャリア信号の信号点との比較を介して、前記雑音成分の大きさを推定しても良い。

より具体的には例えば、ＩＱ平面上における前記第２のサブキャリア信号の信号点の理想的な位置は第１〜第Ｎの位置の何れかであり（Ｎは２以上の整数）、前記雑音推定部は、前記第１のサブキャリア信号の信号点と前記第２のサブキャリア信号の信号点との位置差に基づく量を求めると共に、前記第１のサブキャリア信号の信号点と、前記第１の位置を前記第ｎの位置に移動させる処理を前記第２のサブキャリア信号の信号点に施して得た信号点と、の位置差に基づく量を、ｎ＝２、３、・・・、Ｎの夫々に対して求め、求めた量の内、最小の量を用いて前記雑音成分の大きさを推定してもよい。

或いは例えば、ＩＱ平面上における前記第１のサブキャリア信号の信号点の理想的な位置は特定基準位置を含む複数の基準位置の何れかであり、ＩＱ平面上における前記第２のサブキャリア信号の信号点の理想的な位置は各基準位置と異なる第１〜第Ｎの位置の何れかであり（Ｎは２以上の整数）、前記雑音推定部は、前記第１のサブキャリア信号の信号点と、前記第ｎの位置を前記特定基準位置に移動させる処理を前記第２のサブキャリア信号の信号点に施して得た信号点と、の位置差に基づく量を、ｎ＝１、２、・・・、Ｎの夫々に対して求め、求めた量の内、最小の量を用いて前記雑音成分の大きさを推定してもよい。

本発明の係る他の受信装置は、互いに直交するサブキャリア群を多重化する方式を用いて変調された信号を受信する受信装置において、当該受信装置の受信信号を復調する復調処理部を備え、前記復調処理部は、前記受信信号に含まれる、複数のサブキャリアによる複数のサブキャリア信号の比較結果に基づいて、前記受信信号を復調するための復調方式を切り替えることを特徴とする。

複数のサブキャリア信号を比較することで、受信環境（例えば、雑音の大小）を評価することが可能である。上記他の受信装置によれば、受信環境に応じた復調方式を用いて受信信号の復調が成され、受信特性の向上が期待される。

本発明によれば、パイロット信号の有無に関わらず雑音推定が可能な受信装置を提供することが可能となる。また、復調方式をより適したものに切り替える機能を有する受信装置を提供することが可能となる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

ＱＰＳＫ信号の信号点を示す図である。 ＤＱＰＳＫ信号の信号点を示す図である。 本発明の実施形態に係る受信装置の概略ブロック図である。 図３のＦＦＴ処理部の出力信号によって表されるＯＦＤＭシンボル列を示す図である。 雑音成分が比較的少なく且つ対応する基準点が第１基準点である場合における、受信信号の信号点分布例を示す図（ａ）と、雑音成分が比較的多く且つ対応する基準点が第１基準点である場合における、受信信号の信号点分布例を示す図（ｂ）である。 雑音成分が比較的少なく且つ対応する基準点が第２基準点である場合における、受信信号の信号点分布例を示す図（ａ）と、雑音成分が比較的多く且つ対応する基準点が第２基準点である場合における、受信信号の信号点分布例を示す図（ｂ）である。 雑音成分の大きさ推定に参照される信号点を示す図である。 雑音成分の大きさ推定に参照される信号点を示す図である。 雑音評価値の算出のために対比されるサブキャリア信号のペアを示す図である（第１例）。 注目時刻における雑音成分の大きさ推定に、一定時間分の雑音評価値（ｄｉｆ）が用いられることを説明するための図である。 受信装置におけるＣＮ比と雑音成分の大きさの推定値との関係を示す図である。 同期検波を用いた受信の特性と受信環境との対応関係を示す図（ａ）と、遅延検波を用いた受信の特性と受信環境との対応関係を示す図（ｂ）である。 注目信号点の位相角の意義を説明するための図である。 雑音評価値の算出のために対比されるサブキャリア信号のペアを示す図である（第２例）。 雑音評価値の算出のために対比されるサブキャリア信号のペアを示す図である（第３例）。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、符号又は記号を表記することによって、その符号又は記号に対応する名称を省略又は簡略化することがある。例えば、後述のサブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）を、単に信号ｅ（ｔ，ｌ）又はｅ（ｔ，ｌ）と表記することがある。

本実施形態に係る通信では、デジタル信号の変調方式としてＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying；差動四相位相偏移変調）方式を用いる。

ＤＱＰＳＫの基礎となるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の説明を先に行いつつ、ＤＱＰＳＫについて説明する。

離散時刻ｋにおける２つの情報データをａ［ｋ］及びｂ［ｋ］にて表すと、ＱＰＳＫでは、情報データａ［ｋ］及びｂ［ｋ］に対して、下式（Ａ１）に示すＱＰＳＫ信号ｙ［ｋ］が割り当てられる。ａ［ｋ］及びｂ［ｋ］の夫々は、１又は（−１）をとる１ビットデータである。ｊは、虚数単位である。また、√２は、２の正の平方根を表す。
ｙ［ｋ］＝（ａ［ｋ］＋ｊ・ｂ［ｋ］）／√２ ・・・（Ａ１）

ａ及びｂは、夫々、送信装置から受信装置に伝送されるべき第１及び第２の情報データを表し、ｙはＱＰＳＫ信号を表している。ａ［ｋ］、ｂ［ｋ］及びｙ［ｋ］は、夫々、離散時刻ｋにおける第１の情報データ、第２の情報データ及びＱＰＳＫ信号を表している。離散時刻（ｋ−１）から単位時間が経過した時刻は離散時刻ｋであり、離散時刻ｋから単位時間が経過した時刻は離散時刻（ｋ＋１）である。

ＤＱＰＳＫによって変調された信号ｚ［ｋ］は、下式（Ａ２）にて表される。ＤＱＰＳＫによって変調された信号をＤＱＰＳＫ変調信号と呼ぶ。ｚ［ｋ−１］は、離散時刻（ｋ−１）におけるＤＱＰＳＫ変調信号であり、ｚ［ｋ］は、離散時刻ｋにおけるＤＱＰＳＫ変調信号である。
ｚ［ｋ］＝ｚ［ｋ−１］・ｙ［ｋ］ ・・・（Ａ２）

複素信号であるＱＰＳＫ信号ｙ［ｋ］の信号点は、図１に示す如く、次の４つの信号点の何れかとなる。
（−１／√２，１／√２） 、（１／√２，１／√２）、
（−１／√２，−１／√２）、（１／√２，−１／√２）

本明細書では、任意の複素信号の実部及び虚部が夫々Ｒｅ及びＩｍで表される場合、その複素信号を“Ｒｅ＋ｊ・Ｉｍ”又は（Ｒｅ，Ｉｍ）によって表すことがある。複素信号において、実部を同相成分と呼ぶと共に虚部を直交成分と呼ぶ。更に、一般的なデジタル変復調の考察において採用されるように、同相成分及び直交成分に夫々Ｉ軸及びＱ軸を割り当てて、複素平面をＩＱ平面と呼ぶ。Ｑ軸は、Ｉ軸を反時計回り方向に９０°だけ回転したものである。“Ｒｅ＋ｊ・Ｉｍ”によって表される複素信号がＩＱ平面上に配置されるべき点を信号点（Ｒｅ，Ｉｍ）と表記する。特に記述なき限り、以下の説明文における信号点は、ＩＱ平面上の信号点を指す。

ＩＱ平面上の任意の信号点に対してＱＰＳＫ信号ｙ［ｋ］を乗算する処理は、該信号点の位置を３１５°、４５°、１３５°、２２５°だけ回転させる処理に等しい。以下に、４種類のＱＰＳＫ信号ｙ［ｋ］と回転角との関係を示す。例えば、信号点の位置が（１，０）である複素信号にｙ［ｋ］＝（１／√２，１／√２）を乗算すると、ＩＱ平面上において、その複素信号の信号点は３１５°だけ回転し、信号点の位置は（１，０）から（１／√２，１／√２）へと遷移する。尚、本実施形態において、信号又は信号点の回転とは、特に記述なき限り、ＩＱ平面の原点を軸とした時計回り方向への回転を意味する。
（１／√２，１／√２） ・・・３１５°
（１／√２，−１／√２） ・・・４５°
（−１／√２，−１／√２）・・・１３５°
（−１／√２，１／√２） ・・・２２５°

従って、式（Ａ２）からも分かるように、ＤＱＰＳＫ変調信号の信号点は、図２（ａ）に示す４つの第１信号点の何れか又は図２（ｂ）に示す４つの第２信号点の何れかとなり、ＤＱＰＳＫ変調信号の信号点が第１信号点になる状態とＤＱＰＳＫ変調信号の信号点が第２信号点になる状態が交互に発生する。
第１信号点群は、４つの信号点
（−１／√２，１／√２） 、（１／√２，１／√２）、
（−１／√２，−１／√２）、（１／√２，−１／√２）
から成り、
第２信号点群は、４つの信号点
（１，０） 、（０，１）、（−１，０）、（０，−１）
から成る。

受信装置にて受信するＤＱＰＳＫ変調信号には、送信装置及び受信装置間の伝送路にて付与された雑音が重畳しており、受信されたＤＱＰＳＫ変調信号の信号点の位置は、理想的な信号点の位置からずれる（但し、場合によっては全くずれない場合も存在する）。理想的な信号点とは、雑音の影響がない信号点という意味である。

以下、理想的な信号点である信号点（−１／√２，１／√２） 、（１／√２，１／√２）、（−１／√２，−１／√２）及び（１／√２，−１／√２）を総称して第１基準点群と呼び、第１基準点群を形成する各信号点を第１基準点と呼ぶ。同様に、理想的な信号点である信号点（１，０） 、（０，１）、（−１，０）及び（０，−１）を総称して第２基準点群と呼び、第２基準点群を形成する各信号点を第２基準点と呼ぶ。また、第１及び／又は第２基準点を、単に基準点と呼ぶこともある。

図３に、本発明の実施形態に係るデジタル放送受信装置１０（以下、受信装置１０と略記する）の概略ブロック図を示す。

受信装置１０と図示されない送信装置（デジタル放送送信装置）は、デジタル放送システムを構成し、このデジタル放送システムでは、放送方式にＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリア（以下、単にキャリアとも言う）を多重化する方式である。本実施形態において、送信装置は一定の位置に固定されているものとする。受信装置１０が車両等の移動体に搭載された場合、受信装置１０は移動しながら信号の受信を行うことがある。

送信装置では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号に応じてサブキャリアを変調し、その変調によって得られる信号に対して逆高速フーリエ変換（IFFT；Inverse Fast Fourier Transform）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。生成されたＯＦＤＭ信号は、デジタル放送（例えば、いわゆる地上デジタル放送）により受信装置１０に対して送信されるべき信号として、送信装置から送信される。ベースバンド信号は、伝送されるべき映像信号や音声信号を含み、第１の情報データａの列及び第２の情報データｂの列から形成される。上述したように、本実施形態では、変調方式にＤＱＰＳＫが用いられることを想定する。

受信装置１０は、このデジタル放送によって送信されてきたデジタル放送信号を受信する。デジタル放送信号は、複数チャンネル分のＯＦＤＭ信号を含む。受信装置１０は、受信アンテナ１１と、チューナ部１２と、ＦＦＴ処理部１３と、雑音推定部１４と、復調処理部１５と、を備える。

チューナ部１２は、受信アンテナ１１を介して上記のデジタル放送信号を受信し、受信したデジタル放送信号の中から、選局されたチャンネルに対応するＯＦＤＭ信号を抽出して出力する。チューナ部１２から出力されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ処理部１３に送られる。

ＦＦＴ処理部１３は、受信したＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換（FFT；Fast Fourier Transform）を用いて時間領域上の信号から周波数領域上の信号に変換する。この変換によって得られた周波数領域上のＯＦＤＭ信号は、雑音推定部１４及び復調処理部１５に送られる。

復調処理部１５は、ＦＦＴ処理部１３から送られてきた周波数領域上のＯＦＤＭ信号をベースバンド信号に変換するための復調処理を行う。この復調処理によって得られるベースバンド信号は、例えば、ＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）符号化信号である。ＭＰＥＧ符号化信号は、デジタル放送によって伝達されるべき映像信号や音声信号を符号化した信号である。この復調処理によって得られたＭＰＥＧ符号化信号は、ＭＰＥＧデコーダ（不図示）に送られてデコードされた後、表示装置やスピーカ（双方不図示）に送られ、映像として表示又は音声として出力される。受信装置１０は、ＭＰＥＧデコーダ、表示装置及びスピーカをも含みうる。

ＦＦＴ処理部１３から出力されるＯＦＤＭ信号は、図４に示す如く、周波数方向及び時間方向に二次元配列された信号（以下、サブキャリア信号という）から成り、これを総称してＯＦＤＭシンボル列と呼ぶ。尚、周波数方向及び時間方向は夫々キャリア方向及びシンボル方向とも呼ばれる。一般的な通信システムにおけるＯＦＤＭシンボル列には、固定パターンの基準信号がパイロット信号として挿入されていることもあるが、本実施形態におけるＯＦＤＭシンボル列には、パイロット信号が挿入されていないものとする（但し、パイロット信号が挿入されていても構わない）。

時間方向に対応する時間番号（シンボル番号）をｔで表し、周波数方向に対応するキャリア番号をｌで表す。ここで、ｔは０以上の整数をとり、ｌは０以上且つ（Ｌ−１）以下の整数をとる。Ｌは、ＯＦＤＭ信号を形成するサブキャリアの総本数である。ＯＦＤＭ信号を形成するＬ本のサブキャリアの周波数は互いに異なり且つ該Ｌ本のサブキャリアは互いに直交する。ｌが増大するほど、対応するサブキャリアの周波数は増大するものとする。ｔは、ＯＦＤＭ信号のシンボル長を単位として考えた時刻を表す。時刻ｔから、ＯＦＤＭ信号のシンボル長分の時間が経過した時刻が時刻（ｔ＋１）である。ｔとｌを一意に定めることによって一意に定まる、ＯＦＤＭシンボル列内の位置をキャリア位置と呼び、それを（ｔ，ｌ）にて表す。更に、キャリア位置（ｔ，ｌ）に配置されたサブキャリア信号を、ｅ（ｔ，ｌ）にて表す。サブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）は、時刻ｔの受信信号（換言すれば、時刻ｔにて受信されたシンボル）の内、キャリア番号ｌのサブキャリアによる信号を指す。

基準点は、シンボル単位で、第１及び第２基準点間で入れ替わる。説明の具体化のため、ｔが偶数であるときのサブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）に対する基準点が第１基準点であり、ｔが奇数であるときのサブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）に対する基準点が第２基準点であるとする。更に、ゼロ以上の任意の偶数値をとる変数ｔ_Oを導入する。１つのシンボル内において、基準点の種類は共通しているものとする。即ち、サブキャリア信号ｅ（ｔ_O，０）〜ｅ（ｔ_O，Ｌ−１）に対する基準点は全て第１基準点であり、サブキャリア信号ｅ（ｔ_O＋１，０）〜ｅ（ｔ_O＋１，Ｌ−１）に対する基準点は全て第２基準点である。

送信装置では、ＤＱＰＳＫによって各サブキャリアが変調され、サブキャリア信号ｅ（ｔ_O，０）〜ｅ（ｔ_O，Ｌ−１）には第１基準点群を形成する何れかの第１基準点が割り当てられると共に、サブキャリア信号ｅ（ｔ_O＋１，０）〜ｅ（ｔ_O＋１，Ｌ−１）には第２基準点群を形成する何れかの第２基準点が割り当てられる。

時間番号が同一であって且つ周波数方向において互いに隣接する２つのサブキャリアに対して同一の基準点が割り当てられた場合、その２つのサブキャリアについての受信信号間では振幅や位相があまり変動しないため、その２つのサブキャリアについての受信信号（即ち、その２つのサブキャリアについての２つのサブキャリア信号）の差をとると、信号成分が打ち消され、雑音成分が残る。故に、その差から雑音成分の大きさを推定することが可能である。

実際には、対比されるべき各サブキャリア信号の信号成分の種類は４種類であるため、信号成分の種類によって生じる可能性のある４つの差を計算して、その４つの差の内の最小値を求め、その最小値を、最終的に求めるべき差として決定することが必要となる（詳細は後述）。

送信装置から送られた信号が受信装置１０にて受信されるまでに、様々な要因で信号が劣化し、受信時における雑音成分の大きさが変わる。雑音成分が大きくなると、受信信号の信号点の分布が基準点を基準に広がってゆく。

図５（ａ）及び（ｂ）並びに図６（ａ）及び（ｂ）に、受信信号の信号点の分布の例を示す。図５（ａ）及び（ｂ）並びに図６（ａ）及び（ｂ）は、ＦＦＴ処理部１３から送出されるサブキャリア信号の信号点の分布を表している。図５（ａ）では、雑音成分が比較的少なく且つ対応する基準点が第１基準点である場合の信号点分布が示され、図５（ｂ）では、雑音成分が比較的多く且つ対応する基準点が第１基準点である場合の信号点分布が示され、図６（ａ）では、雑音成分が比較的少なく且つ対応する基準点が第２基準点である場合の信号点分布が示され、図６（ｂ）では、雑音成分が比較的多く且つ対応する基準点が第２基準点である場合の信号点分布が示されている。ＦＦＴ処理部１３から送出される各サブキャリア信号は、雑音成分を含んだＤＱＰＳＫ変調信号であり、各サブキャリア信号の信号点は基準点からずれていて（但し、場合によっては全くずれない場合も存在する）、且つ、そのずれは雑音成分の増大に伴って増大する傾向にある。

雑音推定部１４による、雑音成分の大きさの具体的な推定方法を説明する。雑音推定部１４では、同一シンボルに属する、周波数方向において互いに隣接する２つのサブキャリア信号を比較する。比較されるべき２つのサブキャリア信号を、便宜上ｅ（ｔ_A，ｌ_A）及びｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）にて表す。ｌ_Aはゼロ以上且つ（Ｌ−２）以下の整数である。ｔ_Aはゼロ以上の任意の整数であるが、今、説明の具体化のため、ｔ_Aは偶数であるとする。従って、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A）及びｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）に対応する基準点は第１基準点である。

サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A）の同相成分及び直交成分を夫々ｐｉ０及びｐｑ０にて表すと共に、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）の同相成分及び直交成分を夫々ｓｉ０及びｓｑ０にて表す。更に、
ＩＱ平面上でサブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）を９０°だけ回転して得た信号の同相成分及び直交成分を夫々ｓｉ１及びｓｑ１にて表し、
ＩＱ平面上でサブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）を１８０°だけ回転して得た信号の同相成分及び直交成分を夫々ｓｉ２及びｓｑ２にて表し、
ＩＱ平面上でサブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）を２７０°だけ回転して得た信号の同相成分及び直交成分を夫々ｓｉ３及びｓｑ３にて表す。

図７に、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A）に対する基準点が（１／√２，１／√２）であって且つサブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）に対する基準点が（１／√２，−１／√２）であると仮定した場合における、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）、（ｓｉ０，ｓｑ０）、（ｓｉ１，ｓｑ１）、（ｓｉ２，ｓｑ２）及び（ｓｉ３，ｓｑ３）の関係例を示す。
ＩＱ平面上でサブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）を９０°、１８０°又は２７０°だけ回転させる処理は、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）の基準点を何れかの第１基準点から他の第１基準点へと移動させる処理に等しい。例えば、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）に対する基準点が（１／√２，−１／√２）である場合（図７参照）、ＩＱ平面上でサブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）を９０°、１８０°、２７０°だけ回転させると、回転後のサブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）の基準点は、夫々、（−１／√２，−１／√２）、（−１／√２，１／√２）、（１／√２，１／√２）となる。

雑音推定部１４では、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A）に対する基準点が何れの第１基準点であるかが不明であると共に、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）に対する基準点も何れの第１基準点であるかが不明である。一方で、雑音成分の大きさを推定するためには、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A）及び（ｔ_A，ｌ_A＋１）間の信号成分の相違（即ち、基準点の相違）を打ち消す必要がある。

故に、雑音推定部１４は、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ０，ｓｑ０）間の位置差に基づく量ｄｉｆ０と、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ１，ｓｑ１）間の位置差に基づく量ｄｉｆ１と、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ２，ｓｑ２）間の位置差に基づく量ｄｉｆ２と、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ３，ｓｑ３）間の位置差に基づく量ｄｉｆ３とを個別に求め、ｄｉｆ０〜ｄｉｆ３の内の最小値を雑音評価値ｄｉｆとして求める。雑音評価値ｄｉｆは、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A）及び（ｔ_A，ｌ_A＋１）間の信号成分の相違が打ち消された、雑音成分の大きさを表す評価値として取り扱われる。雑音成分が異常に大きくないのであれば、ｄｉｆ０〜ｄｉｆ３の内の最小値が、雑音成分の大きさのみを反映した値である可能性が最も高いと考えられるからである。図７に示す例では、ｄｉｆ３が雑音評価値ｄｉｆとして選択される（或いは、ｄｉｆ３が雑音評価値ｄｉｆとして選択される可能性が高い）。

具体的には、下記式（Ｂ０）〜（Ｂ３）に従って、量ｄｉｆ０〜ｄｉｆ３を求めることができる。
ｄｉｆ０＝（ｐｉ０−ｓｉ０）²＋（ｐｑ０−ｓｑ０）² ・・・（Ｂ０）
ｄｉｆ１＝（ｐｉ０−ｓｉ１）²＋（ｐｑ０−ｓｑ１）² ・・・（Ｂ１）
ｄｉｆ２＝（ｐｉ０−ｓｉ２）²＋（ｐｑ０−ｓｑ２）² ・・・（Ｂ２）
ｄｉｆ３＝（ｐｉ０−ｓｉ３）²＋（ｐｑ０−ｓｑ３）² ・・・（Ｂ３）
式（Ｂ０）〜（Ｂ３）に従うｄｉｆ０、ｄｉｆ１及びｄｉｆ２、ｄｉｆ３は、夫々、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ０，ｓｑ０）間の距離、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ１，ｓｑ１）間の距離、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ２，ｓｑ２）間の距離、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ３，ｓｑ３）間の距離の二乗である。勿論、式（Ｂ０）〜（Ｂ３）の各右辺の平方根をｄｉｆ０〜ｄｉｆ３とすることも可能である。

ｔ_Aが偶数である場合における雑音評価値ｄｉｆの導出法を説明したが、ｔ_Aが奇数である場合、即ち、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A）及びｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）に対応する基準点が第２基準点である場合にも、上述した方法と同様の方法にて雑音評価値ｄｉｆを求めることができる。図８に、ｔ_Aが奇数である場合において、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A）に対する基準点が（−１，０）であって且つサブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）に対する基準点が（１，０）であると仮定した場合における、信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）、（ｓｉ０，ｓｑ０）、（ｓｉ１，ｓｑ１）、（ｓｉ２，ｓｑ２）及び（ｓｉ３，ｓｑ３）の関係例を示す。図８に示す例では、ｄｉｆ２が雑音評価値ｄｉｆとして選択される（或いは、ｄｉｆ２が雑音評価値ｄｉｆとして選択される可能性が高い）。

また、雑音推定部１４は、ｌ_Aが０、１、２、・・・、（Ｌ−３）及び（Ｌ−２）の夫々である場合に対して、サブキャリア信号ｅ（ｔ_A，ｌ_A）及びｅ（ｔ_A，ｌ_A＋１）の雑音評価値ｄｉｆを求めることができる。

図９に、雑音評価値ｄｉｆが求められるサブキャリア信号のペアを示す。図９では、雑音評価値ｄｉｆが求められるサブキャリア信号のペアを矢印にて繋いでいる（後述の図１４及び図１５においても同様）。このように、雑音推定部１４は、ｅ（０，０）及びｅ（０，１）のペア、ｅ（０，１）及びｅ（０，２）のペア、・・・、ｅ（０，Ｌ−２）及びｅ（０，Ｌ−１）のペア、ｅ（１，０）及びｅ（１，１）のペア、ｅ（１，１）及びｅ（１，２）のペア、・・・、ｅ（１，Ｌ−２）及びｅ（１，Ｌ−１）のペア、ｅ（２，０）及びｅ（２，１）のペア、・・・、に対して、順次、雑音評価値ｄｉｆを求めることができる。

雑音推定部１４は、一定時間分の雑音評価値ｄｉｆを受信装置１０内のメモリ（不図示）に格納しておき、一定時間分の雑音評価値ｄｉｆの平均をとることで雑音成分の大きさを推定する。例えば、或る注目時刻における雑音成分の大きさを推定する場合、図１０（ａ）に示す如く、注目時刻の一定時間前の時刻と注目時刻との間に求められたＱ個の雑音評価値ｄｉｆの平均値を算出し（Ｑは２以上の整数）、該平均値を注目時刻における雑音成分の大きさの推定値として取り扱う、或いは、該平均値に応じた量を注目時刻における雑音成分の大きさの推定値として取り扱う。Ｑ個の雑音評価値ｄｉｆの平均値が増大するに従って雑音成分の大きさの推定値も増大し、Ｑ個の雑音評価値ｄｉｆの平均値が減少するに従って雑音成分の大きさの推定値も減少するものとする。尚、雑音推定部１４によって推定される雑音成分の大きさは、信号成分の大きさを固定値にて正規化したときの雑音成分の大きさである。

図１０（ａ）を参照して上述した方法では、１つ１つの時刻ごとに雑音成分の大きさが推定されるが、全区間を複数の単位区間に分割し、単位区間ごとに雑音成分の大きさを推定するようにしても良い。即ち例えば、図１０（ｂ）に示す如く、時刻Ｔ₁及びＴ₂間の単位区間をＰ₁₂にて参照し、時刻Ｔ₂及びＴ₃間の単位区間をＰ₂₃にて参照し、時刻Ｔ₃及びＴ₄間の単位区間をＰ₃₄にて参照した場合、単位区間Ｐ₁₂中に得られたＱ個の雑音評価値ｄｉｆの平均値又は該平均値に応じた量を、単位区間Ｐ₂₃中の各時刻における雑音成分の大きさの推定値として取り扱い、単位区間Ｐ₂₃中に得られたＱ個の雑音評価値ｄｉｆの平均値又は該平均値に応じた量を、単位区間Ｐ₃₄中の各時刻における雑音成分の大きさの推定値として取り扱うようにしても良い（それ以降の単位区間に対しても同様）。この方法によれば、各単位区間において、単位区間中における雑音成分の大きさの推定値は一定となるが、１つ１つの時刻ごとに雑音成分の大きさを推定する方法と比べて、推定に必要なメモリ容量が少なくて済む。尚、ｉを自然数とした場合、時刻Ｔ_i+1は時刻Ｔ_iよりも後に訪れる時刻である。

図１１は、受信装置１０におけるＣＮ比（Carrier to Noise Ratio）と雑音成分の大きさの推定値との関係を示すシミュレーション結果である。図１１のグラフにおいて、横軸はＣＮ比（単位はデシベル）であり、縦軸は雑音成分の大きさの推定値である。図１１において、実線曲線２０１は、送信装置及び受信装置１０間の伝送路において信号にＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）のみが影響した場合におけるシミュレーション結果である。破線曲線２０２は、送信装置及び受信装置１０間の伝送路において信号に、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）、及び、ＴＵ−６（Typical Urban 6-path Rayleigh fading channel model）に準拠したレイリーフェージングが影響した場合におけるシミュレーション結果である。ＴＵ−６のパラメータであるドップラ周波数は８０Ｈｚとした。

ＣＮ比の増減につれて雑音成分の大きさの推定値も増減している。即ち、図１１からも分かるように、上述の推定方法によって、雑音成分の大きさを良好に見積もることができている。

図３の復調処理部１５は、複数の復調方式の何れかを択一的に用いて、ＦＦＴ処理部１３の出力信号を復調することができる。複数の復調方式には、雑音成分の大きさが比較的小さな信号を復調するのに適した第１復調方式と、雑音成分の大きさが比較的大きな信号を復調するのに適した第２復調方式と、が含まれる。フェージングの影響が比較的少ない信号を復調するのに適した復調方式が第１復調方式であって、フェージングの影響が比較的多い信号を復調するのに適した復調方式が第２復調方式である、と解釈しても良い。受信装置１０が静止している状態で信号を受信することにより、フェージングの影響が比較的少ない信号（フェージングの影響を受けていない信号を含む）が受信装置１０にて受信され、受信装置１０が移動している状態で信号を受信することにより、フェージングの影響が比較的多い信号が受信装置１０にて受信される。

復調処理部１５は、雑音推定部１４の推定結果に応じて、実際に用いる復調方式を切り替える。例えば、雑音推定部１４にて得られた雑音成分の大きさの推定値が所定の基準値よりも小さい場合、雑音成分の大きさが比較的小さいとみなして、第１復調方式を用いてＦＦＴ処理部１３の出力信号の復調を行い、雑音推定部１４にて得られた雑音成分の大きさの推定値が上記基準値以上である場合、雑音成分の大きさが比較的大きいとみなして、第２復調方式を用いてＦＦＴ処理部１３の出力信号の復調を行う。雑音成分の大きさに応じて復調方式を切り替えるのは、雑音成分が小さい場合と大きい場合とで復調方式を切り替えた方が、受信特性が向上する可能性が高いからである。

第１復調方式は、例えば遅延検波を用いた復調方式であり、第２復調方式は、例えば同期検波を用いた復調方式である。ここにおける遅延検波を用いた復調方式とは、ＯＦＤＭ信号の復調に利用可能な、任意の遅延検波を用いた任意の復調方式であり、ここにおける同期検波を用いた復調方式とは、ＯＦＤＭ信号の復調に利用可能な、任意の同期検波を用いた任意の復調方式である。遅延検波、同期検波及びそれらを用いた復調方式として、公知のものを用いることができるし、未公知のそれらを用いることもできる。例えば、本出願人が提案する、特願２００９−１８２２７９号に記載された復調方式は同期検波を用いて実現されるが、特願２００９−１８２２７９号に記載された復調方式を第２復調方式として用いることも可能である。

遅延検波を用いた復調方式では、注目シンボルの受信信号を復調する際、注目シンボルの１シンボル前の受信信号を基準信号として用い、基準信号と注目シンボルの受信信号とを比較して注目シンボルの受信信号の位相を判定することで復調を行う。即ち例えば、遅延検波を用いた復調方式では、サブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）の復調を行う際、サブキャリア信号ｅ（ｔ−１，ｌ）を基準信号として用い、基準信号としてのサブキャリア信号ｅ（ｔ−１，ｌ）とサブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）とを比較することでサブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）の位相を判定し、これによって復調を行う。

同期検波を用いた復調方式では、送信装置にて変調を行う際に使ったサブキャリアと位相が同期したサブキャリアを受信装置１０の受信信号に基づき受信装置１０内で再生することで、位相検波の基準となる位相信号を生成し、ＦＦＴ処理部１３の出力信号を該基準となる位相信号と比較することで復調を行う

一般に、搬送波であるサブキャリアが正確に再生できる場合には、同期検波の方が遅延検波を用いる場合よりも受信特性が優れている。しかしながら、移動受信等によってフェージングが生じ、受信信号の位相が回転してしまうと搬送波が正確に再生できなくなって同期検波による受信特性が劣化する。遅延検波の方がフェージングの影響を受けにくいので、移動受信が行われる場合においては、通常、遅延検波の方が同期検波よりも受信特性が優れる。他方において、遅延検波を用いた場合、雑音が大きくなると急速に受信特性が劣化する。

図１２（ａ）に、同期検波を用いた受信の特性と受信環境との対応関係を示し、図１２（ｂ）に、遅延検波を用いた受信の特性と受信環境との対応関係を示す。受信特性を単純に良又は不良で二値化した場合、同期検波の使用時には、雑音成分の大小に関わらず、静止受信における受信特性は良であり、移動受信における受信特性は不良である。遅延検波の使用時には、静止受信及び移動受信のどちらであっても、雑音成分が比較的大きいときの受信特性は不良であり、雑音成分が比較的小さいときの受信特性は良である。尚、ここにおける良及び不良とは、受信特性についての絶対的な量を表すものではなく、遅延検波と同期検波とを対比したときの相対量を表す。図１２（ａ）及び（ｂ）からも分かるように、雑音成分が小さいときには遅延検波の利用が適している一方で、雑音成分が大きいときには同期検波の利用が適している。これを考慮し、復調処理部１５では雑音推定部１４の推定結果に応じて上述のような復調方式の切り替えを行う。

尚、上述の例では、信号点間の位置差に基づく量ｄｉｆ０〜ｄｉｆ３を、上記式（Ｂ０）〜式（Ｂ３）に従って求めているが、信号点間の位相角の差から量ｄｉｆ０〜ｄｉｆ３を求めるようにしても良いし、信号点間の位置差に依存する他の指標から量ｄｉｆ０〜ｄｉｆ３を求めるようにしても良い。

信号点間の位相角の差から量ｄｉｆ０〜ｄｉｆ３を求める場合、例えば、
信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）の位相角と信号点（ｓｉ０，ｓｑ０）の位相角との差の絶対値を信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ０，ｓｑ０）間の位置差に基づく量ｄｉｆ０として求め、
信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）の位相角と信号点（ｓｉ１，ｓｑ１）の位相角との差の絶対値を信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ１，ｓｑ１）間の位置差に基づく量ｄｉｆ１として求め、
信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）の位相角と信号点（ｓｉ２，ｓｑ２）の位相角との差の絶対値を信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ２，ｓｑ２）間の位置差に基づく量ｄｉｆ２として求め、
信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）の位相角と信号点（ｓｉ３，ｓｑ３）の位相角との差の絶対値を信号点（ｐｉ０，ｐｑ０）及び（ｓｉ３，ｓｑ３）間の位置差に基づく量ｄｉｆ３として求めることができる。
或る注目した信号点の位相角とは、図１３に示す如く、線分２１１から半時計周り方向に線分２１２を見たときの、線分２１１と線分２１２の成す角度である。線分２１１は、ＩＱ平面の原点を一方の端点としつつ該原点からＩ軸に沿ってＩ軸の正の方向へと伸びる線分であり、線分２１２は、ＩＱ平面の原点及び注目した信号点を両端点とする線分である。

また、上述の例では、２つのサブキャリア信号の対比によって雑音評価値ｄｉｆを算出する際、周波数方向において隣接する同一シンボル内のサブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）及びｅ（ｔ，ｌ＋１）を、対比されるべき２つのサブキャリア信号として取り扱っているが、対比されるべき２つのサブキャリア信号は、周波数方向において２以上のキャリア番号分だけ離れていても構わない。即ち、同一シンボル内のサブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）及びｅ（ｔ，ｌ＋ｌ_B）を対比することで雑音評価値ｄｉｆを算出してもよい（ｌ_Bは２以上の整数）。この場合、サブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）の信号点からｐｉ０及びｐｑ０が定まり、サブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ＋ｌ_B）の信号点からｓｉ０〜ｓｉ３及びｓｑ０〜ｓｑ３が定まる。

図１４は、同一シンボル内のサブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）及びｅ（ｔ，ｌ＋２）から雑音評価値ｄｉｆを求める場合における、対比されるサブキャリア信号のペアを示している（この場合、ｌ_Bは２である）。図１４に示す例の場合、雑音推定部１４は、任意の時間番号ｔについて、ｅ（ｔ，０）及びｅ（ｔ，２）のペア、ｅ（ｔ，１）及びｅ（ｔ，３）のペア、ｅ（ｔ，２）及びｅ（ｔ，４）のペア、ｅ（ｔ，３）及びｅ（ｔ，５）のペア、・・・、ｅ（ｔ，Ｌ−３）及びｅ（ｔ，Ｌ−１）のペアに対する雑音評価値ｄｉｆを求めることができる。

或るいは、雑音評価値ｄｉｆを算出するために対比されるべき２つのサブキャリア信号は、それらが属する時間番号ｔが互いに異なる２つのサブキャリア信号であっても良い。即ち、サブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）及びｅ（ｔ＋ｔ_B，ｌ）を対比することで雑音評価値ｄｉｆを算出してもよい（ｔ_Bは１以上の整数）。この場合、サブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）の信号点からｐｉ０及びｐｑ０が定まり、サブキャリア信号ｅ（ｔ＋ｔ_B，ｌ）の信号点からｓｉ０〜ｓｉ３及びｓｑ０〜ｓｑ３が定まる。

図１５は、時間方向に隣接する２つのサブキャリア信号ｅ（ｔ，ｌ）及びｅ（ｔ＋１，ｌ）から雑音評価値ｄｉｆを求める場合における、対比されるサブキャリア信号のペアを示している（この場合、ｔ_Bは１である）。図１５に示す例の場合、雑音推定部１４は、任意のキャリア番号ｌについて、ｅ（０，ｌ）及びｅ（１，ｌ）のペア、ｅ（１，ｌ）及びｅ（２，ｌ）のペア、ｅ（２，ｌ）及びｅ（３，ｌ）のペア、・・・に対する雑音評価値ｄｉｆを次々と求めることができる。但し、この場合、ｅ（０，ｌ）及びｅ（１，ｌ）間で基準点の種類が異なるため、その基準点の種類の相違（第１基準点と第２基準点の相違）を打ち消すための補正を、雑音評価値ｄｉｆの導出過程に含める必要がある。

具体的には、サブキャリア信号ｅ（０，ｌ）及びｅ（１，ｌ）の雑音評価値ｄｉｆを求める場合、
ｅ（０，ｌ）の同相成分及び直交成分を夫々ｐｉ０及びｐｑ０に代入し、
ＩＱ平面上でｅ（１，ｌ）を４５°だけ回転して得た信号の同相成分及び直交成分を夫々ｓｉ０及びｓｑ０に代入し、
ＩＱ平面上でｅ（１，ｌ）を１３５°だけ回転して得た信号の同相成分及び直交成分を夫々ｓｉ１及びｓｑ１に代入し、
ＩＱ平面上でｅ（１，ｌ）を２２５°だけ回転して得た信号の同相成分及び直交成分を夫々ｓｉ２及びｓｑ２に代入し、
ＩＱ平面上でｅ（１，ｌ）を３１５°だけ回転して得た信号の同相成分及び直交成分を夫々ｓｉ３及びｓｑ３に代入した上で、上記式（Ｂ０）〜（Ｂ３）に基づき、或いは、上記の位相角の差の算出を介して、雑音評価値ｄｉｆを求めれば良い。

第１基準点群を形成する４つの第１基準点の内、何れかの位置を特定基準位置と捉える。仮に、特定基準位置が（１／√２，１／√２）であるとした場合、
ｅ（１，ｌ）を４５°だけ回転させる処理は、第２信号点（０，１）の位置を特定基準位置へと移動させるための回転処理に等しく、
ｅ（１，ｌ）を１３５°だけ回転させる処理は、第２信号点（−１，０）の位置を特定基準位置へと移動させるための回転処理に等しく、
ｅ（１，ｌ）を２２５°だけ回転させる処理は、第２信号点（０，−１）の位置を特定基準位置へと移動させるための回転処理に等しく、
ｅ（１，ｌ）を３１５°だけ回転させる処理は、第２信号点（１，０）の位置を特定基準位置へと移動させるための回転処理に等しい。

ｅ（０，ｌ）及びｅ（１，ｌ）に対する雑音評価値ｄｉｆの算出方法を説明したが、ｅ（１，ｌ）及びｅ（２，ｌ）に対するそれやｅ（２，ｌ）及びｅ（３，ｌ）に対するそれも同様である。

本実施形態によれば、既知の信号がパイロット信号として多重されていなくても、雑音成分の大きさを良好に推定することが可能となる。既知信号はまばらに存在するため情報量が少なく、既知信号のみを利用した雑音推定方法では推定精度が低くなる可能性があるが、本実施形態の方法では全てのサブキャリアを用いることができるため推定精度が高くなる。また、既知の固定パターンを有する基準信号が伝送フレーム先頭のヘッダ部に内包されている場合、ヘッダ部内の信号を本来の信号（既知の固定パターン）と比較することで雑音成分の大きさを推定することも可能であるが、そのような推定を行う場合、推定の時間間隔は、原理上、時間的に隣接するヘッダ部の時間間隔よりも短くすることはできない。一方、本実施形態の雑音推定部１４によれば、隣接ヘッダ部の時間間隔よりも短い時間間隔で雑音成分の大きさを推定することが可能となる。そして、雑音成分の大きさの推定値に応じて復調方式を適切に切り替えることにより、受信特性の向上が図られる。

また、同一シンボル内の隣接サブキャリア信号の振幅はそれほど変動しない。このため、図９に示す如く、同一シンボル内の隣接サブキャリア信号の比較を介して雑音推定を行う場合には、正確な雑音推定が可能である。また、同一シンボル内の隣接サブキャリア信号の比較を介して雑音推定を行う場合には、特に図１５に示す方法と比べて、雑音評価値ｄｉｆ算出用のデータを記憶しておくためのメモリ容量が少なくて済む。

＜＜変形等＞＞
上述の説明文中に示される具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈４を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
送信装置にて用いられる変調方式がＤＱＰＳＫである場合の実施形態を上述したが、変調方式はＤＱＰＳＫに限定されず、上記送信装置にて任意の変調方式を利用することが可能である。例えば、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）をＤＱＰＳＫの代わりに用いることができる。

［注釈２］
図３の受信装置１０に、伝送路歪みを低減するための等化処理部（不図示）を追加することも可能である。この等化処理部は、ＦＦＴ処理部１３の出力信号に含まれる、伝送路歪みの成分を低減する。その低減が施された後のＦＦＴ処理部１３の出力信号を、復調処理部１５に与えるようにしても良い。

［注釈３］
上述の実施形態では、ＯＦＤＭ信号にパイロット信号が挿入されていないことを仮定したが、ＩＳＤＢ−Ｔのように、ＯＦＤＭ信号にパイロット信号が挿入されている場合においても、上述の実施形態にて述べた方法は適用可能である。

［注釈４］
図３の受信装置１０は、ハードウェア、或いは、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。ソフトウェアを用いて受信装置１０を構成する場合、ソフトウェアにて実現される部位についてのブロック図は、その部位の機能ブロック図を表すことになる。ソフトウェアを用いて実現される機能をプログラムとして記述し、該プログラムをプログラム実行装置（例えばコンピュータ）上で実行することによって、その機能を実現するようにしてもよい

１０ 受信装置
１１ 受信アンテナ
１２ チューナ部
１３ ＦＦＴ処理部
１４ 雑音推定部
１５ 復調処理部

Claims (6)

1. 互いに直交するサブキャリア群を多重化する方式を用いて変調された信号を受信する受信装置において、
   当該受信装置の受信信号に含まれる、複数のサブキャリアによる複数のサブキャリア信号を比較することにより、前記受信信号の雑音成分の大きさを推定する雑音推定部を備え、
   前記複数のサブキャリアは、周波数方向又は時間方向において互いに異なる複数のサブキャリアである
   ことを特徴とする受信装置。
2. 前記受信信号を復調する復調処理部を更に備え、
   前記復調処理部は、前記雑音推定部の推定結果に応じて、前記受信信号を復調するための復調方式を切り替える
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記復調処理部は、
   推定された雑音成分の大きさが比較的小さい場合、遅延検波を用いた復調方式で前記受信信号の復調を行い、
   推定された雑音成分の大きさが比較的大きい場合、同期検波を用いた復調方式で前記受信信号の復調を行う
   ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記複数のサブキャリア信号は第１及び第２のサブキャリア信号を含み、
   前記雑音推定部は、ＩＱ平面上における前記第１のサブキャリア信号の信号点と前記第２のサブキャリア信号の信号点との比較を介して、前記雑音成分の大きさを推定する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載の受信装置。
5. ＩＱ平面上における前記第２のサブキャリア信号の信号点の理想的な位置は第１〜第Ｎの位置の何れかであり（Ｎは２以上の整数）、
   前記雑音推定部は、
   前記第１のサブキャリア信号の信号点と前記第２のサブキャリア信号の信号点との位置差に基づく量を求めると共に、
   前記第１のサブキャリア信号の信号点と、前記第１の位置を前記第ｎの位置に移動させる処理を前記第２のサブキャリア信号の信号点に施して得た信号点と、の位置差に基づく量を、ｎ＝２、３、・・・、Ｎの夫々に対して求め、
   求めた量の内、最小の量を用いて前記雑音成分の大きさを推定する
   ことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
6. 互いに直交するサブキャリア群を多重化する方式を用いて変調された信号を受信する受信装置において、
   当該受信装置の受信信号を復調する復調処理部を備え、
   前記復調処理部は、前記受信信号に含まれる、複数のサブキャリアによる複数のサブキャリア信号の比較結果に基づいて、前記受信信号を復調するための復調方式を切り替える
   ことを特徴とする受信装置。

Images