JP2011087370A - 自励式スイッチング電源回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】一次巻線電流の上昇に素早く応答し、定電圧制御が容易で、しかも無負荷や軽負荷接続時に間欠発振動作を行い電力損失を抑える自励式スイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】一次巻線電流が流れるシャント抵抗とドライバー素子の制御端子間に、放電抵抗と並列にシャント抵抗から制御端子方向を順方向とするスイッチングダイオードを接続し、発振用電界効果トランジスタのオン動作期間中は、一次巻線電流の上昇でドライバー素子が発振用電界効果トランジスタを速やかにオフ制御するとともに、無負荷や軽負荷接続時には、高抵抗値の放電抵抗を用いて、ドライバー素子の制御端子に接続する制御用コンデンサからの放電速度を遅らせ、オフ動作期間を引き延ばす。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力電圧を定電圧制御するフライバック型自励式スイッチング電源回路に関し、更に詳しくは、出力に無負荷若しくは軽負荷が接続されている際に、間欠発振動作に移行する自励式スイッチング電源回路に関する。
スイッチング電源回路は、安定化電源として、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどに用いられている。スイッチング素子の駆動方式（スイッチング方式）を大別すると、自励発振方式と他励発振方式とに分けられ、自励発振方式は、トランスなどのインダクタンス部品の帰還巻線に表れる電圧を、駆動信号としてスイッチング素子の制御端子に正帰還させ、発振動作を行うものである。
安定化電源として出力側に接続される負荷の大きさにかかわらず、出力電圧を所定の設定電圧に安定させるために、従来トランスの二次側出力線間の出力電圧と設定電圧を比較し、その差電圧がなくなるように一次側で一発振動作中のトランスに励磁電流が流れる時間（オン動作期間）を制御して、出力電圧の定電圧制御を行っている（例えば、特許文献１）。
以下、この従来の自励式スイッチング電源回路１００を、図８乃至図１１を用いて説明すると、図中、１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｃは、トランス２の二次出力巻線、２ｂ、２ｄは、トランス２の一次側に設けられた第１帰還巻線と第２帰還巻線であり、第１帰還巻線２ｂは一次巻線２ａと同一方向に、第２帰還巻線２ｄは、一次巻線２ａと逆方向に巻回されている。
３は、発振用電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）である。２１は、回路起動時において、このＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス（換言すればスレッショルド電圧ＶＴＨ以上のゲート電圧）を与えるために用いられている起動用抵抗であり、起動用抵抗２１に直列に接続された電気抵抗２５は、起動用抵抗２１に対して小さい抵抗値であり、これにより両者の接続点Ｊ１で直流電源１の電圧を分圧し、低い直流電圧が出力された場合には、回路が起動しないようにしたものである。
１２は、帰還抵抗２３とともにオン駆動回路を構成し、帰還巻線２ｂとＦＥＴ３のゲートとの間に直列に接続される帰還コンデンサ、２４は、ゲートへの過大入力を阻止する為の電気抵抗、５は、コレクタをＦＥＴ３のゲートへエミッタを低圧側端子１ｂへ接続したオフ制御トランジスタである。
第２帰還巻線２ｄの一側は、直列に接続された整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、また他側は、直接直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、これにより閉ループが形成されている。整流ダイオード５４は、駆動用コンデンサ５５の充電方向を順方向として配設され、これによって第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサ５５が充電される。
整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５の接続点Ｊ２は、フォトカプラ受光素子３９を介してオフ制御トランジスタ５のベースＪ３に接続し、ベースＪ３と低圧側端子１ｂ間に制御用コンデンサ５３が接続されている。
オフ制御トランジスタ５のベースＪ３は、充放電抵抗５０を介して、ＦＥＴ３とシャント抵抗５１の接続点Ｊ４へも接続し、一次巻線電流がシャント抵抗５１に流れることによるシャント抵抗５１での電圧で、オフ制御トランジスタ５を充電しベースＪ３のベース電圧がオフ制御トランジスタ５の動作電圧に達すると、オフ制御トランジスタ５のコレクタ、エミッタ間が導通するようになっている。
フォトカプラ受光素子３９は、トランス２の二次側のフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルして動作するもので、フォトカプラ発光素子３５からの光を受光した際に、接続点Ｊ２からＪ３へその受光量に比例した電流を流す。
二次出力巻線２ｃ側に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード及び平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｃの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間には、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２を、誤差増幅器３３の反転入力端子に接続し、反転入力端子に出力電圧の分圧となる出力検出電圧を入力している。誤差増幅器３３の非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、基準電源３４が接続され、非反転入力端子に、出力検出電圧と比較するための基準電圧を入力している。基準電圧は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の定電圧制御する所定の設定電圧を分圧抵抗３０、３１で分圧した電圧としているので、誤差増幅器３３の出力値は、設定電圧に対する出力電圧の差電圧を表す。
誤差増幅器３３の出力側には、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続し、誤差増幅器３３の出力値により点滅するフォトカプラ発光素子３５が接続されている。従って、フォトカプラ発光素子３５は、上記差電圧応じた発光量で発光し、フォトカプラ発光素子３５にフォトカップルする一次側のフォトカプラ受光素子３９は、接続点Ｊ２からＪ３へ差電圧に応じた電流を流す。
このように構成された自励式スイッチング電源回路１００は、始めに、電源１の高圧側端子１ａと低圧側端子１ｂに直流電圧が加えられると、起動用抵抗２１を介して帰還コンデンサ１２が充電され（図中下の電極が＋で上が−の極性）、帰還コンデンサ１２の充電電圧は、徐々に上昇する。帰還コンデンサ１２の充電電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンする（ドレイン−ソース間が導通する）。
（従来の定格消費電力の負荷が接続された動作）
以下、出力線２０ａ、２０ｂ間に定格消費電力の負荷が接続されている場合の自励発振動作を、図９、図１０を参照し説明する。図９と図１０は、図８に示す従来の自励式スイッチング電源回路１００に、電源電圧を２００Ｖの直流電源１を加え、起動用抵抗２１と電気抵抗２５のそれぞれの抵抗値を１．５ＭΩと１００ｋΩ、帰還コンデンサ１２の容量と帰還抵抗２３の抵抗値を、０．０１μＦ、１００Ωとして自励発振させた状態で、図８の（１）乃至（６）に示す各部の動作波形を示している。
ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線には誘導起電力が生じ（図１０のｔ２からｔ０間の（５）で示す第１帰還巻線２ｂの電圧波形参照）、トランス２に励磁エネルギーが蓄積される。このとき、一次巻線２ａに流れる電流によりシャント抵抗５１のＦＥＴ３側、接続点Ｊ４に発生する電圧は、充放電抵抗５０を介して制御用コンデンサ５３を充電する。一次巻線２ａに流れる電流は、ターンオン後の時間と共にほぼ直線的に上昇し、これにより制御用コンデンサ５３の充電電圧がオフ制御トランジスタ５の動作電圧に達する（図９（ａ）のｔｏ）と、コレクタ−エミッタ間が導通状態になり、ＦＥＴ３のゲートはオフ制御トランジスタ５によって実質的に短絡状態となり、ＦＥＴ３がターンオフする。
ＦＥＴ３がターンオフし、トランスに流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる（図９（ｄ）のｔ０からｔ１）。このとき、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４とコンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
一方、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図１０のｔ０からｔ１間の（５））によって、帰還コンデンサ１２が充電される（図１０のｔ０からｔ１間の（６）、図８において下の電極が＋で上が一の極性）。
定格消費電力の負荷が接続され、二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧を整流平滑化した高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が、基準電源３４の基準電源で定められる設定電圧に達しない状態（以下、過渡状態という）では、フォトカプラ発光素子３５が発光しないので、制御用コンデンサ５３から充放電抵抗５０とシャント抵抗５１を放電電流が流れ、その充電電圧すなわちオフ制御トランジスタ５のベース電圧が低下し、動作電圧以下となる。しかしながら、帰還コンデンサ１２は、オフ制御トランジスタ５のベース、コレクタ間が等価ダイオードとして作用し、一次電流検出抵抗５１から充放電抵抗５０、オフ制御トランジスタ５のベースからコレクタ、帰還抵抗２３を、充電電流の経路として第１帰還巻線２ｂから充電される。
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わる（ｔ１時）と、ゲートに対して逆バイアスとして作用していた帰還巻線２ｂのフライバック電圧が降下し（図１０のｔ１からｔ２間の（５））、それまで帰還コンデンサ１２に保持されていた充電電圧（図１０の（６））により、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え（図９（ｂ）及び図１０の（２）のｔ２）、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の発振動作が繰り返される。
ここで、一度の発振周期でトランス２に蓄積されるエネルギーは、ＦＥＴ３のオン動作期間、すなわち、ターンオン（ｔ２）してからオフ制御トランジスタ５のベース電圧が動作電圧に達する（ｔ０）までの時間の二乗にほぼ比例し、二次側の出力電圧が設定電圧に達しない過渡状態では、フォトカプラ発光素子３５が発光していないので制御用コンデンサ５３の充電速度に関与せず、シャント抵抗５１の抵抗値により定まる最大オン時間で動作する。最大オン時間は、トランス２に蓄積されるエネルギーが、定格消費電力の負荷と自励式スイッチング電源回路１００のスイッチング動作で消費するエネルギーの和よりやや大きいものとなるように設定されるので、出力電圧は設定電圧に達するまでの発振を繰り返す毎に上昇し、設定電圧を越えると、定電圧出力制御下での通常の連続自励発振動作に移行する。
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が設定電圧を越えると、その差電圧に応じた光量でフォトカプラ発光素子３５が発光し、フォトカップリングするフォトカプラ受光素子３９は、差電圧に比例する電流を接続点Ｊ２から接続点Ｊ３へ流す。
ＦＥＴ３のオフ動作期間中に、第２帰還巻線２ｄにフライバック電圧が発生している間は、そのフライバック電圧によって整流ダイオード５４を介して駆動用コンデンサ５５が充電されるとともに、フォトカプラ受光素子３９を介して差電圧に比例する制御用コンデンサ５３を充電する充電電流が流れ、制御用コンデンサ５３のベース電圧は動作電圧以上を保っている。
トランス２に蓄積されるエネルギーが消失するｔ１までに、負荷の電力消費で出力電圧が設定電圧以下となると、フォトカプラ発光素子３５は消灯して接続点Ｊ２から接続点Ｊ３間が遮断され、制御用コンデンサ５３から充放電抵抗５０とシャント抵抗５１を放電電流が流れて、オフ制御トランジスタ５のベース電圧が動作電圧以下となり、コレクタ、エミッタ間が遮断される。その結果、帰還巻線２ｂのフライバック電圧が降下するタイミング（ｔ２）で、上述と同様に、帰還コンデンサ１２に保持されていた充電電圧によって、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え、ＦＥＴ３がターンオンする。
ＦＥＴ３がターンオンしたオン動作期間中は、シャント抵抗５１に発生する電圧で、充放電抵抗５０を経由して制御用コンデンサ５３が充電される共に、オフ動作期間中に第２帰還巻線２ｄに発生したフライバック電圧で充電された駆動用コンデンサ５５からも制御用コンデンサ５３へ充電電流が流れ、制御用コンデンサ５３の充電が加速され、設定された最大オン時間より早くオフ制御トランジスタ５のベース電圧が動作電位に達する。
これにより、ＦＥＴ３のゲートと低圧側端子１ｂ間は、オフ制御トランジスタ５によって実質的に短絡状態となり、ＦＥＴ３はターンオン後速やかにターンオフする。その結果、一発振周期でのオン時間が短縮され、トランス２に蓄積されるエネルギーが低下するので、出力電圧が低下し、このような過程を経て出力電圧の定電圧制御が行われる。
（従来の無負荷の待機中の動作）
また、出力線２０ａ、２０ｂ間に負荷が接続されていない無負荷や、軽負荷が接続されている場合には、出力側で消費するエネルギーが少ないので、トランス２にエネルギーを蓄積するオン動作期間が短く、従って、そのエネルギーが消失するｔ１までの時間も短く、定電圧制御を行わない場合には、一発振周期が短くなる。一方、負荷による電力消費がないか若しくは小さいので、トランス２に蓄積されるエネルギーが消失する時点（ｔ１）となっても、出力電圧が設定電圧以上となっている。
その結果、フォトカプラ発光素子３５が発光し、第２巻線２ｄのフライバック電圧が消失し、通常の連続自励発振動作でターンオンすべき時点（ｔ２）となっても、駆動用コンデンサ５５からフォトカプラ受光素子３９を介して制御用コンデンサ５３を充電する充電電流が流れ、ベース電圧は動作電圧以上を保つので、ＦＥＴ３はターンオンしない。その後、出力電圧が低下すると、制御用コンデンサ５３から充放電抵抗５０とシャント抵抗５１を通して放電電流が流れて、オフ制御トランジスタ５のベース電圧が動作電圧以下となり、ＦＥＴ３が遅れてターンオンする。
つまり、自励式スイッチング電源回路１００は、図１１に示すように、オフ動作期間が延長する間欠発振動作を行い、これによって無負荷の待機時や軽負荷の接続時に、単位時間あたりのスイッチングによるエネルギー損失が減少し、電力損失が抑えられる。
特許第３６９１４９８号公報（明細書の項目００３３乃至項目００６６、図１）
このように従来の自励式スイッチング電源回路１００では、無負荷の待機時や軽負荷の接続時に、トランス２に蓄積されるエネルギーが消失した後も、可能な限りＦＥＴ３の次のターンオンを遅らせて、間欠発振周期を引き延ばし、スイッチングによるエネルギー損失を減少させることが望まれている。
ターンオンするまでの時間は、充放電抵抗５０若しくはシャント抵抗５１の抵抗値を上げて制御用コンデンサ５３の放電速度を下げることにより遅らせることが可能であるが、シャント抵抗５１の抵抗値は、最大オン時間を決定する一次巻線電流とオフ制御トランジスタ５の動作電位から決定するので、２．４Ω程度とその抵抗値を変動させることができず、また、充放電抵抗５０の抵抗値を上げると、ターンオン後にシャント抵抗５１の電圧で制御用コンデンサ５３を充電する充電速度が遅れ、経過時間と共にほぼ直線的に上昇する一次巻線電流に素早く応答させてターンオフ制御ができず、従来は１００Ω程度の低抵抗としてる。特に、トランス２に蓄積されるエネルギーは、経過時間の二乗にほぼ比例するので、充放電抵抗５０を高抵抗値としてターンオフが遅れる時間の二乗に比例して一発振周期に発生するエネルギーが増大し、出力電圧が設定電圧を超えて上昇した場合に、充分にこれを下げることができない。
従って、無負荷の待機時や軽負荷の接続時において、更に間欠発振周期を引き延ばしてスイッチング回数を減らし、電力損失を減少させることはできなかった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、一次巻線電流の上昇に素早く応答し、定電圧制御が容易で、しかも無負荷や軽負荷接続時に間欠発振周期を引き延ばして、電力損失を抑える自励式スイッチング電源回路を提供することを目的とする。
上述の目的を達成するため、請求項１の自励式スイッチング電源回路は、一次巻線と二次出力巻線と少なくとも１以上の帰還巻線を有するトランスと、直流電源に、一次巻線と直列に接続され、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨ以上である間、オン動作する発振用電界効果トランジスタと、直流電源の高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、帰還巻線と発振用電界効果トランジスタのゲート間に、直列に接続された帰還コンデンサ及び帰還抵抗からなるオン駆動回路と、発振用電界効果トランジスタのゲートと直流電源の低圧側端子間に接続され、制御端子電圧が動作電圧以上である間、ゲートと低圧側端子間が導通し、発振用電界効果トランジスタをオフ動作させるドライバー素子と、発振用電界効果トランジスタと低圧側端子間に接続されるシャント抵抗と、発振用電界効果トランジスタとシャント抵抗の接続点とドライバー素子の制御端子間に接続される放電抵抗と、ドライバー素子の制御端子と低圧側端子間に接続され、オン動作期間中に一次巻線の励磁電流が流れるシャント抵抗の電圧で充電され、制御端子電圧を動作電圧以上に引き上げ、オフ動作期間中に放電抵抗とシャント抵抗を介して放電され、制御端子電圧を動作電圧未満に低下させる制御用コンデンサと、トランスの二次出力巻線に発生するフライバック電圧を整流平滑化した出力電圧と所定の設定電圧とを比較し、出力電圧が設定電圧を超える出力電圧と設定電圧の差電圧に応じて、フライバック電圧が発生するトランスのいずれかの巻線若しくはフライバック電圧で充電される駆動用コンデンサから制御用コンデンサを充電する充電電流を流す定電圧制御回路とを備え、
発振用電界効果トランジスタがターンオンした後、出力電圧が設定電圧を越えている間は、一次巻線の励磁電流が流れるシャント抵抗の電圧が加わる制御端子に、駆動用コンデンサの充電電圧を加えて、ドライバー素子が発振用電界効果トランジスタをターンオフさせるまでのオン動作期間を短縮制御し、発振用電界効果トランジスタがターンオフした後、出力電圧が設定電圧を越えている間は、フライバック電圧が発生するトランスのいずれかの巻線若しくは駆動用コンデンサから制御用コンデンサを充電して制御端子電圧を動作電圧以上に維持し、発振用電界効果トランジスタのターンオンを阻止することによりオフ動作期間を延長制御する自励式スイッチング電源回路であって、
発振用電界効果トランジスタとシャント抵抗の接続点とドライバー素子の制御端子間に、放電抵抗と並列に前記接続点から制御端子方向を順方向とするスイッチングダイオードを接続したことを特徴とする。
無負荷若しくは軽負荷接続時は、高い抵抗値の放電抵抗を用いることにより、オフ動作期間中の制御用コンデンサの放電速度を下げて、ドライバー素子の制御端子電圧を動作電位以上に保ち、トランスに蓄積されるエネルギーが消失した後もターンオフに移行しない間欠発振動作となる。従って、スイッチング周期が短くならず、スイッチングによるエネルギー損失が少ない。
また、高抵抗値の放電抵抗を用いても、発振用電界効果トランジスタのターンオン後、シャント抵抗の電圧で制御用コンデンサを充電する充電電流はスイッチングダイオードを流れ、経過時間と共に増加する一次巻線電流に速やかに応答してドライバー素子の制御端子電圧が動作電位以上に達し、発振用電界効果トランジスタがオフ動作する。
請求項２の自励式スイッチング電源回路は、二次出力巻線に定格消費電力の負荷が接続されている状態で、トランスに蓄積されるエネルギーが二次出力巻線から放出され、自由振動する帰還巻線の電圧が最初の極大値に達した際に、制御用コンデンサの充電電圧が動作電圧未満となるように、放電抵抗の抵抗値を設定することを特徴とする。
定格消費電力の負荷が接続されている状態で、帰還巻線の電圧が最初の極大値に達する際には、発振用電界効果トランジスタに加わる電圧が最低となるので、そのタイミングで制御用コンデンサの充電電圧が動作電圧未満としてターンオンさせることにより、スイッチングノイズが少なく、またスイッチング損失も少ない。
定格消費電力の負荷が接続されている状態で、帰還巻線の電圧が最初の極大値に達する際に制御用コンデンサの充電電圧が動作電圧未満となり、発振用電界効果トランジスタはオン駆動回路によってターンオン可能となるので、負荷が消費する電力に合わせて連続自励発振動作する。
定格消費電力の負荷が接続されている状態で、連続自励発振動作するように放電抵抗の抵抗値の上限が設定されるので、無負荷若しくは軽負荷が接続されている状態で、最大の周期で間欠発振動作を行う。
請求項３の自励式スイッチング電源回路は、ドライバー素子が、コレクタを発振用電界効果トランジスタのゲートに、エミッタを低圧側端子に、ベースを制御端子に接続させたＮＰＮ型トランジスタであり、オフ動作期間中、トランスの帰還巻線に発生するフライバック電圧で充電される帰還コンデンサは、スイッチングダイオードとＮＰＮ型トランジスタのベース、コレクタ間に流れる充電電流で充電されることを特徴とする。
帰還コンデンサは、充電パスを別に設けることなく、オフ動作期間中に、トランスの帰還巻線に発生するフライバック電圧で充電される。
帰還コンデンサは、放電抵抗を介さずに、インピーダンスの低いスイッチングダイオードを通して充電されるので、放電抵抗を高抵抗としても、帰還巻線の極性が反転しターンオン可能となる時点までに、ゲート電圧をスレッショルド電圧以上とする充電電圧が得られる。
請求項１の発明によれば、放電抵抗に高い抵抗値の抵抗を用いて、無負荷若しくは軽負荷接続時に、オフ動作期間を延長させる間欠発振動作とし、スイッチングによるエネルギー損失を減少させることができる。また、放電抵抗に高い抵抗値の抵抗を用いても、ターンオン後、経過時間と共にほぼ直線的に上昇する一次巻線電流に遅延なく応答させてターンオフ制御することができる。従って、出力電圧が設定電圧を超えて上昇した場合に、素早くオン動作期間を短縮させ、定電圧制御を行うことができる。
請求項２の発明よれば、定格消費電力の負荷が接続されている場合には、負荷の消費電力に合わせた連続自励発振動作を行い、スイッチングノイズやスイッチングロスが少ない発振動作を行わせることができる。
また、定格消費電力の負荷が接続されている場合に連続自励発振動作を行わせる条件下で、無負荷若しくは軽負荷が接続された場合に、最大の周期で間欠発振動作を行い、無負荷の待機時若しくは軽負荷接続時の効率を最大とするができる。
請求項３の発明よれば、オフ動作期間中にオン駆動回路の帰還コンデンサを充電する充電パスを設けることなく、帰還コンデンサを充電できる。
また、放電抵抗を高抵抗としても、帰還巻線の極性が反転しターンオン可能となる時点までに、ゲート電圧をスレッショルド電圧以上とする充電電圧が得られる。
本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の回路図である。 定格消費電力の負荷が接続され、連続自励発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１０の各部の波形を示し、（ａ）は、オフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）をそれぞれ示す波形図である。 定格消費電力の負荷が接続され、連続自励発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１０のＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧波形（５）及び帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）を拡大して示す波形図である。 無負荷で間欠発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１０の各部の波形を示し、（ａ）は、オフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）をそれぞれ示す波形図である。 無負荷で間欠発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１０のＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧波形（５）及び帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）を拡大して示す波形図である。 図４の各部の波形をより長い時間間隔で示す波形図である。 放電抵抗５２の抵抗値を変化させた場合の入力電圧Ｖｉｎに対する自励式スイッチング電源回路１０の電力損失Ｐｉｎを表す波形図である。 従来の自励式スイッチング電源回路１００の回路図である。 定格消費電力の負荷が接続され、連続自励発振動作を行っている従来の自励式スイッチング電源回路１００の各部の波形を示し、（ａ）は、オフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）をそれぞれ示す波形図である。 定格消費電力の負荷が接続され、連続自励発振動作を行っている従来の自励式スイッチング電源回路１００のＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧波形（５）及び帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）を拡大して示す波形図である。 無負荷で間欠発振動作を行っている従来の自励式スイッチング電源回路１００の図９の各部の波形を、図６と同一時間間隔で示す波形図である。
以下、本発明の一実施の形態について図１乃至図７を用いて詳細に説明する。図１は、本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の構成を示す回路図である。本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０は、図８に示す従来の自励式スイッチング電源回路１００と主要な回路及び回路素子が共通するものであるので、同一の構成には同一の番号を付けて、その説明を省略する。
図１に示すように、トランス２は、一次側に一次巻線２ａと、一次巻線２ａと同一方向に巻回された第１帰還巻線２ｂと、一次巻線２ａと逆方向に巻回され第２帰還巻線２ｄが配設され、二次側に二次出力巻線２ｃが配設されている。
一次巻線２ａは、発振用電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）３と直列に、直流電源１に対して接続され、ＦＥＴ３のオンオフ動作によって、一次巻線２ａに流れる電流がオンオフ制御される。ＦＥＴ３は、ここではＭＯＳＦＥＴが用いられ、ドレインを一次巻線２ａに接続し、ソースを一次巻線電流検出のためのシャント抵抗５１を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続している。
また、ＦＥＴ３のゲートは、直流電源１に対して直列に接続された起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１に、ゲートへの過大入力を阻止する電気抵抗２４を介して接続されている。起動用抵抗２１と電気抵抗２５のそれぞれの抵抗値は、図８に示す回路と同様に、１．５ＭΩと１００ｋΩであり、これにより２００Ｖ前後の不安定な直流電源１の電源電圧が著しく低下した場合に、ＦＥＴ３のゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ未満とし、自励発振動作しないようにしている。
この接続点Ｊ１と、第１帰還巻線２ｂの間には、オン駆動回路を構成する帰還コンデンサ１２及び帰還抵抗２３が直列に接続され、第１帰還巻線２ｂの他側は、直流電源１の低圧側端子１ｂに接続している。ここでは、帰還コンデンサ１２の容量と帰還抵抗２３の抵抗値を、１０００ｐＦ、４．７ｋΩとして両者を乗じた時定数を調整し、後述する連続自励発振動作において、第１帰還巻線２ｂが自由振動を開始し、その電圧の極性が反転し最初の極大値に達した際に、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように設定している。
起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１と低圧側端子１ｂ間には、ＦＥＴ３のゲート電圧を低下させオフ制御するドライバー素子として作用するオフ制御トランジスタ５が配置されている。ここでは、オフ制御トランジスタ５として、コレクタを接続点Ｊ１へ、エミッタを低圧側端子１ｂへ接続させたＮＰＮ型トランジスタを用いている。
第２帰還巻線２ｄの一側は、直列に接続された整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、また他側は、直接直流電源１の低圧側端子１ｂに接続して閉ループが形成されている。整流ダイオード５４は、第２帰還巻線２ｄから駆動用コンデンサ５５の方向を順方向として配設され、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサ５５が充電されるようになっている。
整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５の接続点Ｊ２は、フォトカプラ受光素子３９と制御用コンデンサ５３を介して低圧側端子１ｂに接続し、フォトカプラ受光素子３９と制御用コンデンサ５３の直列接続点Ｊ３をオフ制御トランジスタ５のベースへ接続している。フォトカプラ受光素子３９は、トランス２の二次側のフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルして動作するもので、フォトカプラ発光素子３５からの光を受光した際に、接続点Ｊ２からＪ３へその受光量に比例した電流を流す。
直列接続点Ｊ３、すなわちオフ制御トランジスタ５のベースは、互いに並列に接続された放電抵抗５２及びスイッチングダイオード５９を介して、ＦＥＴ３とシャント抵抗５１の接続点Ｊ４に接続している。スイッチングダイオード５９は、接続点Ｊ４から直列接続点Ｊ３を順方向とするもので、これにより、シャント抵抗５１に一次巻線電流が流れると、その電圧降下でスイッチングダイオード５９を通して制御用コンデンサ５３が充電され、一次巻線電流が上昇し、シャント抵抗５１による電圧降下が一定値以上になると、ベース電圧がオフ制御トランジスタ５の動作電位に達し、オフ制御トランジスタ５のコレクタ、エミッタ間が導通するようになっている。一方、シャント抵抗５１の電圧降下が制御用コンデンサ５３の充電電圧未満に低下すると、放電抵抗５２とシャント抵抗５１を通して、制御用コンデンサ５３の放電電流が流れる。本実施の形態では、制御用コンデンサ５３の放電速度を下げるために、従来の自励式スイッチング電源回路１００の１００Ωの充放電抵抗５０相当する放電抵抗５２の抵抗値を４．７ｋΩとしている。
トランスの二次出力巻線２ｃは、二次出力巻線２ｃと直列に整流用ダイオード４と、二次出力巻線２ｃと並列に平滑コンデンサ１３が接続され、出力側の整流平滑化回路を構成している。整流平滑回路の高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間には、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２を、誤差増幅器３３の反転入力端子に接続し、出力電圧の分圧となる出力検出電圧を入力している。また、誤差増幅器３３の非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、基準電源３４が接続され、非反転入力端子に、出力検出電圧と比較するための基準電圧を入力している。尚、図中３７、３８は、中間タップ３２と誤差増幅器３３の非反転出力端子間に直列に接続される交流負帰還素子である。
自励式スイッチング電源回路１０は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧を、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続される負荷の大きさにかかわらず所定の設定電圧となるように定電圧制御するもので、上記基準電圧は、この設定電圧を分圧抵抗３０、３１で分圧した電圧とするので、誤差増幅器３３は、設定電圧に対する出力電圧の差電圧に比例する出力値を出力する。
誤差増幅器３３の出力と高圧側出力線２０ａ間には、電気抵抗３６と直列に誤差増幅器３３の出力値に応じた発光量で発光するフォトカプラ発光素子３５が接続されている。従って、フォトカプラ発光素子３５にフォトカップルする一次側のフォトカプラ受光素子３９は、上記差電圧に応じた発光量の光を受光し、接続点Ｊ２からＪ３へ差電圧に応じた電流を流す。すなわち、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が設定電圧以上となる場合には、その差分に応じた許容電流で接続点Ｊ２からＪ３に電流が流れ、設定電圧未満となると、接続点Ｊ２からＪ３間が遮断される。
上述のように、この自励式スイッチング電源回路１０においては、出力電圧と設定電圧とを比較する誤差増幅器３３と、誤差増幅器３３の出力に接続するフォトカプラ発光素子３５と、フォトカプラ発光素子３５にフォトカップルするフォトカプラ受光素子３９とから、出力電圧と所定の設定電圧とを比較し、出力電圧が設定電圧を超える出力電圧と設定電圧の差電圧に応じて、フライバック電圧が発生する第２帰還巻線若しくは駆動用コンデンサ５５から制御用コンデンサ５３を充電する充電電流を流す定電圧制御回路が形成される。
（定格消費電力の負荷が接続された動作）
このように構成された自励式スイッチング電源回路１０について、始めに高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に定格消費電力の負荷が接続されている場合の動作を、図１乃至図３を用いて説明する。図２と図３は、それぞれ定格消費電力の負荷が接続され、連続自励発振動作を行っている図１の（１）乃至（４）の各部の波形を示すもので、図２（ａ）は、直列接続点Ｊ３の電圧、すなわちオフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、図２（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、図２（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流、すなわち一次巻線２ａに流れる一次巻線電流波形（３）を、図２（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧、すなわち一次巻線２ａの一側の電圧波形（４）をそれぞれ示している。また、図３の（２）、（５）、（６）で示す電圧波形は、それぞれＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）と、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側の電圧波形（５）と、第１帰還巻線２ｂ側の電圧を基準とした帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）である。
直流電源１の高圧側端子１ａ、低圧側端子１ｂ間に２００Ｖ程度の直流電圧が発生すると、起動用抵抗２１と電気抵抗２５で１／１６に分圧された電源電圧により、起動用抵抗２１と帰還抵抗２３を介して、帰還コンデンサ１２が充電される（図中下の電極が＋で上が−の極性）。充電される帰還コンデンサ１２の充電電圧が、徐々に上昇し、ＦＥＴ３のスレッショルド電圧ＶＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンし、ドレイン−ソース間が導通する。
ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じ、トランス２にエネルギーが蓄積される。帰還巻線２ｂに発生する誘起電圧（図３のｔ２からｔ０間の（５））は、帰還コンデンサ１２の充電電圧（図３の（６））と重畳され、ＦＥＴ３のゲート電圧（図２（ｂ）、図３の（２））をそのスレッショルド電圧ＶＴＨ以上の電圧（オン電圧）に維持する。
このとき、一次巻線２ａに流れる電流によりシャント抵抗５１のＦＥＴ３側の接続点Ｊ４に発生する電圧は、スイッチングダイオード５９を介して制御用コンデンサ５３を充電する。一次巻線２ａに流れる電流は、ターンオン後の時間と共にほぼ直線的に上昇し、これにより一次巻線２ａの電流増加に速やか応答して制御用コンデンサ５３の充電電圧も上昇する。
オフ制御トランジスタ５がバイアス電圧（動作電圧）に達すると、コレクタ−エミッタ間が導通状態となり、ＦＥＴ３のゲートはオフ制御トランジスタ５によって実質的に短絡状態（ここでは低圧側端子１ｂの電位で、例えば０ボルト）となり、ＦＥＴ３がターンオフする。ＦＥＴ３がターンオフし、トランス２に流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる（図２（ｄ）のｔ０からｔ１）。このとき、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４とコンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続する負荷へ供給する電力として出力される。
一方、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図３のｔ０からｔ１間の（５））によって、帰還コンデンサ１２が充電され（図３のｔ０からｔ１間の（６）、図１において下の電極が＋で上が一の極性）、次のＦＥＴ３のターンオンが導かれる。
二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧を整流平滑化した高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が、基準電源３４の基準電源で定められる設定電圧に達しない状態（以下、過渡状態という）では、フォトカプラ発光素子３５が発光しないので、接続点Ｊ２、Ｊ３間が遮断され、また、シャント抵抗５１に一次巻線電流が流れないので、放電抵抗５２とシャント抵抗５１を通して制御用コンデンサ５３から放電電流が流れ、オフ制御トランジスタ５のベース電圧は、バイアス電圧以下となる。しかしながら、ＦＥＴ３のオフ動作期間中（図２のｔ０からｔ２の間で、以下オフ動作期間という）に、オフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧以下となっても、ベース、コレクタ間が等価ダイオードとして作用するので、帰還コンデンサ１２は、シャント抵抗５１、スイッチングダイオード５９、オフ制御トランジスタ５のベースからコレクタ、帰還抵抗２３を、充電電流の経路として第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧で充電される。
図２（ｄ）に示すように、誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギの放出がｔ１時に終わると、一次巻線２ａのＦＥＴ３側の電圧波形（４）は、同図の実線と連続する破線に示すように、ＦＥＴ３の寄生容量、一次巻線２ａ間の浮遊容量及び一次巻線２ａのインダクタンスによって電源電圧２００Ｖを中心とする自由振動を開始し、極性が反転しつつ徐々に電圧降下して減衰する。
図３の（５）に示すように、一次巻線電圧の自由振動に比例して振動する第１帰還巻線２ｂの帰還コンデンサ１２側の電圧も同様に、ゲートに対して逆バイアスとして作用していたフライバック電圧が消滅するｔ１後に、増加して極性が反転し、ＦＥＴ３のゲートに対して順方向のバイアス電圧として作用するようになる。また、それまでに充電された帰還コンデンサ１２の充電電圧（図３の（６））が加わり、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えて、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の連続自励発振動作が繰り返される。
一度の発振周期でトランス２に蓄積されるエネルギーは、ＦＥＴ３がターンオンしてからオフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達するまでのオン動作期間（以下、オン動作期間という）の二乗にほぼ比例し、二次側の出力電圧が設定電圧に達しない過渡状態で、オン動作期間の上限（最大オン時間）は、シャント抵抗５１の抵抗値と、設定された最大一次巻線電流とでほぼ正確に制御される。すなわち、一次巻線電流は、ＦＥＴ３のターンオン後の経過時間にほぼ比例して増加し、設定された最大一次巻線電流に達すると、遅延なくＦＥＴ３がターンオフし、最大オン時間が設定される。最大オン時間でトランス２に蓄積されるエネルギーは、定格消費電力の負荷が接続されることにより一発振周期で消費されるエネルギーよりやや大きくなるように、最大一次巻線電流の電流値が設定され、これにより、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧は設定電圧に達するまでの発振を繰り返す毎に上昇し、設定電圧を越えると以下に説明する定電圧制御回路が働き、定電圧出力制御下で連続自励発振動作を行う。
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が設定電圧を越えると、誤差増幅器３３の反転入力端子に入力される中間タップ３２の分圧も上昇し、基準電源３４の基準電圧との電位差が反転増幅され、その出力値である差電圧に応じた光量でフォトカプラ発光素子３５が発光する。その結果、フォトカプラ発光素子３５にカップリングするフォトカプラ受光素子３９は、接続点Ｊ２から接続点Ｊ３へ差電圧に応じた電流値の電流を流す。
上記連続自励発振動作において、図２（ａ）に示すように、オフ制御トランジスタ５は、ＦＥＴ３がターンオフしたｔ０時に、ベース電圧が０．６Ｖのバイアス電圧に達しているが、その後のオフ動作期間にも二次側の出力電圧が設定電圧を超えている間は、バイアス電圧以上の電圧を保っている。すなわち、フォトカプラ発光素子３５は、オフ動作期間中にトランス２に蓄積されたエネルギーが出力線２０ａ、２０ｂ間に接続された負荷により消費されて出力電圧が設定電圧未満となるまで点灯している。その結果、フォトカプラ受光素子３９が導通することにより、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧が制御用コンデンサ５３を直接充電し、その充電電圧がベース電圧をバイアス電圧以上に引き上げている。また、このフライバック電圧が途絶えた後も、駆動用コンデンサ５５の充電電圧で制御用コンデンサ５３が充電され、オフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧未満となり、ＦＥＴ３がターンオンする時点ｔ２でも、バイアス電圧をわずかに下回る充電電圧を保っている。従って、ターンオン後、一次巻線電流が上昇し、シャント抵抗５１からスイッチングダイオード５９を介して制御用コンデンサ５３を充電する充電電流が流れると、速やかにオフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達する。
これによってＦＥＴ３は設定された最大オン時間の経過を待たずにターンオフするので、オン動作期間が短縮され、発振によるトランス２に蓄積されるエネルギーが減少し、出力電圧は低下する。一方、出力電圧が設定電圧より低下すると、フォトカプラ発光素子３５は発光しないので、オフ動作期間中に制御用コンデンサ５３を充電する上記充電電流は、フォトカプラ受光素子３９において遮断され、ＦＥＴ３をターンオフさせた際の制御用コンデンサ５３の充電電圧は、放電抵抗５２とシャント抵抗５１を放電電流が流れることによって低下している。その結果、オフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達するまでのオン時間が最大オン時間を上限として延長され、ＦＥＴ３のオンデューティが増加することにより出力電圧が上昇し、このような過程を経て出力電圧の定電圧制御が行われる。
上述のオフ動作期間中にオフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達している間は、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧により、オフ制御トランジスタ５のエミッタからコレクタ、帰還抵抗２３を充電電流の経路として帰還コンデンサ１２が充電される（図１において下の電極が＋で上が一の極性）。
本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０では、この自励発振動作において、オン駆動回路を構成する帰還コンデンサ１２と帰還抵抗２３の時定数が、従来の自励式スイッチング電源回路１００に比べて４．７倍の長さとなっているので、帰還コンデンサ１２は、緩やかに充電され、トランスに蓄積されたエネルギーがｔ１時に二次出力巻線２ｃから放出された後、第１帰還巻線２ｂの帰還コンデンサ１２側の電圧（図３の（５））が自由振動を開始し、極性が反転して最初の極大値に達したｔ２時に、帰還コンデンサ１２の充電電圧（図３の（６））が加わり、ＦＥＴ３のゲート電圧（図３の（２））がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、帰還コンデンサ１２と帰還抵抗２３の時定数が決定される。つまり、上記第１帰還巻線２ｂの電位が最初の極大値に達するｔ２時にＦＥＴ３がターンオン可能となるように設定される。尚、図３において、ＦＥＴ３のゲート電圧が、第１帰還巻線２ｂの一側の電圧と帰還コンデンサ１２の充電電圧とを加えた値にならないのは、帰還抵抗２３の電圧降下によるものである。
一方、定格消費電力の負荷が接続された自励発振動作では、通常、オフ動作期間中に出力電圧が設定電圧未満となり、その過程で差電圧に応じたフォトカプラ受光素子３９に流れる充電電流も徐々に減少するので、制御用コンデンサ５３から放電抵抗５２とシャント抵抗５１を通して放電電流が流れ始める。この放電電流の放電速度は、放電抵抗５２の抵抗値により調整可能であり、上述の通り４．７ｋΩと大抵抗値に設定することにより、オフ制御トランジスタ５のベース電圧を緩やかに低下させて、上記ターンオン可能となるｔ２時にベース電圧がバイアス電圧未満となるようにしている。
従って、定格消費電力の負荷が出力線に接続された自励式スイッチング電源回路１０は、ターンオン可能となるｔ２時に、オフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧未満となり、ＦＥＴ３のゲートが低圧側端子１ｂと絶縁されるので、ＦＥＴ３のゲート電圧（図３の（２））がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えてターンオンし、定電圧制御下で連続自励発振動作を繰り返す。
ここで、第１帰還巻線２ｂと一次巻線２ａとは、その巻線比に比例した振幅で自由振動し、またその振幅は徐々に減衰するので、第１帰還巻線２ｂの＋側が最初の極大値に達したｔ２時に、一次巻線２ａのＦＥＴ３側（ＦＥＴ３のドレイン）の電圧は、最小値となる。すなわち、ＦＥＴ３がターンオンするｔ２時に、ＦＥＴ３のドレイン電圧（図２（ｄ））は、１２０Ｖ前後の最小電圧であり、ターンオンの際には、１２０Ｖ前後から０Ｖとなり一次巻線２ａに励磁電流が流れ始める。従って、一次巻線２ａやＦＥＴ３の巻線間の浮遊容量やドレイン−ソース間に寄生容量にフライバック電圧により蓄積されていた電荷は、自由振動により一次巻線２ａの極性が反転した時点で放出され始め、更にその後、一次巻線の低圧側電圧が最も低下したｔ２時にＦＥＴ３がターンオンして直流電源１の低圧側端子１ｂと短絡するので、緩やかな放電電流となる。その結果、ターンオンした直後の一次巻線電流には、わずかな放電電流が表れるのみであり、ＦＥＴ３等のスイッチ素子での損失も小さく、ノイズとなることもない。
（無負荷の待機中の動作）
次に、自励式スイッチング電源回路１０について、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に負荷が接続されていない待機中の動作を、図４乃至図７を用いて説明する。図４と図５は、それぞれ無負荷待機中に間欠発振動作を行う自励式スイッチング電源回路１０の各部の波形を、図２と図３に対応させて示すもので、図４（ａ）は、オフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、図４（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、図４（ｃ）は、一次巻線２ａに流れる一次巻線電流波形（３）を、図４（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）をそれぞれ示し、図３の（２）、（５）、（６）で示す電圧波形は、それぞれＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）と、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側の電圧波形（５）と、第１帰還巻線２ｂ側の電圧を基準とした帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）を示している。また、図６は、図４に示す各図の横軸である時間軸を２５０分の１に縮小し、より長い時間間隔で表示した波形図である。
無負荷の待機中の自励式スイッチング電源回路１０の動作は、基本となる連続自励発振動作を上述しているので、共通する動作の説明を一部省略し、定格消費電力の負荷が接続された場合と異なる動作を中心に説明する。
出力線２０ａ、２０ｂ間に負荷が接続されていない状態では、発振によってトランス２に蓄積されるエネルギーが負荷により消費されないので、ＦＥＴ３がターンオフし、オフ動作期間に入っても出力電圧は緩やかに低下し、トランス２に蓄積されたエネルギーが消失し、自由振動を開始する時点（図４、図５のｔ１）となっても、設定電圧との差電圧が高いまま推移する。その結果、第２帰還巻線２ｄのフライバック電圧により、制御用コンデンサ５３を充電する充電電流がフォトカプラ受光素子３９を流れ、オフ制御トランジスタ５のベース電圧はバイアス電圧以上の電圧を維持している。
トランス２に蓄積されたエネルギーか消失したｔ１後、各回路素子でのエネルギー消費により出力電圧が設定電圧に近づくと、フォトカプラ受光素子３９の許容電流も差電圧に応じて低下し、設定電圧未満となると完全に遮断されるので、第２帰還巻線２ｄからの充電が途絶えた制御用コンデンサ５３から、放電抵抗５２とシャント抵抗５１を通して放電電流が流れる。
また、トランス２に蓄積されたエネルギーか消失したｔ１後であっても、出力電圧と設定電圧との差電圧が高いまま推移している場合には、第２帰還巻線２ｄのフライバック電圧が極性を反転させながら徐々に減衰し、フライバック電圧で充電された駆動用コンデンサ５５からフォトカプラ受光素子３９を通して制御用コンデンサ５３が充電される。その後、駆動用コンデンサ５５の充電電圧が制御用コンデンサ５３の充電電圧に一致するまで低下すると、制御用コンデンサ５３から、放電抵抗５２とシャント抵抗５１を通して放電電流が流れる。
制御用コンデンサ５３から放電されるいずれの場合にも、放電抵抗５２の抵抗値は、従来の充放電抵抗５０の抵抗値１００Ωに対して４．７ｋΩとしているので、２．４Ωのシャント抵抗５１と並列に接続されたスイッチングダイオード５９の抵抗値を無視すれば、制御用コンデンサ５３とで従来比約４７倍の時定数の遅延回路が構成され、制御用コンデンサ５３の充電電圧は極めて緩やかに低下する。
従って、出力電圧が設定電圧未満となった後も充分に長い時間、オフ制御トランジスタ５のベース電圧は、バイアス電圧以上の電圧を維持し（図４（ａ）参照）、定格消費電力の負荷が接続された状態で連続自励発振するターンオン可能となる時点となっても、オフ制御トランジスタ５のコレクタ、エミッタ間が導通し、ＦＥＴ３はターンオンしない。すなわち、自励式スイッチング電源回路１０は間欠発振動作を行う。
制御用コンデンサ５３からの放電によってオフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧未満となると、ＦＥＴ３のゲートに接続する接続点Ｊ１は、低圧側端子１ｂと絶縁され、ＦＥＴ３がターンオン可能となる。この時点で、オン駆動回路の帰還コンデンサ１２の充電電圧に第１帰還巻線２ｂの帰還コンデンサ１２側の電圧を加えたゲート電圧がＦＥＴ３のスレッショルド電圧ＶＴＨを越える場合には、そのままＦＥＴ３がターンオンする。
また、第１帰還巻線２ｂの電圧は、自由振動しながら減衰する（図５の（５））ので、帰還コンデンサ１２の充電電圧を加えてもＦＥＴ３のスレッショルド電圧ＶＴＨに達しない場合には、スレッショルド電圧ＶＴＨに達するまで、起動用抵抗２１を介して帰還コンデンサ１２が充電され、その後ＦＥＴ３がターンオンする。
図４（ａ）に示すように、ＦＥＴ３がターンオンする時点ｔ２で、オフ動作期間中に制御用コンデンサ５３は、オフ動作期間中に、第２帰還巻線２ｄのフライバック電圧若しくは駆動用コンデンサ５５の充電電圧で充電されているので、オフ制御トランジスタ５のベース電圧はバイアス電圧をわずかに下回るだけであり、ターンオンによって一次巻線電流が上昇すると、最大オン時間の経過を待たずに速やかにターンオフする。
つまり、無負荷である場合には、図４に示すように、自励式スイッチング電源回路１０自体の消費電力に釣り合う極めて短いオン動作期間でターンオフし、同様の間欠発振動作を繰り返す。
尚、無負荷での間欠発振動作について説明したが、消費電力が少ない軽負荷が出力線２０ａ、２０ｂ間に接続されている場合であっても、その消費電力に見合ったオン動作期間とオフ動作期間で同様に間欠発振動作を行う。
本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０は、定格消費電力の負荷が接続されている場合に、図２に示すように約１４μｓｅｃの周期で連続自励発振動作を繰り返すと共に、無負荷の待機中には、図６に示すように、約２．９ｍｓｅｃの周期で間欠発振動作を繰り返し、単位時間あたりのスイッチング回数が減少することにより、待機消費電力を大幅に減少する。
また、図７は、本発明に係る放電抵抗５２を異なる抵抗値とした場合の無負荷待機中の消費電力との関係を、入力電圧（Ｖｉｎ）を変化させて表したものであり、同図に示すように、入力電圧（Ｖｉｎ）に関わらず、本発明によれば、スイッチングダイオード５９を並列に接続することにより、放電抵抗５２を４．７ｋΩの高い抵抗値とすることができ、従来の１００Ωの抵抗値とした充放電抵抗５０に比較して大幅に待機中の消費電力を減少させることができる。
上述の実施の形態では、駆動用コンデンサ５５若しくは制御用コンデンサ５３を第１帰還巻線２ａと別にトランス２に設けた第２帰還巻線２ｂのフライバック電圧で充電したが、第２帰還巻線２ｂを用いずに、トランス２の他の巻線に発生するフライバック電圧で充電するものであってもよい。
また、上述の実施の形態では、出力電圧が設定電圧を超える出力電圧と設定電圧の差電圧に応じて、フライバック電圧が発生する巻線若しくは駆動用コンデンサ５５から制御用コンデンサ５３を充電する充電電流を流す定電圧制御回路を、出力電圧と設定電圧とを比較誤差増幅器３３、フォトカプラ発光素子３５及びフォトカプラ受光素子３９でとから形成したが、必ずしもこれらの回路素子を用いずに他の回路素子で代用してもよい。
また、オフ制御トランジスタ５は、ＮＰＮ型トランジスタに限らず、他のスイッチング素子を用いてもよい。
本発明は、不安定な直流電源を安定した出力電圧で出力するスイッチング電源回路に適している。
１ 直流電源
１ａ 高圧側端子
１ｂ 低圧側端子
２ トランス
２ａ 一次巻線
２ｂ 帰還巻線（第１帰還巻線）
２ｃ 二次出力巻線
２ｄ 帰還巻線（第２帰還巻線）
３ 発振用電界効果トランジスタ
５ オフ制御トランジスタ（ドライバー素子）
１０ 自励式スイッチング電源回路
１２ 帰還コンデンサ（オン駆動回路）
２１ 起動用抵抗
２３ 帰還抵抗（オン駆動回路）
５１ シャント抵抗
５２ 放電抵抗
５３ 制御用コンデンサ
５５ 駆動用コンデンサ
５９ スイッチングダイオード

Claims (3)

  1. 一次巻線と二次出力巻線と少なくとも１以上の帰還巻線を有するトランスと、
    直流電源に、一次巻線と直列に接続され、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨ以上である間、オン動作する発振用電界効果トランジスタと、
    直流電源の高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、
    帰還巻線と発振用電界効果トランジスタのゲート間に、直列に接続された帰還コンデンサ及び帰還抵抗からなるオン駆動回路と、
    発振用電界効果トランジスタのゲートと直流電源の低圧側端子間に接続され、制御端子電圧が動作電圧以上である間、ゲートと低圧側端子間が導通し、発振用電界効果トランジスタをオフ動作させるドライバー素子と、
    発振用電界効果トランジスタと低圧側端子間に接続されるシャント抵抗と、
    発振用電界効果トランジスタとシャント抵抗の接続点とドライバー素子の制御端子間に接続される放電抵抗と、
    ドライバー素子の制御端子と低圧側端子間に接続され、オン動作期間中に一次巻線の励磁電流が流れるシャント抵抗の電圧で充電され、制御端子電圧を動作電圧以上に引き上げ、オフ動作期間中に放電抵抗とシャント抵抗を介して放電され、制御端子電圧を動作電圧未満に低下させる制御用コンデンサと、
    トランスの二次出力巻線に発生するフライバック電圧を整流平滑化した出力電圧と所定の設定電圧とを比較し、出力電圧が設定電圧を超える出力電圧と設定電圧の差電圧に応じて、フライバック電圧が発生するトランスのいずれかの巻線若しくはフライバック電圧で充電される駆動用コンデンサから制御用コンデンサを充電する充電電流を流す定電圧制御回路とを備え、
    発振用電界効果トランジスタがターンオンした後、出力電圧が設定電圧を越えている間は、一次巻線の励磁電流が流れるシャント抵抗の電圧が加わる制御端子に、駆動用コンデンサの充電電圧を加えて、ドライバー素子が発振用電界効果トランジスタをターンオフさせるまでのオン動作期間を短縮制御し、
    発振用電界効果トランジスタがターンオフした後、出力電圧が設定電圧を越えている間は、フライバック電圧が発生するトランスのいずれかの巻線若しくは駆動用コンデンサから制御用コンデンサを充電して制御端子電圧を動作電圧以上に維持し、発振用電界効果トランジスタのターンオンを阻止することによりオフ動作期間を延長制御する自励式スイッチング電源回路であって、
    発振用電界効果トランジスタとシャント抵抗の接続点とドライバー素子の制御端子間に、放電抵抗と並列に前記接続点から制御端子方向を順方向とするスイッチングダイオードを接続したことを特徴とする自励式スイッチング電源回路。
  2. 二次出力巻線に定格消費電力の負荷が接続されている状態で、トランスに蓄積されるエネルギーが二次出力巻線から放出され、自由振動する帰還巻線の電圧が最初の極大値に達した際に、制御用コンデンサの充電電圧が動作電圧未満となるように、放電抵抗の抵抗値を設定することを特徴とする請求項１に記載の自励式スイッチング電源回路。
  3. ドライバー素子は、コレクタを発振用電界効果トランジスタのゲートに、エミッタを低圧側端子に、ベースを制御端子に接続させたＮＰＮ型トランジスタであり、オフ動作期間中、トランスの帰還巻線に発生するフライバック電圧で充電される帰還コンデンサは、スイッチングダイオードとＮＰＮ型トランジスタのベース、コレクタ間に流れる充電電流で充電されることを特徴とする請求項１又は２に記載の自励式スイッチング電源回路。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103733500A (zh) * 2011-09-30 2014-04-16 株式会社日立制作所 半导体驱动电路及使用其的电力转换装置
JP2014100035A (ja) * 2012-11-16 2014-05-29 Cosel Co Ltd フライバック方式のスイッチング電源装置

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102012207155B4 (de) * 2012-04-30 2013-11-21 Conti Temic Microelectronic Gmbh Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Halbleiter-Schaltelements
CN102891606B (zh) * 2012-09-07 2015-11-25 上海新时达电气股份有限公司 开关电源
DE102012112391B4 (de) * 2012-12-17 2018-10-04 Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg Schaltnetzteil mit einer Kaskodenschaltung
WO2015075508A1 (en) * 2013-11-25 2015-05-28 Freescale Semiconductor, Inc. A flyback switching mode power supply with voltage control and a method thereof
CN106452037B (zh) * 2016-11-23 2019-01-29 生迪智慧科技有限公司 电源控制电路和电流保护电路
JP6653285B2 (ja) * 2017-03-21 2020-02-26 矢崎総業株式会社 スイッチング制御装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08196073A (ja) * 1994-10-13 1996-07-30 Philips Electron Nv 電源装置
JP2005027412A (ja) * 2003-07-01 2005-01-27 Smk Corp 自励式スイッチング電源回路の発振制御方法
JP2007037257A (ja) * 2005-07-26 2007-02-08 Funai Electric Co Ltd Ｒｃｃ方式スイッチング電源

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3219145B2 (ja) * 1998-05-13 2001-10-15 船井電機株式会社 スイッチング電源
JP3094731U (ja) * 2002-12-17 2003-07-04 船井電機株式会社 Ｒｃｃ方式スイッチング電源およびｒｃｃ方式スイッチング電源を有するビデオカセットレコーダ
JP3691498B2 (ja) * 2003-06-16 2005-09-07 Ｓｍｋ株式会社 自励式スイッチング電源回路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08196073A (ja) * 1994-10-13 1996-07-30 Philips Electron Nv 電源装置
JP2005027412A (ja) * 2003-07-01 2005-01-27 Smk Corp 自励式スイッチング電源回路の発振制御方法
JP2007037257A (ja) * 2005-07-26 2007-02-08 Funai Electric Co Ltd Ｒｃｃ方式スイッチング電源

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103733500A (zh) * 2011-09-30 2014-04-16 株式会社日立制作所 半导体驱动电路及使用其的电力转换装置
JP2014100035A (ja) * 2012-11-16 2014-05-29 Cosel Co Ltd フライバック方式のスイッチング電源装置

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