JP2003219639A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】この発明は、軽負荷時におけるスイッチング素
子の電力効率を改善するとともに、安定した動作制御を
実現して実用に適するようにしたスイッチング電源装置
を提供することを目的としている。 【解決手段】スイッチング素子Ｑ１と、このスイッチン
グ素子Ｑ１により１次巻線Ｎｐに断続的に供給された直
流電圧に基づいて、２次巻線Ｎｓに誘起されるエネルギ
ーを負荷Ｚに供給するトランスＴｒとを備えたスイッチ
ング電源装置において、電圧比較器２１の出力により、
負荷Ｚが軽負荷になるに連れて、スイッチング素子Ｑ１
のオフ期間が長くなるように制御している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、各種電子機器の
電源として利用されているスイッチング電源装置に係
り、特にその軽負荷時の効率改善を図るようにしたもの
に関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、一般的なスイッチング電
源装置は、スイッチング素子を周期的にスイッチング駆
動することにより、トランスの１次巻線に断続的に直流
電流を流し、その結果、２次巻線に誘起された電力を負
荷に供給するように構成されている。

【０００３】ところで、このような構成のスイッチング
電源装置にあっては、その軽負荷時において、スイッチ
ング素子をオンオフ駆動するための発振信号の周波数が
上昇し、スイッチング素子の電力損失が増大するという
問題の発生することが知られている。

【０００４】そして、この問題を解消するために、従来
では、例えば特許第３０２８０４４号公報等に開示され
ているように、スイッチング素子のオン期間を制御する
誤差増幅器の帰還信号に基づいて、スイッチング素子の
最小オフ期間を決定する手段が考えられている。

【０００５】しかしながら、この従来の手段では、トラ
ンスの２次巻線の出力電圧を安定にする誤差増幅器の帰
還信号により、スイッチング素子のオン期間を制御する
以外に、そのオフ期間をも制御させているため、誤差増
幅器の増幅度が高くなると制御が不安定になるという副
作用が生じる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】そこで、この発明は上
記事情を考慮してなされたもので、軽負荷時におけるス
イッチング素子の電力効率を改善するとともに、安定し
た動作制御を実現して実用に適するようにした極めて良
好なスイッチング電源装置を提供することを目的とす
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ング電源装置は、スイッチング素子と、このスイッチン
グ素子により１次巻線に断続的に供給された直流電圧に
基づいて、２次巻線に誘起されるエネルギーを負荷に供
給するトランスとを備えたものを対象としている。そし
て、トランスの３次巻線に発生する制御電圧と、スイッ
チング素子がオフされたタイミングで生成される鋸波電
圧とに基づいて、負荷が軽負荷になるに連れて、スイッ
チング素子のオフ期間が長くなるように制御する制御手
段を備えるようにしたものである。

【０００８】上記のような構成によれば、トランスの３
次巻線に発生する制御電圧と、スイッチング素子がオフ
されたタイミングで生成される鋸波電圧とに基づいて、
軽負荷になるほどスイッチング素子のオフ期間が長くな
るように制御したので、軽負荷時の発振周波数が低く抑
えられ、スイッチング素子の損失が小さくなり効率が改
善され、増幅度の高い帰還信号でオフ期間を決定してい
ないため、安定した動作制御が実現される。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照して詳細に説明する。図１は、この実
施の形態で説明するスイッチング電源回路の構成を示
し、図２は、このスイッチング電源回路の各部の動作波
形を示している。

【００１０】すなわち、このスイッチング電源回路は、
スイッチング素子Ｑ１と、トランスＴｒと、制御回路１
１とから構成されている。このうち、トランスＴｒは、
スイッチング素子Ｑ１のオンオフにより直流電圧が印加
される１次巻線Ｎｐと、誘起されたエネルギーを負荷Ｚ
に供給する２次巻線Ｎｓと、スイッチング素子Ｑ１を制
御するための信号を取り出す３次巻線Ｎｄとから構成さ
れている。

【００１１】また、上記制御回路１１は、トランスＴｒ
の２次巻線Ｎｓ側の出力電圧を一定にするように、スイ
ッチング素子Ｑ１をスイッチング制御している。すなわ
ち、この制御回路１１は、トランスＴｒの３次巻線Ｎｄ
からスイッチング素子Ｑ１のオフ期間に発生する電圧を
パルス検出器１２で検出し、共振電圧の最下点検出器２
５を介して、オア回路２７の一方の入力端に出力してい
る。

【００１２】このオア回路２７の出力は、アンド回路２
４の一方の入力端に供給される。このアンド回路２４の
出力は、２安定回路であるＦＦ（Flip Flop）１４のセ
ット入力端Ｓに供給され、スイッチング素子Ｑ１のオン
するタイミングＴ１の決定に供される。

【００１３】また、上記制御回路１１は、誤差増幅器１
５を備えている。この誤差増幅器１５は、スイッチング
素子Ｑ１のオフ期間にトランスＴｒの２次巻線Ｎｓに誘
起される電圧を、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２で
整流した直流電圧を一定にするように、誤差増幅器１５
内部の基準電圧との誤差分を増幅している。この誤差増
幅器１５の出力は直流電圧であり、２次巻線Ｎｓ側の負
荷が重くなると直流電圧は上昇し、負荷が軽くなると下
降する。

【００１４】上記ＦＦ１４のリセット入力端Ｒには、電
圧比較器１６の出力が供給されている。この電圧比較器
１６は、誤差増幅器１５の出力レベルと、スイッチング
素子Ｑ１のドレイン電流を検出する電流検出器１７の出
力レベルとの比較結果に応じた出力をＦＦ１４のリセッ
ト入力端Ｒに供給して、スイッチング素子Ｑ１のオフす
るタイミングＴ２を決定している。

【００１５】ＦＦ１４の出力Ｑは、駆動回路１８を介し
てスイッチング素子Ｑ１のオンオフ制御に供される。Ｆ
Ｆ１４の出力ＱがＨ（High）レベルの場合はスイッチン
グ素子Ｑ１がオン状態に制御され、ＦＦ１４の出力Ｑが
Ｌ（Low）レベルの場合はスイッチング素子Ｑ１がオフ
状態に制御される。

【００１６】また、上記制御回路１１では、トランスＴ
ｒの３次巻線Ｎｄから得られる電圧を、ダイオードＤ３
及びコンデンサＣ３で整流して電源電圧供給器２０に取
り込み、この電源電圧供給器２０により駆動用の電源電
圧Vccを得ている。

【００１７】一方、電圧比較器２１は、トランスＴｒの
３次巻線Ｎｄの電圧に基づいて制御電圧発生器２２で発
生される制御電圧と、ＦＦ１４の出力Ｑに基づいて鋸波
電圧発生器２３から生成される鋸波電圧とをレベル比較
し、その比較出力をアンド回路２４の他方の入力端に供
給している。

【００１８】このスイッチング電源回路によれば、ま
ず、トランスＴｒの２次巻線ＮｓからダイオードＤ２を
介して流れる電流が終了すると、各巻線Ｎｐ，Ｎｓ，Ｎ
ｄにはそれぞれ逆起電力が発生する。

【００１９】この場合、トランスＴｒの３次巻線Ｎｄに
発生する逆起電力は、パルス検出器１２で検出され、共
振電圧の最下点検出器２５が後述する共振電圧の最下点
を検出する毎にＨレベルを出力する。このＨレベルが、
オア回路２７及びアンド回路２４を介して、ＦＦ１４の
セット入力端Ｓに供給され、その出力端ＱをＨレベルに
するので、スイッチング素子Ｑ１がオン状態となる。

【００２０】そして、スイッチング素子Ｑ１がオンする
と、そのドレイン電流は直線的に上昇する。このスイッ
チング素子Ｑ１のドレイン電流は、電流検出器１７で電
圧として検出され、電圧比較器１６の非反転入力端
（＋）側に入力される。この電圧比較器１６の反転入力
端（−）は、負荷Ｚの変動によって変化する誤差増幅器
１５の出力が供給されている。

【００２１】このため、トランスＴｒの２次巻線Ｎｓか
らダイオードＤ２及びコンデンサＣ２で整流される負荷
電圧を一定にするように、ＦＦ１４のリセット入力端Ｒ
にＨレベルが入力され、スイッチング素子Ｑ１がオフ状
態となる。

【００２２】そして、負荷電力が減少すると、ダイオー
ドＤ２の電流はすぐに終了し、スイッチング素子Ｑ１が
オンする。このとき、同時に、誤差増幅器１５は、その
出力電圧レベルを低下させ、これにより、電圧比較器１
６の反転入力端（−）の電圧レベルも低下する。そし
て、電圧比較器１６がＦＦ１４のリセット入力端ＲをＨ
レベルにすると、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。

【００２３】すなわち、この電圧比較器１６は、負荷Ｚ
への供給電圧を安定させるための誤差増幅器１５からの
帰還信号と、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流を検
出する電流検出器１７の出力電圧とを比較し、その出力
をＦＦ１４のリセット入力端Ｒに供給することにより、
スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御している。

【００２４】一方、電圧比較器２１は、トランスＴｒの
３次巻線Ｎｓの電圧に基づいて制御電圧発生器２２で発
生される制御電圧と、ＦＦ１４の出力に基づいて鋸波電
圧発生器２３から生成される鋸波電圧とをレベル比較
し、その比較出力をアンド回路２４を介してＦＦ１４の
セット入力端Ｓに供給することにより、スイッチング素
子Ｑ１のオフ期間を制御している。

【００２５】図２において、時刻Ｔ１で、トランスＴｒ
の２次巻線Ｎｓに接続されているダイオードＤ２に流れ
る電流が終了すると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン
電圧は、トランスＴｒの１次巻線Ｎｐのインダクタンス
ＬｐとスナバコンデンサＣｓとの共振電圧が、入力電圧
Vinに加算された電圧波形となる。

【００２６】この時刻Ｔ１からＴ２の期間を電圧比較器
２１で制御している。すなわち、電圧比較器２１は、こ
の時刻Ｔ１からＴ２の期間を軽負荷時には長く、重負荷
時には短くなるように、出力電圧をＦＦ１４のセット入
力端Ｓに供給している。

【００２７】また、時刻Ｔ２にスイッチング素子Ｑ１が
オンし、トランスＴｒの１次巻線Ｎｐに電流を流すの
で、１次巻線Ｎｐにはエネルギーが蓄えられる。そし
て、時刻Ｔ３には、電圧比較器１６により、その入力電
圧である電流検出器１７の出力電圧と、誤差増幅器１５
の出力電圧とがレベル比較され、電圧比較器１６の出力
をＨレベルにするため、ＦＦ１４のリセット入力端Ｒが
Ｈレベルとなり、ＦＦ１４の出力端ＱがＬレベルとなっ
て、スイッチング素子Ｑ１がオフする。

【００２８】時刻Ｔ３でスイッチング素子Ｑ１がオフす
ると、トランスＴｒの２次巻線Ｎｓには、ダイオードＤ
２を導通する方向のフライバック電圧が発生する。これ
により、スイッチング素子Ｑ１のオン期間（時刻Ｔ２〜
Ｔ３）にトランスＴｒの１次巻線Ｎｐに蓄えられていた
エネルギーは、トランスＴｒの２次巻線Ｎｓからダイオ
ードＤ２を通り、負荷Ｚに電流の形で時刻Ｔ４までに放
出される。

【００２９】この実施の形態のスイッチング電源装置の
発振周波数は、図３に示すように、従来、一般に使用さ
れていたスイッチング電源回路と比較すると低く抑えら
れ、特に軽負荷時には発振周波数の差が大きくなる。ま
た、図４に示すように、電源の効率も、スイッチング素
子Ｑ１の損失が小さいため、従来回路と比較すると改善
されている。

【００３０】さらに、図１において、パルス検出器１２
の出力を共振電圧の最下点検出器２５に導くようにした
ので、時刻Ｔ２では、常に共振電圧の最下点でスイッチ
ング素子Ｑ１がオンするため、スイッチング素子Ｑ１の
損失はさらに少なくなり効率が改善される。

【００３１】なお、この共振電圧の最下点検出器２５の
出力は、トランスＴｒの３次巻線Ｎｄから得られる電圧
を、ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３で整流した電圧
が供給される起動パルス作成器２６の出力と、オア回路
２７により論理和演算され、このオア回路２７の出力と
上記電圧比較器２１の出力とが、アンド回路２４により
論理積演算されてＦＦ１４のセット入力端Ｓに供給され
ている。

【００３２】また、上記鋸波電圧発生器２３は、鋸波電
圧の尖頭値制限器２８の出力に基づいて、発生する鋸波
電圧を制御している。

【００３３】図５は、上記パルス検出器１２、共振電圧
の最下点検出器２５、起動パルス作成器２６、電流検出
器１７、誤差増幅器１５（符号１５ａと符号１５ｂとに
分けて示している）、鋸波電圧発生器２３及び鋸波電圧
の尖頭値制限器２８を、それぞれ詳細に示したものであ
る。

【００３４】図６は、図５に示す構成のスイッチング電
源装置において、トランスＴｒの１次巻線Ｎｐに直流電
圧を印加するための図示しない電源スイッチがオンされ
てからの起動時における各部の動作波形を示している。

【００３５】まず、時刻Ｔ１で、上記電源スイッチがオ
ンされると、抵抗Ｒｓを介してコンデンサＣ３に充電が
開始される。そして、時刻Ｔ２には、起動パルス作成器
２６の抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ１１及び反転器２６ａ
でＦＦ２６ｂのリセット入力端ＲにＨレベルが入力され
る。

【００３６】このため、ＦＦ２６ｂの反転出力Ｑ￣がＨ
レベルとなり、オア回路２７の出力がＨレベルとなり、
このとき電圧比較器２１の出力がＨレベルであることか
ら、アンド回路２４の出力がＨレベルとなり、ＦＦ１４
のセット入力端ＳがＨレベルとなり、ＦＦ１４の出力Ｑ
がＨレベルとなって、スイッチング素子Ｑ１がオンす
る。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴｒ
の１次巻線Ｎｐに電流が流れエネルギーが充電される。

【００３７】その後、時刻Ｔ３には、電流検出器１７の
抵抗Ｒ１２の端子間電圧レベルが、誤差増幅器１５の出
力電圧レベル以上になるため、電圧比較器１６の出力が
Ｈレベルとなり、ＦＦ１４のリセット入力端ＲがＨレベ
ルとなり、ＦＦ１４の出力ＱがＬレベルとなって、スイ
ッチング素子Ｑ１がオフする。

【００３８】スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トラ
ンスＴｒの２次巻線Ｎｓにフライバック電圧が発生し、
ダイオードＤ２が導通する。スイッチング素子Ｑ１がオ
ンしていた期間に、トランスＴｒの１次巻線Ｎｐに充電
されていたエネルギーは、この時刻Ｔ３より、トランス
Ｔｒの２次巻線ＮｓからダイオードＤ２を通って負荷Ｚ
に供給される。

【００３９】そして、時刻Ｔ４には、パルス検出器１２
の出力に基づいて共振電圧の最下点検出器２５の出力が
Ｈレベルとなり、オア回路２７の出力がＨレベルとな
り、このとき電圧比較器２１の出力がＨレベルであるこ
とから、アンド回路２４の出力がＨレベルとなり、ＦＦ
１４のセット入力端ＳがＨレベルとなり、ＦＦ１４の出
力ＱがＨレベルとなって、スイッチング素子Ｑ１がオン
する。その後、時刻Ｔ５には、電圧比較器１６の出力が
Ｈレベルになるため、スイッチング素子Ｑ１がオフす
る。

【００４０】このように、起動パルス作成器２６を設け
ることにより、確実な起動を行なうことが可能となる。

【００４１】図７は、スイッチング電源装置の起動後に
おける定常状態での各部の動作波形を示している。ま
ず、時刻Ｔ１には、電圧比較器１６の出力がＨレベルと
なり、ＦＦ１４のリセット入力端ＲがＨレベルとなり、
ＦＦ１４の出力ＱがＬレベルとなって、スイッチング素
子Ｑ１がオフする。

【００４２】また、この時刻Ｔ１に、鋸波電圧発生器２
３にトリガパルスが入力され、鋸波電圧発生器２３は、
鋸波電圧を発生する。このとき、鋸波電圧の最大値は、
鋸波電圧の尖頭値制限器２８により決定され、常に一定
の尖頭値となるように制限されている。

【００４３】この鋸波電圧発生器２３で発生された鋸波
電圧は、電圧比較器２１の反転入力端（−）に供給さ
れ、その非反転入力端（＋）に入力された制御電圧発生
器２２の出力電圧とレベル比較される。

【００４４】そして、時刻Ｔ２には、トランスＴｒの２
次巻線Ｎｓから負荷Ｚにエネルギーが放出され、スイッ
チング素子Ｑ１のドレインには、スナバコンデンサＣｓ
と１次巻線ＮｐのインダクタンスＬｐとの共振電圧が発
生する。この共振電圧の最下点毎に、つまり、時刻Ｔ３
で、共振電圧の最下点検出器２５は、パルス電圧を出力
する。

【００４５】このパルス電圧のいずれによってスイッチ
ング素子Ｑ１をオンさせるかを、電圧比較器２１の出力
電圧で決定する。つまり、共振電圧の最下点検出器２５
からのパルス電圧を、アンド回路２４により、電圧比較
器２１の出力電圧でゲートすることにより、ＦＦ１４の
セット入力端ＳにHレベルを供給する、つまり、スイッ
チング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを決定してい
る。

【００４６】そして、時刻Ｔ４には、電圧比較器２１の
出力がＨレベルとなり、アンド回路２４より共振電圧の
最下点検出器２５からのＨレベルのパルス電圧が出力さ
れ、ＦＦ１４のセット入力端ＳがHレベルとなり、ＦＦ
１４の出力ＱがＨレベルとなって、スイッチング素子Ｑ
１がオンする。

【００４７】スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トラ
ンスＴｒの１次巻線Ｎｐに電流が流れてエネルギーが充
電されるので、時刻Ｔ５で電圧比較器１６の出力がＨレ
ベルとなり、ＦＦ１４のリセット入力端ＲがＨレベルと
なり、ＦＦ１４の出力ＱがＨレベルとなって、スイッチ
ング素子Ｑ１がオフする。

【００４８】以上のようにスイッチング素子Ｑ１がオン
オフを繰り返し、トランスＴｒの１次巻線Ｎｐから２次
巻線Ｎｓにエネルギーが伝達される。

【００４９】また、電圧比較器２１の非反転入力（＋）
である、トランスＴｒの３次巻線Ｎｄの出力に基づいて
生成される制御電圧発生器２２の出力は、重負荷のとき
に高い電圧レベルとなり、軽負荷のときは低い電圧レベ
ルとなるため、電圧比較器２１の反転入力（−）に供給
されるパルス電圧を負荷Ｚの変動により選択し、スイッ
チング素子Ｑ１をオンする。つまり、時刻Ｔ２〜Ｔ４の
期間を電圧比較器２１が重負荷のときは短く、軽負荷の
ときは長くなるように制御している。このように、電圧
比較器２１は、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔ１〜
Ｔ４を負荷Ｚの変動で決定することができる。

【００５０】なお、この発明は上記した実施の形態に限
定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない範
囲で種々変形して実施することができる。

【００５１】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
軽負荷時におけるスイッチング素子の電力効率を改善す
るとともに、安定した動作制御を実現して実用に適する
ようにした極めて良好なスイッチング電源装置を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態を示すもので、スイッチ
ング電源装置を説明するために示すブロック構成図。

【図２】同実施の形態におけるスイッチング電源装置の
各部の動作波形を説明するために示す図。

【図３】同実施の形態におけるスイッチング電源装置の
発振周波数が低く抑えられていることを説明するために
示す図。

【図４】同実施の形態におけるスイッチング電源装置の
電源の効率が改善されていることを説明するために示す
図。

【図５】同実施の形態におけるスイッチング電源装置の
主要な回路ブロックの詳細を説明するために示すブロッ
ク回路構成図。

【図６】同実施の形態における図５に例示したスイッチ
ング電源装置の起動時の各部の動作波形を説明するため
に示す図。

【図７】同実施の形態における図５に例示したスイッチ
ング電源装置の定常時の各部の動作波形を説明するため
に示す図。

【符号の説明】

１１…制御回路、 １２…パルス検出器、 １３…反転器、 １４…ＦＦ、 １５…誤差増幅器、 １６…電圧比較器、 １７…電流検出器、 １８…駆動回路、 ２０…電源電圧供給器、 ２１…電圧比較器、 ２２…制御電圧発生器、 ２３…鋸波電圧発生器、 ２４…アンド回路、 ２５…共振電圧の最下点検出器、 ２６…起動パルス作成器、 ２７…オア回路、 ２８…鋸波電圧の尖頭値制限器。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子と、このスイッチング
   素子により１次巻線に断続的に供給された直流電圧に基
   づいて、２次巻線に誘起されるエネルギーを負荷に供給
   するトランスとを備えたスイッチング電源装置におい
   て、 前記トランスの３次巻線に発生する制御電圧と、前記ス
   イッチング素子がオフされたタイミングで生成される鋸
   波電圧とに基づいて、前記負荷が軽負荷になるに連れ
   て、前記スイッチング素子のオフ期間が長くなるように
   制御する制御手段を具備してなることを特徴とするスイ
   ッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記制御手段は、 前記スイッチング素子をオン状態となす出力を発生する
   第１の状態と、前記スイッチング素子をオフ状態となす
   出力を発生する第２の状態とに選択的に制御される２安
   定回路と、 この２安定回路が第２の状態に制御されたタイミングで
   鋸波電圧を発生する鋸波電圧発生器と、 この鋸波電圧発生器で発生された鋸波電圧と、前記トラ
   ンスの３次巻線に発生する電圧に基づいて生成される制
   御電圧とをレベル比較して、前記２安定回路を第１の状
   態に反転させる信号を生成する電圧比較器とを具備して
   なることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源
   装置。
3. 【請求項３】 前記スイッチング素子のオフ期間に、前
   記トランスの３次巻線に発生する共振電圧の最下点を検
   出する最下点検出器と、 この最下点検出器の出力を前記電圧比較器の出力でゲー
   トして、前記２安定回路の、それを第１の状態に制御す
   るための入力端に導くゲート手段とを具備してなること
   を特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 前記鋸波電圧発生回路に対して、そこで
   発生される鋸波電圧の尖頭値を制限するように動作する
   尖頭値制限器を具備してなることを特徴とする請求項２
   記載のスイッチング電源装置。
5. 【請求項５】 前記トランスの３次巻線に発生する電圧
   に基づいて起動パルスを生成する起動パルス生成器と、 この起動パルス生成器で生成された起動パルスと、最下
   点検出器の出力との論理和演算結果を前記ゲート手段に
   導くオア回路とを具備してなることを特徴とする請求項
   ３記載のスイッチング電源装置。