JP2003219639A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JP2003219639A JP2003219639A JP2002012010A JP2002012010A JP2003219639A JP 2003219639 A JP2003219639 A JP 2003219639A JP 2002012010 A JP2002012010 A JP 2002012010A JP 2002012010 A JP2002012010 A JP 2002012010A JP 2003219639 A JP2003219639 A JP 2003219639A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching element
- output
- transformer
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】この発明は、軽負荷時におけるスイッチング素
子の電力効率を改善するとともに、安定した動作制御を
実現して実用に適するようにしたスイッチング電源装置
を提供することを目的としている。 【解決手段】スイッチング素子Q1と、このスイッチン
グ素子Q1により1次巻線Npに断続的に供給された直
流電圧に基づいて、2次巻線Nsに誘起されるエネルギ
ーを負荷Zに供給するトランスTrとを備えたスイッチ
ング電源装置において、電圧比較器21の出力により、
負荷Zが軽負荷になるに連れて、スイッチング素子Q1
のオフ期間が長くなるように制御している。
子の電力効率を改善するとともに、安定した動作制御を
実現して実用に適するようにしたスイッチング電源装置
を提供することを目的としている。 【解決手段】スイッチング素子Q1と、このスイッチン
グ素子Q1により1次巻線Npに断続的に供給された直
流電圧に基づいて、2次巻線Nsに誘起されるエネルギ
ーを負荷Zに供給するトランスTrとを備えたスイッチ
ング電源装置において、電圧比較器21の出力により、
負荷Zが軽負荷になるに連れて、スイッチング素子Q1
のオフ期間が長くなるように制御している。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、各種電子機器の
電源として利用されているスイッチング電源装置に係
り、特にその軽負荷時の効率改善を図るようにしたもの
に関する。
電源として利用されているスイッチング電源装置に係
り、特にその軽負荷時の効率改善を図るようにしたもの
に関する。
【0002】
【従来の技術】周知のように、一般的なスイッチング電
源装置は、スイッチング素子を周期的にスイッチング駆
動することにより、トランスの1次巻線に断続的に直流
電流を流し、その結果、2次巻線に誘起された電力を負
荷に供給するように構成されている。
源装置は、スイッチング素子を周期的にスイッチング駆
動することにより、トランスの1次巻線に断続的に直流
電流を流し、その結果、2次巻線に誘起された電力を負
荷に供給するように構成されている。
【0003】ところで、このような構成のスイッチング
電源装置にあっては、その軽負荷時において、スイッチ
ング素子をオンオフ駆動するための発振信号の周波数が
上昇し、スイッチング素子の電力損失が増大するという
問題の発生することが知られている。
電源装置にあっては、その軽負荷時において、スイッチ
ング素子をオンオフ駆動するための発振信号の周波数が
上昇し、スイッチング素子の電力損失が増大するという
問題の発生することが知られている。
【0004】そして、この問題を解消するために、従来
では、例えば特許第3028044号公報等に開示され
ているように、スイッチング素子のオン期間を制御する
誤差増幅器の帰還信号に基づいて、スイッチング素子の
最小オフ期間を決定する手段が考えられている。
では、例えば特許第3028044号公報等に開示され
ているように、スイッチング素子のオン期間を制御する
誤差増幅器の帰還信号に基づいて、スイッチング素子の
最小オフ期間を決定する手段が考えられている。
【0005】しかしながら、この従来の手段では、トラ
ンスの2次巻線の出力電圧を安定にする誤差増幅器の帰
還信号により、スイッチング素子のオン期間を制御する
以外に、そのオフ期間をも制御させているため、誤差増
幅器の増幅度が高くなると制御が不安定になるという副
作用が生じる。
ンスの2次巻線の出力電圧を安定にする誤差増幅器の帰
還信号により、スイッチング素子のオン期間を制御する
以外に、そのオフ期間をも制御させているため、誤差増
幅器の増幅度が高くなると制御が不安定になるという副
作用が生じる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】そこで、この発明は上
記事情を考慮してなされたもので、軽負荷時におけるス
イッチング素子の電力効率を改善するとともに、安定し
た動作制御を実現して実用に適するようにした極めて良
好なスイッチング電源装置を提供することを目的とす
る。
記事情を考慮してなされたもので、軽負荷時におけるス
イッチング素子の電力効率を改善するとともに、安定し
た動作制御を実現して実用に適するようにした極めて良
好なスイッチング電源装置を提供することを目的とす
る。
【0007】
【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ング電源装置は、スイッチング素子と、このスイッチン
グ素子により1次巻線に断続的に供給された直流電圧に
基づいて、2次巻線に誘起されるエネルギーを負荷に供
給するトランスとを備えたものを対象としている。そし
て、トランスの3次巻線に発生する制御電圧と、スイッ
チング素子がオフされたタイミングで生成される鋸波電
圧とに基づいて、負荷が軽負荷になるに連れて、スイッ
チング素子のオフ期間が長くなるように制御する制御手
段を備えるようにしたものである。
ング電源装置は、スイッチング素子と、このスイッチン
グ素子により1次巻線に断続的に供給された直流電圧に
基づいて、2次巻線に誘起されるエネルギーを負荷に供
給するトランスとを備えたものを対象としている。そし
て、トランスの3次巻線に発生する制御電圧と、スイッ
チング素子がオフされたタイミングで生成される鋸波電
圧とに基づいて、負荷が軽負荷になるに連れて、スイッ
チング素子のオフ期間が長くなるように制御する制御手
段を備えるようにしたものである。
【0008】上記のような構成によれば、トランスの3
次巻線に発生する制御電圧と、スイッチング素子がオフ
されたタイミングで生成される鋸波電圧とに基づいて、
軽負荷になるほどスイッチング素子のオフ期間が長くな
るように制御したので、軽負荷時の発振周波数が低く抑
えられ、スイッチング素子の損失が小さくなり効率が改
善され、増幅度の高い帰還信号でオフ期間を決定してい
ないため、安定した動作制御が実現される。
次巻線に発生する制御電圧と、スイッチング素子がオフ
されたタイミングで生成される鋸波電圧とに基づいて、
軽負荷になるほどスイッチング素子のオフ期間が長くな
るように制御したので、軽負荷時の発振周波数が低く抑
えられ、スイッチング素子の損失が小さくなり効率が改
善され、増幅度の高い帰還信号でオフ期間を決定してい
ないため、安定した動作制御が実現される。
【0009】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照して詳細に説明する。図1は、この実
施の形態で説明するスイッチング電源回路の構成を示
し、図2は、このスイッチング電源回路の各部の動作波
形を示している。
いて、図面を参照して詳細に説明する。図1は、この実
施の形態で説明するスイッチング電源回路の構成を示
し、図2は、このスイッチング電源回路の各部の動作波
形を示している。
【0010】すなわち、このスイッチング電源回路は、
スイッチング素子Q1と、トランスTrと、制御回路1
1とから構成されている。このうち、トランスTrは、
スイッチング素子Q1のオンオフにより直流電圧が印加
される1次巻線Npと、誘起されたエネルギーを負荷Z
に供給する2次巻線Nsと、スイッチング素子Q1を制
御するための信号を取り出す3次巻線Ndとから構成さ
れている。
スイッチング素子Q1と、トランスTrと、制御回路1
1とから構成されている。このうち、トランスTrは、
スイッチング素子Q1のオンオフにより直流電圧が印加
される1次巻線Npと、誘起されたエネルギーを負荷Z
に供給する2次巻線Nsと、スイッチング素子Q1を制
御するための信号を取り出す3次巻線Ndとから構成さ
れている。
【0011】また、上記制御回路11は、トランスTr
の2次巻線Ns側の出力電圧を一定にするように、スイ
ッチング素子Q1をスイッチング制御している。すなわ
ち、この制御回路11は、トランスTrの3次巻線Nd
からスイッチング素子Q1のオフ期間に発生する電圧を
パルス検出器12で検出し、共振電圧の最下点検出器2
5を介して、オア回路27の一方の入力端に出力してい
る。
の2次巻線Ns側の出力電圧を一定にするように、スイ
ッチング素子Q1をスイッチング制御している。すなわ
ち、この制御回路11は、トランスTrの3次巻線Nd
からスイッチング素子Q1のオフ期間に発生する電圧を
パルス検出器12で検出し、共振電圧の最下点検出器2
5を介して、オア回路27の一方の入力端に出力してい
る。
【0012】このオア回路27の出力は、アンド回路2
4の一方の入力端に供給される。このアンド回路24の
出力は、2安定回路であるFF(Flip Flop)14のセ
ット入力端Sに供給され、スイッチング素子Q1のオン
するタイミングT1の決定に供される。
4の一方の入力端に供給される。このアンド回路24の
出力は、2安定回路であるFF(Flip Flop)14のセ
ット入力端Sに供給され、スイッチング素子Q1のオン
するタイミングT1の決定に供される。
【0013】また、上記制御回路11は、誤差増幅器1
5を備えている。この誤差増幅器15は、スイッチング
素子Q1のオフ期間にトランスTrの2次巻線Nsに誘
起される電圧を、ダイオードD2及びコンデンサC2で
整流した直流電圧を一定にするように、誤差増幅器15
内部の基準電圧との誤差分を増幅している。この誤差増
幅器15の出力は直流電圧であり、2次巻線Ns側の負
荷が重くなると直流電圧は上昇し、負荷が軽くなると下
降する。
5を備えている。この誤差増幅器15は、スイッチング
素子Q1のオフ期間にトランスTrの2次巻線Nsに誘
起される電圧を、ダイオードD2及びコンデンサC2で
整流した直流電圧を一定にするように、誤差増幅器15
内部の基準電圧との誤差分を増幅している。この誤差増
幅器15の出力は直流電圧であり、2次巻線Ns側の負
荷が重くなると直流電圧は上昇し、負荷が軽くなると下
降する。
【0014】上記FF14のリセット入力端Rには、電
圧比較器16の出力が供給されている。この電圧比較器
16は、誤差増幅器15の出力レベルと、スイッチング
素子Q1のドレイン電流を検出する電流検出器17の出
力レベルとの比較結果に応じた出力をFF14のリセッ
ト入力端Rに供給して、スイッチング素子Q1のオフす
るタイミングT2を決定している。
圧比較器16の出力が供給されている。この電圧比較器
16は、誤差増幅器15の出力レベルと、スイッチング
素子Q1のドレイン電流を検出する電流検出器17の出
力レベルとの比較結果に応じた出力をFF14のリセッ
ト入力端Rに供給して、スイッチング素子Q1のオフす
るタイミングT2を決定している。
【0015】FF14の出力Qは、駆動回路18を介し
てスイッチング素子Q1のオンオフ制御に供される。F
F14の出力QがH(High)レベルの場合はスイッチン
グ素子Q1がオン状態に制御され、FF14の出力Qが
L(Low)レベルの場合はスイッチング素子Q1がオフ
状態に制御される。
てスイッチング素子Q1のオンオフ制御に供される。F
F14の出力QがH(High)レベルの場合はスイッチン
グ素子Q1がオン状態に制御され、FF14の出力Qが
L(Low)レベルの場合はスイッチング素子Q1がオフ
状態に制御される。
【0016】また、上記制御回路11では、トランスT
rの3次巻線Ndから得られる電圧を、ダイオードD3
及びコンデンサC3で整流して電源電圧供給器20に取
り込み、この電源電圧供給器20により駆動用の電源電
圧Vccを得ている。
rの3次巻線Ndから得られる電圧を、ダイオードD3
及びコンデンサC3で整流して電源電圧供給器20に取
り込み、この電源電圧供給器20により駆動用の電源電
圧Vccを得ている。
【0017】一方、電圧比較器21は、トランスTrの
3次巻線Ndの電圧に基づいて制御電圧発生器22で発
生される制御電圧と、FF14の出力Qに基づいて鋸波
電圧発生器23から生成される鋸波電圧とをレベル比較
し、その比較出力をアンド回路24の他方の入力端に供
給している。
3次巻線Ndの電圧に基づいて制御電圧発生器22で発
生される制御電圧と、FF14の出力Qに基づいて鋸波
電圧発生器23から生成される鋸波電圧とをレベル比較
し、その比較出力をアンド回路24の他方の入力端に供
給している。
【0018】このスイッチング電源回路によれば、ま
ず、トランスTrの2次巻線NsからダイオードD2を
介して流れる電流が終了すると、各巻線Np,Ns,N
dにはそれぞれ逆起電力が発生する。
ず、トランスTrの2次巻線NsからダイオードD2を
介して流れる電流が終了すると、各巻線Np,Ns,N
dにはそれぞれ逆起電力が発生する。
【0019】この場合、トランスTrの3次巻線Ndに
発生する逆起電力は、パルス検出器12で検出され、共
振電圧の最下点検出器25が後述する共振電圧の最下点
を検出する毎にHレベルを出力する。このHレベルが、
オア回路27及びアンド回路24を介して、FF14の
セット入力端Sに供給され、その出力端QをHレベルに
するので、スイッチング素子Q1がオン状態となる。
発生する逆起電力は、パルス検出器12で検出され、共
振電圧の最下点検出器25が後述する共振電圧の最下点
を検出する毎にHレベルを出力する。このHレベルが、
オア回路27及びアンド回路24を介して、FF14の
セット入力端Sに供給され、その出力端QをHレベルに
するので、スイッチング素子Q1がオン状態となる。
【0020】そして、スイッチング素子Q1がオンする
と、そのドレイン電流は直線的に上昇する。このスイッ
チング素子Q1のドレイン電流は、電流検出器17で電
圧として検出され、電圧比較器16の非反転入力端
(+)側に入力される。この電圧比較器16の反転入力
端(−)は、負荷Zの変動によって変化する誤差増幅器
15の出力が供給されている。
と、そのドレイン電流は直線的に上昇する。このスイッ
チング素子Q1のドレイン電流は、電流検出器17で電
圧として検出され、電圧比較器16の非反転入力端
(+)側に入力される。この電圧比較器16の反転入力
端(−)は、負荷Zの変動によって変化する誤差増幅器
15の出力が供給されている。
【0021】このため、トランスTrの2次巻線Nsか
らダイオードD2及びコンデンサC2で整流される負荷
電圧を一定にするように、FF14のリセット入力端R
にHレベルが入力され、スイッチング素子Q1がオフ状
態となる。
らダイオードD2及びコンデンサC2で整流される負荷
電圧を一定にするように、FF14のリセット入力端R
にHレベルが入力され、スイッチング素子Q1がオフ状
態となる。
【0022】そして、負荷電力が減少すると、ダイオー
ドD2の電流はすぐに終了し、スイッチング素子Q1が
オンする。このとき、同時に、誤差増幅器15は、その
出力電圧レベルを低下させ、これにより、電圧比較器1
6の反転入力端(−)の電圧レベルも低下する。そし
て、電圧比較器16がFF14のリセット入力端RをH
レベルにすると、スイッチング素子Q1がオフされる。
ドD2の電流はすぐに終了し、スイッチング素子Q1が
オンする。このとき、同時に、誤差増幅器15は、その
出力電圧レベルを低下させ、これにより、電圧比較器1
6の反転入力端(−)の電圧レベルも低下する。そし
て、電圧比較器16がFF14のリセット入力端RをH
レベルにすると、スイッチング素子Q1がオフされる。
【0023】すなわち、この電圧比較器16は、負荷Z
への供給電圧を安定させるための誤差増幅器15からの
帰還信号と、スイッチング素子Q1のドレイン電流を検
出する電流検出器17の出力電圧とを比較し、その出力
をFF14のリセット入力端Rに供給することにより、
スイッチング素子Q1のオン期間を制御している。
への供給電圧を安定させるための誤差増幅器15からの
帰還信号と、スイッチング素子Q1のドレイン電流を検
出する電流検出器17の出力電圧とを比較し、その出力
をFF14のリセット入力端Rに供給することにより、
スイッチング素子Q1のオン期間を制御している。
【0024】一方、電圧比較器21は、トランスTrの
3次巻線Nsの電圧に基づいて制御電圧発生器22で発
生される制御電圧と、FF14の出力に基づいて鋸波電
圧発生器23から生成される鋸波電圧とをレベル比較
し、その比較出力をアンド回路24を介してFF14の
セット入力端Sに供給することにより、スイッチング素
子Q1のオフ期間を制御している。
3次巻線Nsの電圧に基づいて制御電圧発生器22で発
生される制御電圧と、FF14の出力に基づいて鋸波電
圧発生器23から生成される鋸波電圧とをレベル比較
し、その比較出力をアンド回路24を介してFF14の
セット入力端Sに供給することにより、スイッチング素
子Q1のオフ期間を制御している。
【0025】図2において、時刻T1で、トランスTr
の2次巻線Nsに接続されているダイオードD2に流れ
る電流が終了すると、スイッチング素子Q1のドレイン
電圧は、トランスTrの1次巻線Npのインダクタンス
LpとスナバコンデンサCsとの共振電圧が、入力電圧
Vinに加算された電圧波形となる。
の2次巻線Nsに接続されているダイオードD2に流れ
る電流が終了すると、スイッチング素子Q1のドレイン
電圧は、トランスTrの1次巻線Npのインダクタンス
LpとスナバコンデンサCsとの共振電圧が、入力電圧
Vinに加算された電圧波形となる。
【0026】この時刻T1からT2の期間を電圧比較器
21で制御している。すなわち、電圧比較器21は、こ
の時刻T1からT2の期間を軽負荷時には長く、重負荷
時には短くなるように、出力電圧をFF14のセット入
力端Sに供給している。
21で制御している。すなわち、電圧比較器21は、こ
の時刻T1からT2の期間を軽負荷時には長く、重負荷
時には短くなるように、出力電圧をFF14のセット入
力端Sに供給している。
【0027】また、時刻T2にスイッチング素子Q1が
オンし、トランスTrの1次巻線Npに電流を流すの
で、1次巻線Npにはエネルギーが蓄えられる。そし
て、時刻T3には、電圧比較器16により、その入力電
圧である電流検出器17の出力電圧と、誤差増幅器15
の出力電圧とがレベル比較され、電圧比較器16の出力
をHレベルにするため、FF14のリセット入力端Rが
Hレベルとなり、FF14の出力端QがLレベルとなっ
て、スイッチング素子Q1がオフする。
オンし、トランスTrの1次巻線Npに電流を流すの
で、1次巻線Npにはエネルギーが蓄えられる。そし
て、時刻T3には、電圧比較器16により、その入力電
圧である電流検出器17の出力電圧と、誤差増幅器15
の出力電圧とがレベル比較され、電圧比較器16の出力
をHレベルにするため、FF14のリセット入力端Rが
Hレベルとなり、FF14の出力端QがLレベルとなっ
て、スイッチング素子Q1がオフする。
【0028】時刻T3でスイッチング素子Q1がオフす
ると、トランスTrの2次巻線Nsには、ダイオードD
2を導通する方向のフライバック電圧が発生する。これ
により、スイッチング素子Q1のオン期間(時刻T2〜
T3)にトランスTrの1次巻線Npに蓄えられていた
エネルギーは、トランスTrの2次巻線Nsからダイオ
ードD2を通り、負荷Zに電流の形で時刻T4までに放
出される。
ると、トランスTrの2次巻線Nsには、ダイオードD
2を導通する方向のフライバック電圧が発生する。これ
により、スイッチング素子Q1のオン期間(時刻T2〜
T3)にトランスTrの1次巻線Npに蓄えられていた
エネルギーは、トランスTrの2次巻線Nsからダイオ
ードD2を通り、負荷Zに電流の形で時刻T4までに放
出される。
【0029】この実施の形態のスイッチング電源装置の
発振周波数は、図3に示すように、従来、一般に使用さ
れていたスイッチング電源回路と比較すると低く抑えら
れ、特に軽負荷時には発振周波数の差が大きくなる。ま
た、図4に示すように、電源の効率も、スイッチング素
子Q1の損失が小さいため、従来回路と比較すると改善
されている。
発振周波数は、図3に示すように、従来、一般に使用さ
れていたスイッチング電源回路と比較すると低く抑えら
れ、特に軽負荷時には発振周波数の差が大きくなる。ま
た、図4に示すように、電源の効率も、スイッチング素
子Q1の損失が小さいため、従来回路と比較すると改善
されている。
【0030】さらに、図1において、パルス検出器12
の出力を共振電圧の最下点検出器25に導くようにした
ので、時刻T2では、常に共振電圧の最下点でスイッチ
ング素子Q1がオンするため、スイッチング素子Q1の
損失はさらに少なくなり効率が改善される。
の出力を共振電圧の最下点検出器25に導くようにした
ので、時刻T2では、常に共振電圧の最下点でスイッチ
ング素子Q1がオンするため、スイッチング素子Q1の
損失はさらに少なくなり効率が改善される。
【0031】なお、この共振電圧の最下点検出器25の
出力は、トランスTrの3次巻線Ndから得られる電圧
を、ダイオードD3及びコンデンサC3で整流した電圧
が供給される起動パルス作成器26の出力と、オア回路
27により論理和演算され、このオア回路27の出力と
上記電圧比較器21の出力とが、アンド回路24により
論理積演算されてFF14のセット入力端Sに供給され
ている。
出力は、トランスTrの3次巻線Ndから得られる電圧
を、ダイオードD3及びコンデンサC3で整流した電圧
が供給される起動パルス作成器26の出力と、オア回路
27により論理和演算され、このオア回路27の出力と
上記電圧比較器21の出力とが、アンド回路24により
論理積演算されてFF14のセット入力端Sに供給され
ている。
【0032】また、上記鋸波電圧発生器23は、鋸波電
圧の尖頭値制限器28の出力に基づいて、発生する鋸波
電圧を制御している。
圧の尖頭値制限器28の出力に基づいて、発生する鋸波
電圧を制御している。
【0033】図5は、上記パルス検出器12、共振電圧
の最下点検出器25、起動パルス作成器26、電流検出
器17、誤差増幅器15(符号15aと符号15bとに
分けて示している)、鋸波電圧発生器23及び鋸波電圧
の尖頭値制限器28を、それぞれ詳細に示したものであ
る。
の最下点検出器25、起動パルス作成器26、電流検出
器17、誤差増幅器15(符号15aと符号15bとに
分けて示している)、鋸波電圧発生器23及び鋸波電圧
の尖頭値制限器28を、それぞれ詳細に示したものであ
る。
【0034】図6は、図5に示す構成のスイッチング電
源装置において、トランスTrの1次巻線Npに直流電
圧を印加するための図示しない電源スイッチがオンされ
てからの起動時における各部の動作波形を示している。
源装置において、トランスTrの1次巻線Npに直流電
圧を印加するための図示しない電源スイッチがオンされ
てからの起動時における各部の動作波形を示している。
【0035】まず、時刻T1で、上記電源スイッチがオ
ンされると、抵抗Rsを介してコンデンサC3に充電が
開始される。そして、時刻T2には、起動パルス作成器
26の抵抗R11、コンデンサC11及び反転器26a
でFF26bのリセット入力端RにHレベルが入力され
る。
ンされると、抵抗Rsを介してコンデンサC3に充電が
開始される。そして、時刻T2には、起動パルス作成器
26の抵抗R11、コンデンサC11及び反転器26a
でFF26bのリセット入力端RにHレベルが入力され
る。
【0036】このため、FF26bの反転出力Q ̄がH
レベルとなり、オア回路27の出力がHレベルとなり、
このとき電圧比較器21の出力がHレベルであることか
ら、アンド回路24の出力がHレベルとなり、FF14
のセット入力端SがHレベルとなり、FF14の出力Q
がHレベルとなって、スイッチング素子Q1がオンす
る。スイッチング素子Q1がオンすると、トランスTr
の1次巻線Npに電流が流れエネルギーが充電される。
レベルとなり、オア回路27の出力がHレベルとなり、
このとき電圧比較器21の出力がHレベルであることか
ら、アンド回路24の出力がHレベルとなり、FF14
のセット入力端SがHレベルとなり、FF14の出力Q
がHレベルとなって、スイッチング素子Q1がオンす
る。スイッチング素子Q1がオンすると、トランスTr
の1次巻線Npに電流が流れエネルギーが充電される。
【0037】その後、時刻T3には、電流検出器17の
抵抗R12の端子間電圧レベルが、誤差増幅器15の出
力電圧レベル以上になるため、電圧比較器16の出力が
Hレベルとなり、FF14のリセット入力端RがHレベ
ルとなり、FF14の出力QがLレベルとなって、スイ
ッチング素子Q1がオフする。
抵抗R12の端子間電圧レベルが、誤差増幅器15の出
力電圧レベル以上になるため、電圧比較器16の出力が
Hレベルとなり、FF14のリセット入力端RがHレベ
ルとなり、FF14の出力QがLレベルとなって、スイ
ッチング素子Q1がオフする。
【0038】スイッチング素子Q1がオフすると、トラ
ンスTrの2次巻線Nsにフライバック電圧が発生し、
ダイオードD2が導通する。スイッチング素子Q1がオ
ンしていた期間に、トランスTrの1次巻線Npに充電
されていたエネルギーは、この時刻T3より、トランス
Trの2次巻線NsからダイオードD2を通って負荷Z
に供給される。
ンスTrの2次巻線Nsにフライバック電圧が発生し、
ダイオードD2が導通する。スイッチング素子Q1がオ
ンしていた期間に、トランスTrの1次巻線Npに充電
されていたエネルギーは、この時刻T3より、トランス
Trの2次巻線NsからダイオードD2を通って負荷Z
に供給される。
【0039】そして、時刻T4には、パルス検出器12
の出力に基づいて共振電圧の最下点検出器25の出力が
Hレベルとなり、オア回路27の出力がHレベルとな
り、このとき電圧比較器21の出力がHレベルであるこ
とから、アンド回路24の出力がHレベルとなり、FF
14のセット入力端SがHレベルとなり、FF14の出
力QがHレベルとなって、スイッチング素子Q1がオン
する。その後、時刻T5には、電圧比較器16の出力が
Hレベルになるため、スイッチング素子Q1がオフす
る。
の出力に基づいて共振電圧の最下点検出器25の出力が
Hレベルとなり、オア回路27の出力がHレベルとな
り、このとき電圧比較器21の出力がHレベルであるこ
とから、アンド回路24の出力がHレベルとなり、FF
14のセット入力端SがHレベルとなり、FF14の出
力QがHレベルとなって、スイッチング素子Q1がオン
する。その後、時刻T5には、電圧比較器16の出力が
Hレベルになるため、スイッチング素子Q1がオフす
る。
【0040】このように、起動パルス作成器26を設け
ることにより、確実な起動を行なうことが可能となる。
ることにより、確実な起動を行なうことが可能となる。
【0041】図7は、スイッチング電源装置の起動後に
おける定常状態での各部の動作波形を示している。ま
ず、時刻T1には、電圧比較器16の出力がHレベルと
なり、FF14のリセット入力端RがHレベルとなり、
FF14の出力QがLレベルとなって、スイッチング素
子Q1がオフする。
おける定常状態での各部の動作波形を示している。ま
ず、時刻T1には、電圧比較器16の出力がHレベルと
なり、FF14のリセット入力端RがHレベルとなり、
FF14の出力QがLレベルとなって、スイッチング素
子Q1がオフする。
【0042】また、この時刻T1に、鋸波電圧発生器2
3にトリガパルスが入力され、鋸波電圧発生器23は、
鋸波電圧を発生する。このとき、鋸波電圧の最大値は、
鋸波電圧の尖頭値制限器28により決定され、常に一定
の尖頭値となるように制限されている。
3にトリガパルスが入力され、鋸波電圧発生器23は、
鋸波電圧を発生する。このとき、鋸波電圧の最大値は、
鋸波電圧の尖頭値制限器28により決定され、常に一定
の尖頭値となるように制限されている。
【0043】この鋸波電圧発生器23で発生された鋸波
電圧は、電圧比較器21の反転入力端(−)に供給さ
れ、その非反転入力端(+)に入力された制御電圧発生
器22の出力電圧とレベル比較される。
電圧は、電圧比較器21の反転入力端(−)に供給さ
れ、その非反転入力端(+)に入力された制御電圧発生
器22の出力電圧とレベル比較される。
【0044】そして、時刻T2には、トランスTrの2
次巻線Nsから負荷Zにエネルギーが放出され、スイッ
チング素子Q1のドレインには、スナバコンデンサCs
と1次巻線NpのインダクタンスLpとの共振電圧が発
生する。この共振電圧の最下点毎に、つまり、時刻T3
で、共振電圧の最下点検出器25は、パルス電圧を出力
する。
次巻線Nsから負荷Zにエネルギーが放出され、スイッ
チング素子Q1のドレインには、スナバコンデンサCs
と1次巻線NpのインダクタンスLpとの共振電圧が発
生する。この共振電圧の最下点毎に、つまり、時刻T3
で、共振電圧の最下点検出器25は、パルス電圧を出力
する。
【0045】このパルス電圧のいずれによってスイッチ
ング素子Q1をオンさせるかを、電圧比較器21の出力
電圧で決定する。つまり、共振電圧の最下点検出器25
からのパルス電圧を、アンド回路24により、電圧比較
器21の出力電圧でゲートすることにより、FF14の
セット入力端SにHレベルを供給する、つまり、スイッ
チング素子Q1をオンさせるタイミングを決定してい
る。
ング素子Q1をオンさせるかを、電圧比較器21の出力
電圧で決定する。つまり、共振電圧の最下点検出器25
からのパルス電圧を、アンド回路24により、電圧比較
器21の出力電圧でゲートすることにより、FF14の
セット入力端SにHレベルを供給する、つまり、スイッ
チング素子Q1をオンさせるタイミングを決定してい
る。
【0046】そして、時刻T4には、電圧比較器21の
出力がHレベルとなり、アンド回路24より共振電圧の
最下点検出器25からのHレベルのパルス電圧が出力さ
れ、FF14のセット入力端SがHレベルとなり、FF
14の出力QがHレベルとなって、スイッチング素子Q
1がオンする。
出力がHレベルとなり、アンド回路24より共振電圧の
最下点検出器25からのHレベルのパルス電圧が出力さ
れ、FF14のセット入力端SがHレベルとなり、FF
14の出力QがHレベルとなって、スイッチング素子Q
1がオンする。
【0047】スイッチング素子Q1がオンすると、トラ
ンスTrの1次巻線Npに電流が流れてエネルギーが充
電されるので、時刻T5で電圧比較器16の出力がHレ
ベルとなり、FF14のリセット入力端RがHレベルと
なり、FF14の出力QがHレベルとなって、スイッチ
ング素子Q1がオフする。
ンスTrの1次巻線Npに電流が流れてエネルギーが充
電されるので、時刻T5で電圧比較器16の出力がHレ
ベルとなり、FF14のリセット入力端RがHレベルと
なり、FF14の出力QがHレベルとなって、スイッチ
ング素子Q1がオフする。
【0048】以上のようにスイッチング素子Q1がオン
オフを繰り返し、トランスTrの1次巻線Npから2次
巻線Nsにエネルギーが伝達される。
オフを繰り返し、トランスTrの1次巻線Npから2次
巻線Nsにエネルギーが伝達される。
【0049】また、電圧比較器21の非反転入力(+)
である、トランスTrの3次巻線Ndの出力に基づいて
生成される制御電圧発生器22の出力は、重負荷のとき
に高い電圧レベルとなり、軽負荷のときは低い電圧レベ
ルとなるため、電圧比較器21の反転入力(−)に供給
されるパルス電圧を負荷Zの変動により選択し、スイッ
チング素子Q1をオンする。つまり、時刻T2〜T4の
期間を電圧比較器21が重負荷のときは短く、軽負荷の
ときは長くなるように制御している。このように、電圧
比較器21は、スイッチング素子Q1のオフ期間T1〜
T4を負荷Zの変動で決定することができる。
である、トランスTrの3次巻線Ndの出力に基づいて
生成される制御電圧発生器22の出力は、重負荷のとき
に高い電圧レベルとなり、軽負荷のときは低い電圧レベ
ルとなるため、電圧比較器21の反転入力(−)に供給
されるパルス電圧を負荷Zの変動により選択し、スイッ
チング素子Q1をオンする。つまり、時刻T2〜T4の
期間を電圧比較器21が重負荷のときは短く、軽負荷の
ときは長くなるように制御している。このように、電圧
比較器21は、スイッチング素子Q1のオフ期間T1〜
T4を負荷Zの変動で決定することができる。
【0050】なお、この発明は上記した実施の形態に限
定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない範
囲で種々変形して実施することができる。
定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない範
囲で種々変形して実施することができる。
【0051】
【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
軽負荷時におけるスイッチング素子の電力効率を改善す
るとともに、安定した動作制御を実現して実用に適する
ようにした極めて良好なスイッチング電源装置を提供す
ることができる。
軽負荷時におけるスイッチング素子の電力効率を改善す
るとともに、安定した動作制御を実現して実用に適する
ようにした極めて良好なスイッチング電源装置を提供す
ることができる。
【図1】この発明の実施の形態を示すもので、スイッチ
ング電源装置を説明するために示すブロック構成図。
ング電源装置を説明するために示すブロック構成図。
【図2】同実施の形態におけるスイッチング電源装置の
各部の動作波形を説明するために示す図。
各部の動作波形を説明するために示す図。
【図3】同実施の形態におけるスイッチング電源装置の
発振周波数が低く抑えられていることを説明するために
示す図。
発振周波数が低く抑えられていることを説明するために
示す図。
【図4】同実施の形態におけるスイッチング電源装置の
電源の効率が改善されていることを説明するために示す
図。
電源の効率が改善されていることを説明するために示す
図。
【図5】同実施の形態におけるスイッチング電源装置の
主要な回路ブロックの詳細を説明するために示すブロッ
ク回路構成図。
主要な回路ブロックの詳細を説明するために示すブロッ
ク回路構成図。
【図6】同実施の形態における図5に例示したスイッチ
ング電源装置の起動時の各部の動作波形を説明するため
に示す図。
ング電源装置の起動時の各部の動作波形を説明するため
に示す図。
【図7】同実施の形態における図5に例示したスイッチ
ング電源装置の定常時の各部の動作波形を説明するため
に示す図。
ング電源装置の定常時の各部の動作波形を説明するため
に示す図。
11…制御回路、
12…パルス検出器、
13…反転器、
14…FF、
15…誤差増幅器、
16…電圧比較器、
17…電流検出器、
18…駆動回路、
20…電源電圧供給器、
21…電圧比較器、
22…制御電圧発生器、
23…鋸波電圧発生器、
24…アンド回路、
25…共振電圧の最下点検出器、
26…起動パルス作成器、
27…オア回路、
28…鋸波電圧の尖頭値制限器。
Claims (5)
- 【請求項1】 スイッチング素子と、このスイッチング
素子により1次巻線に断続的に供給された直流電圧に基
づいて、2次巻線に誘起されるエネルギーを負荷に供給
するトランスとを備えたスイッチング電源装置におい
て、 前記トランスの3次巻線に発生する制御電圧と、前記ス
イッチング素子がオフされたタイミングで生成される鋸
波電圧とに基づいて、前記負荷が軽負荷になるに連れ
て、前記スイッチング素子のオフ期間が長くなるように
制御する制御手段を具備してなることを特徴とするスイ
ッチング電源装置。 - 【請求項2】 前記制御手段は、 前記スイッチング素子をオン状態となす出力を発生する
第1の状態と、前記スイッチング素子をオフ状態となす
出力を発生する第2の状態とに選択的に制御される2安
定回路と、 この2安定回路が第2の状態に制御されたタイミングで
鋸波電圧を発生する鋸波電圧発生器と、 この鋸波電圧発生器で発生された鋸波電圧と、前記トラ
ンスの3次巻線に発生する電圧に基づいて生成される制
御電圧とをレベル比較して、前記2安定回路を第1の状
態に反転させる信号を生成する電圧比較器とを具備して
なることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源
装置。 - 【請求項3】 前記スイッチング素子のオフ期間に、前
記トランスの3次巻線に発生する共振電圧の最下点を検
出する最下点検出器と、 この最下点検出器の出力を前記電圧比較器の出力でゲー
トして、前記2安定回路の、それを第1の状態に制御す
るための入力端に導くゲート手段とを具備してなること
を特徴とする請求項2記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項4】 前記鋸波電圧発生回路に対して、そこで
発生される鋸波電圧の尖頭値を制限するように動作する
尖頭値制限器を具備してなることを特徴とする請求項2
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項5】 前記トランスの3次巻線に発生する電圧
に基づいて起動パルスを生成する起動パルス生成器と、 この起動パルス生成器で生成された起動パルスと、最下
点検出器の出力との論理和演算結果を前記ゲート手段に
導くオア回路とを具備してなることを特徴とする請求項
3記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002012010A JP3488711B2 (ja) | 2002-01-21 | 2002-01-21 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002012010A JP3488711B2 (ja) | 2002-01-21 | 2002-01-21 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003219639A true JP2003219639A (ja) | 2003-07-31 |
JP3488711B2 JP3488711B2 (ja) | 2004-01-19 |
Family
ID=27649346
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002012010A Expired - Fee Related JP3488711B2 (ja) | 2002-01-21 | 2002-01-21 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3488711B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005295787A (ja) * | 2004-03-08 | 2005-10-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
JP2015050060A (ja) * | 2013-09-02 | 2015-03-16 | クロイ電機株式会社 | 調光装置 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000341945A (ja) * | 1999-05-27 | 2000-12-08 | Nichicon Corp | リンギングチョークコンバータ回路 |
JP2001231257A (ja) * | 1999-12-09 | 2001-08-24 | Sanken Electric Co Ltd | Dc−dcコンバータ |
JP2001245471A (ja) * | 2000-02-29 | 2001-09-07 | Sanyo Electric Co Ltd | 共振型スイッチング電源回路 |
-
2002
- 2002-01-21 JP JP2002012010A patent/JP3488711B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000341945A (ja) * | 1999-05-27 | 2000-12-08 | Nichicon Corp | リンギングチョークコンバータ回路 |
JP2001231257A (ja) * | 1999-12-09 | 2001-08-24 | Sanken Electric Co Ltd | Dc−dcコンバータ |
JP2001245471A (ja) * | 2000-02-29 | 2001-09-07 | Sanyo Electric Co Ltd | 共振型スイッチング電源回路 |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005295787A (ja) * | 2004-03-08 | 2005-10-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
JP4545011B2 (ja) * | 2004-03-08 | 2010-09-15 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源装置 |
JP2015050060A (ja) * | 2013-09-02 | 2015-03-16 | クロイ電機株式会社 | 調光装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3488711B2 (ja) | 2004-01-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7027313B2 (en) | Constant voltage output control method and constant voltage output control device for switching power supply circuit | |
US7492615B2 (en) | Switching power supply | |
JP3371962B2 (ja) | Dc−dcコンバ−タ | |
JP4682647B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
US7522429B2 (en) | DC-DC converter | |
JP2003169469A (ja) | Dc−dcコンバ−タ | |
JP4787350B2 (ja) | 自励式スイッチング電源回路 | |
JP4862362B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3760379B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
US20040130914A1 (en) | Switching power transmission device | |
JP2002136125A (ja) | フライバック型スイッチング電源 | |
JP2002119053A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP3488711B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3613731B2 (ja) | 無負荷時省電力電源装置 | |
TW202312644A (zh) | 半橋返馳式轉換器及其控制方法 | |
JP3488709B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2004180385A (ja) | スイッチング電源 | |
JP3334754B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2002136122A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPH043598Y2 (ja) | ||
JP2001008453A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2007049833A (ja) | 入力電圧検知回路及び入力電圧検知回路を具備した電源装置 | |
TW202308282A (zh) | 具有省略週期的諧振半橋返馳式轉換器及其控制方法 | |
JP4803822B2 (ja) | 多出力電源装置 | |
JP2006109543A (ja) | Dc−dcコンバータ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081031 Year of fee payment: 5 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |