JP5566223B2

JP5566223B2 - ダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法

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Publication number: JP5566223B2
Application number: JP2010189344A
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Inventors: 義徳阿部
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Priority date: 2010-08-26
Filing date: 2010-08-26
Publication date: 2014-08-06
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Also published as: JP2012049775A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)方式に準拠したディジタル変調信号をダイバーシティ受信して復調するダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法に関する。

ＯＦＤＭ変調はマルチパス妨害に対する耐性が高い変調方式として知られており、欧州のＤＶＢ−Ｔや、日本のＩＳＤＢ−Ｔなど、各国の地上波ディジタル放送規格において採用されている。

放送局から送出されたＯＦＤＭ変調波は、伝送経路において、インパルス雑音、スプリアス妨害、同一チャンネルＮＴＳＣ妨害等の様々な妨害波が重畳された形で受信されることがある。ＯＦＤＭ受信装置の構成においては、こうした様々な妨害波に対する耐性の向上が重要な課題となっている。特に、多様な受信環境での使用が想定される車載型受信装置や携帯型受信装置等の移動可能な受信装置においては、インパルス雑音に代表される時間領域雑音、スプリアス妨害に代表される周波数選択性雑音の双方に対する高い耐性が必要とされる。

車載型受信装置の構成においては、ダイバーシティ受信技術の適用が必須である。ダイバーシティ受信技術は、複数のアンテナで受信した信号を合成することで、受信性能を向上させるものである。特にＯＦＤＭ変調においては、送信データ信号が多数のキャリアに分散されて伝送されるため、受信装置側で、これらの各々のキャリアを適切に合成することにより、大幅な性能の向上が可能である（特許文献１〜３参照）。

図１は一般的なダイバーシティＯＦＤＭ受信装置の構成を概略的に示している。図１の受信装置においてはダイバーシティの受信系統（以降ブランチ）の数は２としている。

図２は図１の受信装置の受信対象信号であるＯＦＤＭ信号のフォーマット例を示している。ＯＦＤＭ信号は図２に示すように、キャリア周波数方向の複数のサブキャリア位置とシンボル時間方向の複数のシンボル位置とで表現されるデータキャリア（図２の白丸）とパイロットキャリア（図２の二重丸）とからなる。パイロットキャリアは既知の値の信号であり、周期的に挿入されている。

この図１のダイバーシティＯＦＤＭ受信装置は、ブランチ毎に検波部１，２を備え、更に復調部３及び復号部４を備えている。各ブランチの検波部１，２は、アンテナ１ａ，２ａから入力されるＲＦ信号を、受信ＯＦＤＭシンボルに順次的に変換して、出力する。個々のＯＦＤＭシンボルは、所定サブキャリア数の受信値Ｙ_１，Ｙ_２で構成される。

検波部１，２は、ＲＦフィルタリング、ＩＦ信号への周波数変換、ＩＦフィルタリング、Ａ／Ｄ変換、サンプリング周波数変換、ＦＦＴ窓抽出、ＦＦＴなどの処理を行うことが一般的である。

復調部３には、２つの検波部１，２が出力する受信ＯＦＤＭシンボルが順次的に入力される。復調部３は、受信ＯＦＤＭシンボルに含まれる受信値Ｙ_１，Ｙ_２に対して復調処理を行って復調値Ｖと、当該復調値Ｖの信頼度Ｑを算出する。

復号部４は、復調値Ｖに対して、ビタビ復号、デインターリーブ、ＲＳ復号等からなる処理を行って、送信情報系列を復元する。前述した信頼度Ｑは、ビタビ復号において利用される。信頼度Ｑが低い復調値Ｖに対応するメトリックの重みを小さくすることにより、雑音耐性の高いビタビ復号が達成される。

復調部３は、図３に示すように、伝送路推定部２１，２２、雑音電力推定部２３，２４、合成等化部２５、及び送信値推定部２６を備えている。

伝送路推定部２１，２２各々は、受信値Ｙ_１，Ｙ_２の伝達特性を推定する。伝達特性の推定精度は、受信装置の性能に大きく影響するため、様々な推定方法が考案されている。ＩＳＤＢ−Ｔ規格に対応する受信装置の場合には、同規格で規定されるパイロットキャリアを利用して、伝送路推定を行うことが一般的である。なお、伝送路推定の具体的な方法については、本発明と直接的に関連しないため詳細な説明を省略する。

雑音電力推定部２３，２４は、受信値Ｙ_１，Ｙ_２に含まれる雑音成分の電力（以降、雑音電力）を推定する。雑音電力推定部２３，２４の詳細については後述する。

合成等化部２５は、推定伝達特性と推定雑音電力に基づいて、各ブランチの受信値Ｙ_１，Ｙ_２を合成等化することで、復調値Ｖを算出するとともに、復調値Ｖの信頼度Ｑを算出する。具体的には、次式(1),(2)にしたがって、復調値Ｖと、これに対応する信頼度Ｑを算出する。

Ｖ= （Ｙ_１Ｈ_１ ^＊／Ｚ_１＋Ｙ_２Ｈ_２ ^＊／Ｚ_２）／Ｑ …(1)
ここで、ｘ^＊はｘの複素共役を表す。

Ｑ= |Ｈ_１|^２／Ｚ_１＋ |Ｈ_２|^２／Ｚ_２ …(2)
上式(1),(2)において、Ｈ_１は伝送路推定部２１によって推定された受信値Ｙ_１の伝達特性、Ｈ_２は伝送路推定部２２によって推定された受信値Ｙ_２の伝達特性、Ｚ_１は雑音電力推定部２３によって推定された受信値Ｙ_１の雑音電力、Ｚ_２は雑音電力推定部２４によって推定された受信値Ｙ_２の雑音電力を表している。なお、上記の合成等化手法は、最大比合成として広く知られるものである。

式(1)では、各ブランチの推定雑音電力を考慮した合成が行われている。その式(1)から明らかなように、推定雑音電力が大きいブランチの受信値は、合成結果への寄与を減ぜられる。これにより、雑音の影響が抑圧される。また、式(2)の各項は、各ブランチのＣＮ比を表しており、その総和として算出される信頼度Ｑは、合成後のＣＮ比に他ならない。

このように、合成等化および信頼度算出は、推定雑音電力に基づいて行われるため、その推定精度は非常に重要である。各種の雑音に対する耐性は、雑音電力の推定精度により決定されるといってもよい。

送信値推定部２６は、復調値Ｖに基づいて送信値を推定して出力する。送信値の推定には、いわゆるスライサが用いられることが多い。一般的に、送信値は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のディジタル変調方式を特徴付ける規定のコンスタレーション点のいずれかである。スライサは、規定のコンスタレーション点集合の中から、復調値にもっとも距離の近い点を選択することにより、送信値を推定する。推定送信値は雑音電力推定部２３，２４に供給される。なお、復調値Ｖがパイロット信号に対応する場合には、推定の必要はなく、既知の送信値を出力する。

次に、雑音電力推定部２３，２４について詳細に説明する。各ブランチの雑音電力推定部２３，２４各々は図４に示すように、瞬時雑音電力算出部３１と、シンボル方向フィルタ３２とを備えている。瞬時雑音電力算出部３１は、受信値Ｙqに含まれる雑音成分の瞬時電力（以降、瞬時雑音電力）Ｅqを算出する。瞬時雑音電力Ｅqは、次式(3),(4)にしたがって算出される。なお、qはブランチインデックスである（１又は２）。

Ｗq = Ｙq−Ｄ・Ｈq …(3)
Ｅq = |Ｗq|^２ …(4)
式(3)において、Ｄは送信値推定部２６から出力される推定送信値であり、推定送信値Ｄに推定伝達特性Ｈqを乗じることで、雑音が無い状態での受信値を求め、これを実際の受信値Ｙqから減算することで、受信値Ｙqに含まれる雑音成分Ｗqを求めることが行われる。式(4)では、この雑音成分Ｗqの絶対値の２乗として瞬時雑音電力Ｅqが算出される。

こうして算出された瞬時雑音電力Ｅqはあくまで雑音電力の標本に過ぎず、そのまま合成等化処理に使用することはできない。雑音電力を推定するには、瞬時雑音電力に対して、なにかしらの平均化を行う必要がある。図４のシンボル方向フィルタ３２は、瞬時雑音電力Ｅqをシンボル時間方向にフィルタリングすることにより、推定雑音電力Ｚqを算出する。

シンボル方向フィルタ３２は例えば、図５のサブキャリア変調信号のフォーマットにおいて同一サブキャリア周波数の◆で示される受信値の瞬時雑音電力Ｅqを平均化することで、●で示される受信値の推定雑音電力Ｚqを算出する。

ここで、推定雑音電力Ｚqは過去のシンボルの瞬時雑音電力Ｅqに基づいて算出され、現在のシンボルの瞬時雑音電力Ｅqは推定雑音電力Ｚqに反映されない。これは、瞬時雑音電力Ｅqの算出には推定送信値Ｄが必要であり、推定送信値Ｄの算出には推定雑音電力Ｚqを用いた合成等化処理が必要であるからである。

図６(a)及び(b)は、実際の車載受信環境で算出された推定雑音電力を示すグラフである。図６(a)はブランチＢ１の推定雑音電力Ｚ１を示し、図６(b)は、ブランチＢ２の推定雑音電力Ｚ２を示している。図６(a)及び(b)からは、ブランチＢ１，Ｂ２各々で異なる、周波数選択性雑音の電力分布が、良く推定されていることが分かる。このように、ブランチ毎と、かつサブキャリア周波数毎に算出された推定雑音電力に基づいて、合成等化処理を行うことにより、周波数選択性雑音に対して非常に高い耐性を発揮することができる。

以上のように、従来の受信装置は、周波数選択性雑音に対しては非常に高い耐性を有する。しかしながら、これとは対照的に、インパルス雑音に代表される時間領域雑音に対する耐性は低い。これは、特定のシンボルのみに大きなインパルス雑音が重畳されている場合を考えてみれば明らかである。その特定のシンボルにおいて、推定雑音電力は通常時に比較して高く算出されるべきであるが、このような仕組みを従来の受信装置は持っていない。その特定のシンボルにおいて、瞬時雑音電力には、高い値が観測されるであろうが、これが推定雑音電力の上昇として反映されるのは次のシンボルにおいてであり、その時点ではインパルス雑音の影響は既に無くなってしまっている。

特許４３６７２７６号公報特許４３９６４２３号公報再表２００５／１０９７１１号公報

ＯＦＤＭ信号の移動受信や車載受信においては、周波数選択性雑音及び時間領域雑音の双方に対しての対策が必要である。しかしながら、従来のダイバーシティ受信装置において、時間領域雑音に対する対策が為されておらず、充分な受信品質を確保することができないという問題点があった。

そこで、本発明が解決しようとする課題には、上記の欠点が一例として挙げられ、周波数選択性雑音及び時間領域雑音の双方に対する耐性が高いダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法を提供することが本発明の目的である。

本願の請求項１に係る発明のダイバーシティ受信装置は、シンボル毎に１以上のパイロットキャリアを含む複数のキャリアからなるＯＦＤＭ信号を受信系統毎に受信処理して合成するダイバーシティ受信装置であって、受信した前記ＯＦＤＭ信号を前記受信系統毎に周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換して前記複数のキャリア各々の受信値を出力する検波手段と、前記検波手段の出力受信値の伝達特性を前記受信系統毎に推定する伝送路推定手段と、前記検波手段の出力受信値、前記伝送路推定手段によって推定された推定伝達特性及び推定送信値に基づいて前記出力受信値の雑音電力を前記受信系統毎に推定する雑音電力推定手段と、前記受信系統毎の前記検波手段の出力受信値、前記伝送路推定手段による推定伝達特性、及び前記雑音電力推定手段による推定雑音電力を合成等化して復調値を算出する合成等化手段と、前記復調値を復号処理して送信情報系列を復元する復号手段と、前記復調値から送信値を推定して前記推定送信値を出力する送信値推定手段と、を備え、前記雑音電力推定手段は、前記受信系統毎に、前記出力受信値、前記出力受信値に対応する前記推定伝達特性、及び前記出力受信値に対応する前記推定送信値に基づいて前記出力受信値の瞬時雑音電力を算出する第１瞬時雑音電力算出手段と、前記第１瞬時雑音電力算出手段によって算出された前記瞬時雑音電力をシンボル時間方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第１仮雑音電力を出力するシンボル方向フィルタ手段と、前記出力受信値のうちの前記パイロットキャリアに対応するパイロット受信値、前記パイロット受信値に対応する前記推定伝達特性、及び前記パイロット受信値に対応する既知の送信値に基づいて前記パイロット受信値の瞬時雑音電力を算出する第２瞬時雑音電力算出手段と、前記第１仮雑音電力を前記第２瞬時雑音電力算出手段によって算出された前記パイロット受信値の瞬時雑音電力に基づいて補正して前記推定雑音電力を出力する雑音電力補正手段と、を有することを特徴としている。

本願の請求項１０に係る発明のダイバーシティ受信方法は、シンボル毎に１以上のパイロットキャリアを含む複数のキャリアからなるＯＦＤＭ信号を受信系統毎に受信処理して合成するダイバーシティ受信装置のダイバーシティ受信方法であって、受信した前記ＯＦＤＭ信号を前記受信系統毎に周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換して前記複数のキャリア各々の受信値を出力する検波ステップと、前記検波ステップの出力受信値の伝達特性を前記受信系統毎に推定する伝送路推定ステップと、前記検波ステップの出力受信値、前記伝送路推定ステップによって推定された推定伝達特性及び推定送信値に基づいて前記出力受信値の雑音電力を前記受信系統毎に推定する雑音電力推定ステップと、前記受信系統毎の前記出力受信値、前記伝送路推定ステップによる推定伝達特性、及び前記雑音電力推定ステップによる推定雑音電力を合成等化して復調値を算出する合成等化ステップと、前記復調値を復号処理して送信情報系列を復元する復号ステップと、前記復調値から送信値を推定して前記推定送信値を出力する送信値推定ステップと、を備え、前記雑音電力推定ステップは、前記受信系統毎に、前記出力受信値、前記出力受信値に対応する前記推定伝達特性、及び前記出力受信値に対応する前記推定送信値に基づいて前記出力受信値の瞬時雑音電力を算出する第１瞬時雑音電力算出ステップと、前記第１瞬時雑音電力算出ステップによって算出された前記瞬時雑音電力をシンボル時間方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第１仮雑音電力を出力するシンボル方向フィルタリングステップと、前記出力受信値のうちの前記パイロットキャリアに対応するパイロット受信値、前記パイロット受信値に対応する前記推定伝達特性、及び前記パイロット受信値に対応する既知の送信値に基づいて前記パイロット受信値の瞬時雑音電力を算出する第２瞬時雑音電力算出ステップと、前記第１仮雑音電力を前記第２瞬時雑音電力算出ステップによって算出された前記パイロット受信値の瞬時雑音電力に基づいて補正して前記推定雑音電力を出力する雑音電力補正ステップと、を有することを特徴としている。

ダイバーシティ受信装置の一般的な構成を示すブロック図である。受信ＯＦＤＭ信号のフォーマットを示す図である。図１の受信装置内の復調部の構成を示すブロック図である。図４の復調部内の雑音電力推定部の構成を示すブロック図である。シンボル方向フィルタの動作を説明するための説明図である。ブランチ毎の推定雑音電力を示す図である。本発明の第１の実施例として雑音電力推定部の構成を示すブロック図である。キャリア方向フィルタの動作を説明するための説明図である。時間領域雑音が含まれていない場合の第１及び第２仮雑音電力を例示する図である。時間領域雑音が含まれている場合の第１及び第２仮雑音電力を例示する図である。図７の雑音電力推定部内の雑音電力補正部の動作を示すフローチャートである。第１及び第２仮雑音電力と第１の実施例における閾値の関係を例示する図である。本発明の第２の実施例として雑音電力推定部の構成を示すブロック図である。図１３の雑音電力推定部内の雑音電力補正部の動作を示すフローチャートである。正弦波妨害が存在する場合の第１仮雑音電力、第２仮雑音電力及び第１の実施例における閾値を例示する図である。正弦波妨害と時間領域雑音とが存在する場合の第１仮雑音電力、第２仮雑音電力及び第１の実施例における閾値を例示する図である。図１５の例の場合に第１の実施例で得られる推定雑音電力を示す図である。図１６の例の場合に第１の実施例で得られる推定雑音電力を示す図である。正弦波妨害が存在する場合の第２仮雑音電力、第３仮雑音電力及び第２の実施例における閾値を例示する図である。図１９の例の場合に第２の実施例で得られる推定雑音電力を示す図である。正弦波妨害と時間領域雑音とが存在する場合の第２仮雑音電力、第３仮雑音電力及び第２の実施例における閾値を例示する図である。図２１の例の場合に第２の実施例で得られる推定雑音電力を示す図である。本発明の第３の実施例として雑音電力推定部の構成を示すブロック図である。図２３の雑音電力推定部内の雑音電力補正部の動作を示すフローチャートである。小電力の時間領域雑音が存在する場合の第２仮雑音電力、第３仮雑音電力及び第２の実施例における閾値を例示する図である。図２５の例の場合に第２の実施例で得られる推定雑音電力を示す図である。時間領域雑音が含まれていない場合の第１及び第２仮雑音電力、第１及び第２平均電力、並びに第３の実施例における閾値を例示する図である。小電力の時間領域雑音が存在する場合の第１及び第２仮雑音電力、第１及び第２平均電力、並びに第３の実施例における閾値を例示する図である。図２８の例の場合に第３の実施例で得られる推定雑音電力を示す図である。本発明の第４の実施例として雑音電力推定部の構成を示すブロック図である。図３０の雑音電力推定部内の雑音電力補正部の動作を示すフローチャートである。

本発明のダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法によれば、受信系統毎の検波手段の出力受信値、伝送路推定手段による推定伝達特性、及び雑音電力推定手段による推定雑音電力を合成等化して復調値を算出する合成等化手段と、復調値を復号処理して送信情報系列を復元する復号手段と、復調値から送信値を推定して推定送信値を出力する送信値推定手段と、を備え、その雑音電力推定手段は、受信系統毎に、出力受信値、出力受信値に対応する推定伝達特性、及び出力受信値に対応する推定送信値に基づいて出力受信値の瞬時雑音電力を算出する第１瞬時雑音電力算出手段と、その瞬時雑音電力をシンボル時間方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第１仮雑音電力を出力するシンボル方向フィルタ手段と、出力受信値のうちのパイロットキャリアに対応するパイロット受信値、パイロット受信値に対応する推定伝達特性、及びパイロット受信値に対応する既知の送信値に基づいてパイロット受信値の瞬時雑音電力を算出する第２瞬時雑音電力算出手段と、第１仮雑音電力をパイロット受信値の瞬時雑音電力に基づいて補正して推定雑音電力を出力する雑音電力補正手段と、を備えている。このように、検波手段から出力される受信値の瞬時雑音電力をその出力受信値のうちのパイロット受信値の瞬時雑音電力に基づいて補正することにより定雑音電力が求められ、その推定雑音電力を用いて合成等化手段により合成等化処理が行われるので、周波数選択性雑音だけでなく時間領域雑音に対しても良好な受信特性を得ることができる。すなわち、周波数選択性雑音及び時間領域雑音の双方に対する耐性が高いダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法が達成される。

以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。

図７は本発明の第１の実施例としてダイバーシティ受信装置の雑音電力推定部の構成を示している。この第１の実施例は図１に示した受信装置の復調部３において適用されるものである。すなわち、第１の実施例の雑音電力推定部は図３に示した復調部３の雑音電力推定部２３，２４として用いられるものである。

図７の雑音電力推定部は、瞬時雑音電力算出部４１及びシンボル方向フィルタ４２の他に、パイロットキャリア抽出部４３と、パイロット瞬時雑音電力算出部４４と、キャリア方向フィルタ４５と、雑音電力補正部４６と、を備えている。

瞬時雑音電力算出部４１及びシンボル方向フィルタ４２は図４に示した瞬時雑音電力算出部３１及びシンボル方向フィルタ３２と同一であるので、ここでの説明は省略される。

なお、シンボル方向フィルタ４２によって推定された雑音電力を第１仮雑音電力Ｚ１qと称する。

パイロットキャリア抽出部４３は検波部（図１の検波部１又は２）の出力信号が示す受信値Ｙqのうちからパイロットキャリアに対応した受信値を抽出する。

パイロット瞬時雑音電力算出部４４には、パイロットキャリア抽出部４３によって抽出された受信値のみが入力される。パイロット瞬時雑音電力算出部４４は、これらの受信値の瞬時雑音電力（以下、パイロット瞬時雑音電力）を算出する。具体的な算出方法は、上記した式(3)，(4)と同様である。ただし、推定送信値Ｄについては、対象がパイロット信号であるため、既知の送信値を用いる。この瞬時雑音電力は、既知の送信値を利用して算出され、パイロットキャリア以外のデータキャリアについては算出されない。

キャリア方向フィルタ４５は、パイロット瞬時雑音電力算出部４４から出力されるパイロット瞬時雑音電力をキャリア周波数方向にフィルタリングすることにより、第２仮雑音電力Ｚ２qをキャリア周波数毎に算出する。ここで単純な例をあげるならば、図８に示すＯＦＤＭ信号のフォーマットにおいて●で示される位置の第２仮雑音電力は、矢印Ａで示される４つのパイロットキャリア位置のパイロット瞬時雑音電力の単純平均として算出される。また、この例では、▲、■で示されるキャリア位置についても、この単純平均値が、第２仮雑音電力Ｚ２qとなる。

なお、ここでは、単純なフィルタリングを例示したが、矢印Ａで示される４つの位置のパイロット瞬時雑音電力の重み付け平均値、すなわちＦＩＲ演算結果として●点の第２仮雑音電力Ｚ２qを得ることも可能である。また、●、▲、■の各々キャリア位置について、異なる重み係数を用いることも可能である。

このように算出された第２仮雑音電力Ｚ２qは、現在のシンボルのみに基づいて算出されているため、現在のシンボルに含まれる時間領域雑音を強く反映する。図９に示すように、通常時、すなわち時間領域雑音が含まれていない場合には、第２仮雑音電力Ｚ２qは、第１仮雑音電力Ｚ１qとほぼ同等の値となる。ただし、第２仮雑音電力Ｚ２qは第１仮雑音電力Ｚ１qに較べて精度が低いことに注意されたい。これは、第１仮雑音電力Ｚ１qが過去のシンボルの長期的平均によって高精度に算出されることに対し、第２仮雑音電力Ｚ２qは、現在のシンボルのパイロットキャリアのみから算出されるためである。一方、現在のシンボルに時間領域雑音が含まれている場合には、図１０に示すように、第２仮雑音電力Ｚ２qは第１仮雑音電力Ｚ１qに対して大きい値となる。

雑音電力補正部４６は第１仮雑音電力Ｚ１qと第２仮雑音電力Ｚ２qとを比較して時間領域雑音を検出し、時間領域雑音が検出された時には第１仮雑音電力Ｚ１qを補正して最終的な推定雑音電力Ｚqとする。

雑音電力補正部４６の最も簡単な補正方法としては、キャリア周波数毎に第１仮雑音電力Ｚ１q及び第２仮雑音電力Ｚ２qのうちで高い方の仮雑音電力を選択し、それを最終的な推定雑音電力とする方法が考えられる。こうすることで、例えば、図１０においては、第２仮雑音電力Ｚ２qが選択されることになり、時間領域雑音の影響を軽減することができる。

しかしながら、この方法では、時間領域雑音が存在しない場合に、弊害が出てしまう。すなわち、図９の矢印Ｂで示される部分において、精度の低い第２仮雑音電力Ｚ２qが選択されることとなり、好ましくない。通常時においては、高精度に求められた第１仮雑音電力Ｚ１qを最終的な推定雑音電力Ｚqとして選択することが望ましい。

そこで、好ましい雑音電力補正部４６では、図１１に示されるように、キャリア周波数毎に第１仮雑音電力Ｚ１qに所定マージンを加算することにより、閾値Ｔqを設定することが行われる（ステップＳ１）。例えば、図１２に示されるように閾値Ｔqは設定される。そして、第２仮雑音電力Ｚ２qが閾値Ｔqと比較される（ステップＳ２）。

雑音電力補正部４６は第２仮雑音電力Ｚ２qがこの閾値Ｔq以上の場合にのみ、第２仮雑音電力Ｚ２qを最終的な推定雑音電力Ｚqとして選択する（ステップＳ３）。第２仮雑音電力Ｚ２qがこの閾値Ｔqより小である場合には、第１仮雑音電力Ｚ１qを最終的な推定雑音電力Ｚqとして選択する（ステップＳ４）。こうすることにより、通常時の第２仮雑音電力Ｚ２qは、閾値Ｔqより低くなるため、最終的な推定雑音電力Ｚqとして選択されなくなる。

このように、第１の実施例によれば、シンボルに時間領域雑音が含まれる場合には最終的な推定雑音電力Ｚqとして時間領域雑音を含む第２仮雑音電力Ｚ２qが選択され、シンボルに時間領域雑音が含まれない場合には最終的な推定雑音電力Ｚqとして周波数選択性雑音に対して高精度な第１仮雑音電力Ｚ１qが選択されるので、周波数選択性雑音及び時間領域雑音の双方に対する耐性を高めることが可能となる。

ただし、閾値Ｔqを必要以上に高く設定することは好ましくない。これは、閾値Ｔqを高くし過ぎると、時間領域雑音の検出感度が下がってしまうためである。閾値Ｔqは、第２仮雑音電力Ｚ２qの推定精度に鑑みて、必要最低限に設定されることが望ましい。

なお、閾値Ｔqの設定については、上述のように加算によって行う方法以外に、乗算で行うことも可能である。すなわち、第２仮雑音電力Ｚ２qが、第１仮雑音電力Ｚ１qの所定倍より大きい場合に、第２仮雑音電力Ｚ２qを最終的な推定雑音電力Ｚqとして選択することも可能である。

図１３は本発明の第２の実施例として受信装置の雑音電力推定部の構成を示している。図１３の雑音電力推定部は、図７の瞬時雑音電力算出部４１、シンボル方向フィルタ４２、パイロットキャリア抽出部４３、パイロット瞬時雑音電力算出部４４、キャリア方向フィルタ４５、及び雑音電力補正部４６からなる構成の他に、キャリア方向フィルタ４７を備えている。

キャリア方向フィルタ４７は、シンボル方向フィルタ４２から出力される第１仮雑音電力Ｚ１qをキャリア周波数方向にフィルタリングすることにより、第３仮雑音電力Ｚ３qをキャリア周波数毎に算出する。ここで、キャリア方向フィルタ４７は、キャリア方向フィルタ４５と同等のフィルタリングを行うことが望ましい。すなわち、キャリア方向フィルタ４５が前述の演算を行う場合には、キャリア方向フィルタ４７も、これと同様にして、図８において▲、●、■で示されるキャリア位置の第３仮雑音電力Ｚ３qを、矢印Ａで示される４つのキャリア位置の第１仮雑音電力の単純平均として算出するのが望ましい。

雑音電力補正部４６はキャリア周波数毎に第１ないし第３仮雑音電力Ｚ１q，Ｚ２q，Ｚ３qに基づいて最終的な推定雑音電力Ｚqを決定する。具体的には、図１４に示されるように、先ず、第３仮雑音電力Ｚ３qに所定マージンを加算することにより閾値Ｔqを設定する（ステップＳ１１）。そして、第２仮雑音電力Ｚ２qを閾値Ｔqと比較し（ステップＳ１２）、第２仮雑音電力Ｚ２qが閾値Ｔqより低い場合には、第１仮雑音電力Ｚ１qを最終的な推定雑音電力Ｚqとして選択する（ステップＳ１３）。一方、第２仮雑音電力Ｚ２qが閾値Ｔq以上である場合には、第２仮雑音電力Ｚ２qから第３仮雑音電力Ｚ３qを減算して得られる差分値を、第１仮雑音電力Ｚ１qに加算することで最終的な推定雑音電力Ｚqを算出する（ステップＳ１４）。

第２の実施例は、正弦波妨害に代表される狭帯域妨害が存在する場合に有効である。まずは、こうした正弦波妨害環境における第１の実施例の雑音電力推定部の動きを考える。

図１５及び図１６に、正弦波妨害が存在する場合の第１仮雑音電力Ｚ１q、第２仮雑音電力Ｚ２q、及び第１の実施例における閾値Ｔqを例示する。図１５は時間領域雑音が存在しない場合を、図１６は時間領域雑音が存在する場合を示すものである。図示したように、第１仮雑音電力Ｚ１qには、狭帯域な正弦波妨害の電力スペクトラムが高分解能で推定される。これに対し、第２仮雑音電力Ｚ２qでは、キャリア方向フィルタの影響により、局所的であるべき正弦波妨害のスペクトラムが周辺に広がってしまう。この結果、推定雑音電力Ｚqは、図１５の場合には図１７のように、図１６の場合には図１８のように算出される。どちらの場合においても、推定雑音電力Ｚqが、正弦波妨害周辺において、実際よりも高く推定されることになり、好ましくない。

こうした問題は、第２の実施例においては生じない。図１９及び図２１に、正弦波妨害が存在する場合の第３仮雑音電力Ｚ３q、第２仮雑音電力Ｚ２q、及び第２の実施例における閾値Ｔqを例示する。図１９は時間領域雑音が存在しない場合を、図２１は時間領域雑音が存在する場合を示すものである。シンボル方向フィルタ４７の効果により、第３仮雑音電力Ｚ３qおよび閾値Ｔqには、第２仮雑音電力Ｚ２qと同様に正弦波妨害周辺におけるスペクトラムの広がりが観測される。この結果、第２の実施例においては、推定雑音電力は、図１９の場合には図２０のように、図２１の場合には図２２のように算出される。図１７、図１８と比較するならば、第２の実施例の有効性が理解されよう。

このように、第２の実施例では、キャリア方向フィルタにより第１仮雑音電力の周波数分解能を故意に第２の仮雑音電力と同程度に低下させ、この結果と第２仮雑音電力との差分値に基づいて第１仮雑音電力の補正を行うことで最終的な推定雑音電力Ｚqを算出している。このように構成することにより、正弦波妨害等の狭帯域妨害が存在する場合においても推定雑音電力Ｚqを適切に求めることができ、受信性能を向上させることができる。

図２３は本発明の第３の実施例として受信装置の雑音電力推定部の構成を示している。図２３の雑音電力推定部は、図７の瞬時雑音電力算出部４１、シンボル方向フィルタ４２、パイロットキャリア抽出部４３、パイロット瞬時雑音電力算出部４４、キャリア方向フィルタ４５、雑音電力補正部４６及びキャリア方向フィルタ４７からなる構成の他に、第１及び第２のキャリア方向平均器４８，４９を備えている。

第１のキャリア方向平均器４８は、第１仮雑音電力Ｚ１qを全てのパイロットキャリア周波数について平均化することで、第１雑音電力平均Ａ１qを算出する。また、第２のキャリア方向平均器４９は、パイロット瞬時雑音電力算出部４４から出力されるパイロット瞬時雑音電力を全てのパイロットキャリア周波数について平均化することで、第２雑音電力平均Ａ２qを算出する。

雑音電力補正部４６には図２３に示されるように、第１仮雑音電力Ｚ１q、第２仮雑音電力Ｚ２q、第３仮雑音電力Ｚ３q、第１雑音電力平均Ａ１q、及び第２雑音電力平均Ａ２qが供給される。雑音電力補正部４６はこれらの値Ｚ１q，Ｚ２q，Ｚ３q，Ａ１q，Ａ２qに基づいて推定雑音電力Ｚqを算出する。具体的には、図２４に示されるように、先ず、第１雑音電力平均Ａ１qに所定マージンを加算することにより閾値Ｔqを設定する（ステップＳ２１）。第２雑音電力平均Ａ２qと閾値Ｔqとを比較し（ステップＳ２２）、第２雑音電力平均Ａ２qが閾値Ｔqより小さい場合には、当該シンボルに時間領域雑音は含まれていないと判断して、全てのキャリア周波数について、第１仮雑音電力Ｚ１qを推定雑音電力Ｚqとして出力する（ステップＳ２３）。一方、第２雑音電力平均Ａ２qが閾値Ｔqより大きい場合には、第２実施例における雑音電力補正部と同様の処理を行う。ただし、閾値のマージンは零とする。すなわち、第２仮雑音電力Ｚ２qと第３仮雑音電力Ｚ３qとを比較し（ステップＳ２４）、第２仮雑音電力Ｚ２qが第３仮雑音電力Ｚ３qより低い場合には、第１仮雑音電力Ｚ１qを推定雑音電力Ｚqとして選択し（ステップＳ２５）、第２仮雑音電力Ｚ２qが第３仮雑音電力Ｚ３q以上である場合には、第２仮雑音電力Ｚ２qから第３仮雑音電力Ｚ３qを減算して得られる差分値を、第１仮雑音電力Ｚ１qに加算することで推定雑音電力Ｚqを算出する（ステップＳ２６）。

第１の実施例及び第２の実施例では、時間領域雑音の検出、すなわち時間領域雑音が存在するか否かの判断は、ステップＳ２及びＳ１２のようにキャリア周波数毎に第２仮雑音電力Ｚ２qに基づいて行われていた。このため、第２仮雑音電力Ｚ２qの低い精度に合わせて、閾値Ｔqマージンを設定する必要があった。これに対し、第３の実施例においては、時間領域雑音の検出は、ステップＳ２２のように第２雑音電力平均Ａ２qに基づいて行われる。このとき、第２雑音電力平均Ａ２qの精度は、第２仮雑音電力Ｚ２qの精度に較べて高くなるため閾値Ｔqマージンを小さくすることができる。この結果、時間領域雑音の検出感度を高めることが可能となる。

図２５に、図１６や図２１に比べて小さい電力の時間領域雑音が存在する場合の第２仮雑音電力Ｚ２q、第３仮雑音電力Ｚ３q及び第２の実施例における閾値Ｔqを例示する。なお、図２５は図１６や図２１に比べて縦軸方向に拡大されている。図２５に示されるように時間領域雑音の電力が小さい場合には、第２仮雑音電力Ｚ２qは、ほとんどの周波数領域で閾値マージンの範囲内に収まってしまう。このため、第２の実施例の場合には、時間領域雑音は検出されず、推定雑音電力Ｚqは図２６のように算出されることとなり、好ましくない。

図２７は時間領域雑音が存在しない場合の第１雑音電力平均Ａ１q、第２雑音電力平均Ａ２q及び第３の実施例における閾値Ｔqの設定を例示する図である。同図で示されるように、時間領域雑音が存在しない場合の第１雑音電力平均Ａ１q及び第２雑音電力平均Ａ２qは非常に近い値となる。よって、第３の実施例では閾値マージンは第２の実施例と較べて小さく設定することが可能となる。

図２８は、図２５と同様の状況、すなわち小電力な時間領域雑音が存在する場合の第１雑音電力平均Ａ１q、第２雑音電力平均Ａ２q及び閾値Ｔqの設定を例示する図である。このように、第３の実施例では、閾値マージンを小さく設定できるため、雑音電力補正部４６は、時間領域雑音が小電力な場合であっても、これを検出可能である。この結果、推定雑音電力Ｚqは、図２９のように算出される。

このように第３の実施例によれば、平均化によって高精度に算出された第１雑音電力平均Ａ１q及び第２雑音電力平均Ａ２qに基づいて、高感度に時間領域雑音の検出を行うことができるため、小さな電力の時間領域雑音が存在する受信環境における受信性能を向上することができる。

図３０は本発明の第４の実施例として受信装置の雑音電力推定部の構成を示している。図３０の雑音電力推定部は、瞬時雑音電力算出部４１、シンボル方向フィルタ４２、パイロットキャリア抽出部４３、パイロット瞬時雑音電力算出部４４、雑音電力補正部４６、第１のキャリア方向平均器４８、及び第２のキャリア方向平均器４９を備えている。これまでの実施例において用いられていたキャリア方向フィルタは備えていない点に注意されたい。

雑音電力補正部４６には図３０に示すように、第１仮雑音電力Ｚ１q、第１雑音電力平均Ａ１q及び第２雑音電力平均Ａ２qが供給される。雑音電力補正部４６は図３１に示されるように、先ず、第１雑音電力平均Ａ１qに所定マージンを加算することにより閾値Ｔqを設定する（ステップＳ３１）。第２雑音電力平均Ａ２qとこの閾値Ｔqとを比較し（ステップＳ３２）、第２雑音電力平均Ａ２qが閾値Ｔqより小さい場合には、当該シンボルに時間領域雑音は含まれていないと判断して、全てのキャリア周波数について、第１仮雑音電力Ｚ１qを推定雑音電力Ｚqとして出力する（ステップＳ３３）。ここまでの処理は、第３の実施例と同様である。一方、第２雑音電力平均Ａ２qが閾値Ｔq以上である場合には、第２雑音電力平均Ａ２qから第１雑音電力平均Ａ１qを減算して得られる差分値を、全てのキャリア周波数について、第１仮雑音電力Ｚ１qに加算することにより推定雑音電力Ｚqを算出する（ステップＳ３４）。

第４の実施例においては、キャリア方向フィルタを備えていないため、雑音電力補正部４６の演算リソースを削減することができるという利点がある。ただし、時間領域雑音の持つ周波数依存性は全く考慮されない。このため、第３の実施例に較べて、若干の性能劣化が見込まれる。しかしながら、劣化量は軽微であり、第４の実施例は、コスト対性能比の見地から最も好ましい。

なお、上記した各実施例においては、各々が個別のアンテナに接続された２つのブランチ（受信系統）を備えたダイバーシティ受信装置の例を示しているが、本発明はこれに限定されるものではない。各々が個別のアンテナに接続される３以上のブランチを備えたダイバーシティ受信装置にも本発明を適用することができることは勿論である。

また、ハードウエアとして構成しても良いし、記録媒体に記憶されたプログラムをコンピュータが読み取って実行することによって上記の各実施例の構成の全て又は一部を形成しても良い。

１，２検波部
１ａ，２ａアンテナ
３復調部
４復号部
２１，２２伝送路推定部
２３，２４雑音電力推定部
３１，４１瞬時雑音電力算出部
３２，４２シンボル方向フィルタ
４４パイロット瞬時雑音電力算出部
４５，４７キャリア方向フィルタ
４６雑音電力補正部
４８，４９キャリア方向平均器

Claims

シンボル毎に１以上のパイロットキャリアを含む複数のキャリアからなるＯＦＤＭ信号を受信系統毎に受信処理して合成するダイバーシティ受信装置であって、
受信した前記ＯＦＤＭ信号を前記受信系統毎に周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換して前記複数のキャリア各々の受信値を出力する検波手段と、
前記検波手段の出力受信値の伝達特性を前記受信系統毎に推定する伝送路推定手段と、
前記検波手段の出力受信値、前記伝送路推定手段によって推定された推定伝達特性及び推定送信値に基づいて前記出力受信値の雑音電力を前記受信系統毎に推定する雑音電力推定手段と、
前記受信系統毎の前記検波手段の出力受信値、前記伝送路推定手段による推定伝達特性、及び前記雑音電力推定手段による推定雑音電力を合成等化して復調値を算出する合成等化手段と、
前記復調値を復号処理して送信情報系列を復元する復号手段と、
前記復調値から送信値を推定して前記推定送信値を出力する送信値推定手段と、を備え、
前記雑音電力推定手段は、前記受信系統毎に、
前記出力受信値、前記出力受信値に対応する前記推定伝達特性、及び前記出力受信値に対応する前記推定送信値に基づいて前記出力受信値の瞬時雑音電力を算出する第１瞬時雑音電力算出手段と、
前記第１瞬時雑音電力算出手段によって算出された前記瞬時雑音電力をシンボル時間方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第１仮雑音電力を出力するシンボル方向フィルタ手段と、
前記出力受信値のうちの前記パイロットキャリアに対応するパイロット受信値、前記パイロット受信値に対応する前記推定伝達特性、及び前記パイロット受信値に対応する既知の送信値に基づいて前記パイロット受信値の瞬時雑音電力を算出する第２瞬時雑音電力算出手段と、
前記第１仮雑音電力を前記第２瞬時雑音電力算出手段によって算出された前記パイロット受信値の瞬時雑音電力に基づいて補正して前記推定雑音電力を出力する雑音電力補正手段と、を有することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
前記雑音電力補正手段は、前記第２瞬時雑音電力算出手段によって算出された前記瞬時雑音電力をキャリア周波数方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第２仮雑音電力を出力するキャリア方向フィルタと、
前記第１仮雑音電力を前記第２仮雑音電力に基づいて補正して前記推定雑音電力を出力する雑音電力補正部と、を有することを特徴とする請求項１記載のダイバーシティ受信装置。
前記雑音電力補正部は、前記第２仮雑音電力から前記第１仮雑音電力を減じて得られる差分値が所定マージンより小であるとき前記第１仮雑音電力を前記推定雑音電力として設定し、前記差分値が前記所定マージン以上であるとき前記第２仮雑音電力を前記推定雑音電力として設定することを特徴とする請求項２記載のダイバーシティ受信装置。
前記雑音電力補正手段は、前記第２瞬時雑音電力算出手段によって算出された前記瞬時雑音電力をキャリア周波数方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第２仮雑音電力を出力する第１キャリア方向フィルタと、
前記第１仮雑音電力をキャリア周波数方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第３仮雑音電力を出力する第２キャリア方向フィルタと、
前記第１仮雑音電力を前記第２及び第３仮雑音電力に基づいて補正して前記推定雑音電力を出力する雑音電力補正部と、を有することを特徴とする請求項１記載のダイバーシティ受信装置。
前記雑音電力補正部は、前記第３仮雑音電力から前記第２仮雑音電力を減じて得られる差分値が所定マージンより小であるとき前記第１仮雑音電力を前記推定雑音電力として設定し、前記差分値が前記所定マージン以上であるとき前記第２仮雑音電力から前記第３仮雑音電力を減じて得られる差分値を、前記第１仮雑音電力に加算して前記推定雑音電力を算出することを特徴とする請求項４記載のダイバーシティ受信装置。
前記雑音電力補正手段は、前記第２瞬時雑音電力算出手段によって算出された前記瞬時雑音電力をキャリア周波数方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第２仮雑音電力を出力する第１キャリア方向フィルタと、
前記第１仮雑音電力をキャリア周波数方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第３仮雑音電力を出力する第２キャリア方向フィルタと、
前記第１仮雑音電力を全パイロットキャリア周波数について平均化して第１雑音電力平均を出力する第１キャリア方向平均器と、
前記第２瞬時雑音電力算出手段によって算出された前記瞬時雑音電力を平均化して第２雑音電力平均を出力する第２キャリア方向平均器と、
前記第１仮雑音電力を、前記第２及び第３仮雑音電力並びに前記第１及び第２雑音電力平均に基づいて補正して前記推定雑音電力を出力する雑音電力補正部と、を有することを特徴とする請求項１記載のダイバーシティ受信装置。
前記雑音電力補正部は、前記第２雑音電力平均から前記第１雑音電力平均を減じて得られる差分値が所定マージンより小であるとき前記第１仮雑音電力を前記推定雑音電力として設定し、前記差分値が前記所定マージン以上でありかつ前記第２仮雑音電力が前記第３仮雑音電力より小であるとき前記第１仮雑音電力を前記推定雑音電力として設定し、前記差分値が前記所定マージン以上でありかつ前記第２仮雑音電力が前記前記第３仮雑音電力以上であるとき前記第２仮雑音電力から前記第３仮雑音電力を減じて得られる差分値を、前記第１仮雑音電力に加算して前記推定雑音電力を算出することを特徴とする請求項６記載のダイバーシティ受信装置。
前記雑音電力補正手段は、前記第１仮雑音電力を全パイロットキャリア周波数について平均化して第１雑音電力平均を出力する第１キャリア方向平均器と、
前記第２瞬時雑音電力算出手段によって算出された前記瞬時雑音電力を平均化して第２雑音電力平均を出力する第２キャリア方向平均器と、
前記第１仮雑音電力を、前記第１及び第２雑音電力平均に基づいて補正して前記推定雑音電力を出力する雑音電力補正部と、を有することを特徴とする請求項１記載のダイバーシティ受信装置。
前記雑音電力補正部は、前記第２雑音電力平均から前記第１雑音電力平均を減じて得られる差分値が所定マージンより小であるとき前記第１仮雑音電力を前記推定雑音電力として設定し、前記差分値が前記所定マージン以上であるとき前記第２雑音電力平均から前記第１雑音電力平均を減じて得られる差分値を、前記第１仮雑音電力に加算して前記推定雑音電力を算出することを特徴とする請求項８記載のダイバーシティ受信装置。
シンボル毎に１以上のパイロットキャリアを含む複数のキャリアからなるＯＦＤＭ信号を受信系統毎に受信処理して合成するダイバーシティ受信装置のダイバーシティ受信方法であって、
受信した前記ＯＦＤＭ信号を前記受信系統毎に周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換して前記複数のキャリア各々の受信値を出力する検波ステップと、
前記検波ステップの出力受信値の伝達特性を前記受信系統毎に推定する伝送路推定ステップと、
前記検波ステップの出力受信値、前記伝送路推定ステップによって推定された推定伝達特性及び推定送信値に基づいて前記出力受信値の雑音電力を前記受信系統毎に推定する雑音電力推定ステップと、
前記受信系統毎の前記出力受信値、前記伝送路推定ステップによる推定伝達特性、及び前記雑音電力推定ステップによる推定雑音電力を合成等化して復調値を算出する合成等化ステップと、
前記復調値を復号処理して送信情報系列を復元する復号ステップと、
前記復調値から送信値を推定して前記推定送信値を出力する送信値推定ステップと、を備え、
前記雑音電力推定ステップは、前記受信系統毎に、
前記出力受信値、前記出力受信値に対応する前記推定伝達特性、及び前記出力受信値に対応する前記推定送信値に基づいて前記出力受信値の瞬時雑音電力を算出する第１瞬時雑音電力算出ステップと、
前記第１瞬時雑音電力算出ステップによって算出された前記瞬時雑音電力をシンボル時間方向にフィルタリングしてキャリア周波数毎の第１仮雑音電力を出力するシンボル方向フィルタリングステップと、
前記出力受信値のうちの前記パイロットキャリアに対応するパイロット受信値、前記パイロット受信値に対応する前記推定伝達特性、及び前記パイロット受信値に対応する既知の送信値に基づいて前記パイロット受信値の瞬時雑音電力を算出する第２瞬時雑音電力算出ステップと、
前記第１仮雑音電力を前記第２瞬時雑音電力算出ステップによって算出された前記パイロット受信値の瞬時雑音電力に基づいて補正して前記推定雑音電力を出力する雑音電力補正ステップと、を有することを特徴とするダイバーシティ受信方法。