JP2010246254A - スイッチング電源装置の制御手段 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング電源装置におけるスイッチング損失を低減すること。
【解決手段】スイッチング電源装置１は、制御回路３１により、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御して、インダクタＬ１の平均電流の波形を、矩形波状にするとともに、インダクタＬ２の平均電流の波形を、波形が正弦波状の電流である正弦波電流からインダクタＬ１の平均電流を差し引いたものの形状にする。これにより、インダクタＬ１の平均電流が「０」となる期間を設ける。
【選択図】図２

Description

本発明は、スイッチング電源装置の制御手段に関する。

従来より、スイッチング電源装置は、力率改善回路を備えることにより、交流電源から入力される入力電流の波形を正弦波状にして力率を１に近づけるとともに、入力電流に含まれる高調波成分を低減する。

図１２は、従来例に係る第１のスイッチング電源装置１００の回路図である。第１のスイッチング電源装置１００は、力率改善回路１０１および制御回路１３１を備える。力率改善回路１０１は、入力端子ＩＮ１、ＩＮ２に接続された交流電源（図示省略）から入力される交流電力を整流する整流回路１１１と、整流回路１１１と並列に接続された入力コンデンサＣ１と、スイッチングコンバータ１２１と、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に両端の電極が接続された出力コンデンサＣ２と、を備える。

スイッチングコンバータ１２１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ１と、チョークコイルとしてのインダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、を備える。インダクタＬ１の一端には、整流回路１１１および入力コンデンサＣ１の一方の電極が接続され、インダクタＬ１の他端には、ダイオードＤ１のアノードと、スイッチ素子Ｑ１のドレインと、が接続される。ダイオードＤ１のカソードには、出力端子ＯＵＴ１が接続される。スイッチ素子Ｑ１のゲートには、制御回路１３１が接続され、スイッチ素子Ｑ１のソースには、整流回路１１１、入力コンデンサＣ１の他方の電極、および出力端子ＯＵＴ２が接続される。

以上の第１のスイッチング電源装置１００は、制御回路１３１によりスイッチ素子Ｑ１を制御することで、インダクタＬ１に流れる電流を制御して、交流電源から入力される入力電流の波形を正弦波状にする。

制御回路１３１によるスイッチ素子Ｑ１の制御には、例えば、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が正弦波電流に等しくなるとスイッチ素子Ｑ１をオフさせ、インダクタＬ１に流れる電流が「０」になるとスイッチ素子Ｑ１をオンさせる、電流不連続型臨界モード制御がある。ここで、正弦波電流とは、波形が正弦波状である電流のことである。

電流不連続型臨界モード制御を行うと、スイッチング周期ごとのインダクタＬ１の平均電流は、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値の略半分となるとともに、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値の波形が正弦波状であるため、スイッチング周期ごとのインダクタＬ１の平均電流の波形も正弦波状となる。ここで、インダクタＬ１の平均電流と、インダクタＬ１に流れる電流と、の差分である高周波電流は、入力コンデンサＣ１によりフィルタリングされる。

以上によれば、第１のスイッチング電源装置１００は、交流電源から入力される入力電流の波形を正弦波状にして力率を１に近づけることができるとともに、入力電流に含まれる高調波成分を低減できる。

ところが、第１のスイッチング電源装置１００では、上述の高周波電流をフィルタリングするために、入力コンデンサＣ１の容量を大型化する必要があるので、電源容量の大型化（例えば、数１００Ｗを超えるもの）が困難であった。そこで、インターリーブ型のスイッチング電源装置が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

図１３は、従来例に係る第２のスイッチング電源装置２００の回路図である。第２のスイッチング電源装置２００は、インターリーブ型のスイッチング電源装置であり、図１２に示した第１のスイッチング電源装置１００とは、スイッチングコンバータ１２２を備える点が異なる。

スイッチングコンバータ１２２は、スイッチングコンバータ１２１と同様の構成をしており、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ２と、チョークコイルとしてのインダクタＬ２と、ダイオードＤ２と、を備える。インダクタＬ２の一端には、整流回路１１１および入力コンデンサＣ１の一方の電極が接続され、インダクタＬ２の他端には、ダイオードＤ２のアノードと、スイッチ素子Ｑ２のドレインと、が接続される。ダイオードＤ２のカソードには、出力端子ＯＵＴ１が接続される。スイッチ素子Ｑ２のゲートには、制御回路１３１Ａが接続され、スイッチ素子Ｑ２のソースには、整流回路１１１、入力コンデンサＣ１の他方の電極、および出力端子ＯＵＴ２が接続される。

以上の第２のスイッチング電源装置２００は、制御回路１３１Ａによりスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御することで、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる電流を制御して、インダクタＬ１に流れる電流と、インダクタＬ２に流れる電流と、を足し合わせた電流の波形を正弦波状にする。具体的には、図１４に示すように、インダクタＬ１の平均電流と、インダクタＬ２の平均電流とを、波形が正弦波状の電流である正弦波電流を２分割したものにする。

図１４は、時間経過に応じたインダクタＬ１、Ｌ２の平均電流を示す図である。この図１４では、縦軸を電流とし、横軸を時刻とする。また、時刻ｔ４１〜ｔ４３までの期間と、時刻ｔ４３〜ｔ４５までの期間とは、交流電源の半周期に等しいものとする。

インダクタＬ１の平均電流と、インダクタＬ２の平均電流とは、時刻ｔ４１において「０」であり、その後、時間が経過するに応じて増加し、時刻ｔ４２においてピーク値であるＩ_ｍａｘとなる。その後、時間が経過するに従って減少し、時刻ｔ４３では「０」となる。

このため、これらインダクタＬ１の平均電流と、インダクタＬ２の平均電流と、を足し合わせた電流は、時刻ｔ４１において「０」であり、その後、時間が経過するに従って増加し、時刻ｔ４２においてピーク値である２Ｉ_ｍａｘとなる。その後、時間が経過するに従って減少し、時刻ｔ４３では「０」となる。

以上によれば、交流電源から入力される入力電流は、インダクタＬ１の平均電流と、インダクタＬ２の平均電流と、を足し合わせた電流に等しくなる。したがって、第２のスイッチング電源装置２００は、交流電源から入力される入力電流の波形を正弦波状にして力率を１に近づけることができる。

また、第２のスイッチング電源装置２００は、制御回路１３１Ａによりスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御して、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれのスイッチングの位相を１８０度ずらすことで、インダクタＬ１に流れる電流の高周波成分と、インダクタＬ２に流れる電流の高周波成分と、を相殺させる。このため、入力コンデンサＣ１のリップル電流が低減するので、入力コンデンサＣ１の容量の大型化を抑制でき、電源容量の大型化（例えば、１ｋＷクラスといったもの）を実現できる。

ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｅｄｎｊａｐａｎ．ｃｏｍ／ｃｏｎｔｅｎｔ／ｉｓｓｕｅ／２００６／０７／ｃｏｎｔｅｎｔ０５．ｈｔｍｌ

図１４に示したように、交流電源の半周期、例えば時刻ｔ４１〜ｔ４３の間において、インダクタＬ１の平均電流やインダクタＬ２の平均電流が「０」になるのは、交流電源から第２のスイッチング電源装置２００に入力される入力電流が「０」となる時刻ｔ４１、ｔ４３のみである。このため、交流電源のほぼ全周期に亘って、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２がスイッチングしていることとなる。ここで、スイッチ素子Ｑ１のターンオン損失は、インダクタＬ１とスイッチ素子Ｑ１の寄生容量とで生じる共振動作により低減させることができ、スイッチ素子Ｑ２のターンオン損失は、インダクタＬ２とスイッチ素子Ｑ２の寄生容量とで生じる共振動作により低減させることができる。ところが、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ損失やスイッチ素子Ｑ２のターンオフ損失は、低減させることができない。このため、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２におけるスイッチング損失の低減が求められていた。

上述の課題に鑑み、本発明は、スイッチング電源装置における損失を低減することを目的とする。

本発明者らは、上述の課題を解決するために、以下の事項を提案している。
（１）本発明は、複数のコンバータを持つスイッチング電源装置を制御する制御手段であって、前記各コンバータはそれぞれ入力端子と出力端子を持ち、前記各コンバータの入力端子は互いに接続され、前記各コンバータの出力端子は互いに接続され、前記制御手段は前記スイッチング電源装置の入力電流がゼロではない期間に前記各コンバータのうち少なくとも１つのコンバータの入力電流がゼロとなる期間を設けながら、前記スイッチング電源装置の入力電流が正弦波状になるようにすることを特徴とするスイッチング電源装置の制御手段を提案している。

この発明によれば、複数のコンバータが設けられたスイッチング電源装置を制御する制御手段であって、複数のコンバータのそれぞれが有する入力端子は、互いに接続され、複数のコンバータのそれぞれが有する出力端子は、互いに接続されることとした。そして、スイッチング電源装置に入力される入力電流を正弦波状にするとともに、この入力電流がゼロ以外である期間に、複数のコンバータのうち少なくとも１つのコンバータの入力端子に流れる電流がゼロとなる期間を設けることとした。

以上によれば、コンバータの入力端子に流れる電流がゼロとなる期間を長くすることができる。そして、入力端子に流れる電流がゼロであるコンバータでは、損失が低減するので、スイッチング電源装置における損失を低減できる。

（２）本発明は、（１）のスイッチング電源装置の制御手段について、前記各コンバータのうち、少なくとも１つのコンバータの入力電流波形が矩形波状または台形波状になることを特徴とするスイッチング電源装置の制御手段を提案している。

この発明によれば、複数のコンバータのうち少なくとも１つの入力端子に流れる電流の波形を、矩形波状または台形波状にすることとした。このため、複数のコンバータのうち、入力端子に流れる電流が矩形波状または台形波状となるコンバータでは、電流がゼロとなる期間が発生する。したがって、上述した効果と同様の効果を奏することができる。

（３）本発明は、（１）のスイッチング電源装置の制御手段について、前記各コンバータのうち、入力電流がゼロでないコンバータの入力電流が等しくなるように制御することを特徴とするスイッチング電源装置の制御手段を提案している。

この発明によれば、複数のコンバータのうち入力端子に流れる電流がゼロであるコンバータを除くものでは、入力端子に流れる電流を互いに等しくすることとした。このため、入力端子に流れる電流が互いに等しいコンバータを位相をずらして駆動することで、それぞれの入力端子に流れる電流の高周波成分の一部または全部を相殺させることができる。

（４）本発明は、（１）〜（３）のいずれかのスイッチング電源装置の制御手段について、前記各コンバータの入力電流がゼロとゼロでない値に切り替わるタイミングが、コンバータの台数をｎ台とした場合、前記スイッチング電源装置の入力電流ピーク値の１／ｎの整数倍となるタイミングであることを特徴とするスイッチング電源装置の制御手段を提案している。

この発明によれば、スイッチング電源装置に設けられたコンバータの数をｎとすると、複数のコンバータのそれぞれの入力端子に流れる電流がゼロからゼロ以外の値になるタイミングと、複数のコンバータのそれぞれの入力端子に流れる電流がゼロ以外の値からゼロになるタイミングとを、スイッチング電源装置に入力される入力電流がピーク値の１／ｎの整数倍になるタイミングに等しくすることとした。このため、複数のコンバータのそれぞれの入力端子に流れる電流を揃えることで、共通の部品でこれら複数のコンバータをそれぞれ構成できる。

（５）本発明は、（１）〜（４）のいずれかのスイッチング電源装置の制御手段について、前記各コンバータの入力電流波形を、商用半周期の整数倍のタイミングで入れ替えることを特徴とするスイッチング電源装置の制御手段を提案している。

この発明によれば、複数のコンバータのそれぞれの入力端子に流れる電流の波形を、商用半周期の整数倍の期間が経過するたびに、互いに入れ替えることとした。このため、複数のコンバータのそれぞれにおける熱バランスを改善できる。

（６）本発明は、（１）〜（５）のいずれかのスイッチング電源装置の制御手段について、前記各コンバータのうち少なくとも１つのコンバータの入力電流がゼロとなる期間を設ける制御と設けない制御を、入力電圧に応じて切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置の制御手段を提案している。

この発明によれば、入力端子に流れる電流をゼロにすることが可能なコンバータについて、電流をゼロにする期間を設ける制御と、電流をゼロにする期間を設けない制御とを、スイッチング電源装置に入力される入力電圧に応じて行うこととした。このため、状況に応じて適した制御を行うことができる。これによれば、例えば、スイッチング損失が大きい入力２００Ｖ系では、電流をゼロにする期間を設ける制御を行い、導通損失が大きい入力１００Ｖ系では、電流をゼロにする期間を設けない制御を行うといったことができる。

本発明によれば、スイッチング電源装置における損失を低減できる。

本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 前記スイッチング電源装置が備える制御回路の動作を説明するための図である。 前記スイッチング電源装置が備えるインダクタの平均電流を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 前記スイッチング電源装置が備える制御回路の動作を説明するための図である。 前記スイッチング電源装置が備える制御回路の動作を説明するための図である。 前記スイッチング電源装置が備える制御回路の動作を説明するための図である。 前記スイッチング電源装置が備える制御回路の動作を説明するための図である。 前記スイッチング電源装置が備える制御回路の動作を説明するための図である。 前記スイッチング電源装置が備えるインダクタの平均電流を示す図である。 本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置が備えるインダクタの平均電流を示す図である。 従来例に係る第１のスイッチング電源装置の回路図である。 従来例に係る第２のスイッチング電源装置の回路図である。 前記第２のスイッチング電源装置が備えるインダクタの平均電流を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、以下の実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。

＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置１の回路図である。スイッチング電源装置１は、図１３に示した従来例に係る第２のスイッチング電源装置２００とは、制御回路３１による処理が異なる。なお、スイッチング電源装置１において、第２のスイッチング電源装置２００と同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。

このスイッチング電源装置１が備える制御回路３１の動作について、図２を用いて説明する。制御回路３１は、交流電源から入力される入力電流の目標値を設定し（ステップＳ１参照）、設定した入力電流の目標値に基づいて、電流不連続型臨界モード制御によりスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御することで、インダクタＬ１の平均電流とインダクタＬ２の平均電流とを制御する（ステップＳ３〜Ｓ９参照）。

具体的には、ステップＳ１において、交流電源の半周期内における入力電流の目標値を設定し、ステップＳ２に移る。ここで、交流電源の半周期内における入力電流の目標値とは、交流電源の半周期内において入力電流が取るべき最大値のことであり、後述の図３においては時刻ｔ３、ｔ７における正弦波電流の値のことである。

ステップＳ２において、ステップＳ１において設定した入力電流の目標値をピーク値Ｉ_ｐｅａｋとして設定し、ステップＳ３に移る。

ステップＳ３において、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋに基づいて、現在の入力電流の目標値である瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆを設定し、ステップＳ４に移る。この処理では、以下の式（１）を用いて瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆを設定する。

式（１）において、θは、交流電源の半周期の開始時点からの経過時間から求めることができ、以下の式（２）のように表すことができる。

式（２）において、ｆ_ｃは、交流電源の周波数を示す。また、ｔは、交流電源の半周期の開始時点からの経過時間、すなわち交流電源から入力される入力電流が「０」となる時点からの経過時間を示し、後述の図３においては正弦波電流が「０」となる時刻ｔ１や時刻ｔ５からの経過時間のことである。

ステップＳ４において、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２より大きいか否かを判別する。そして、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２より大きくないと判別した場合には、ステップＳ５に移り、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２より大きいと判別した場合には、ステップＳ７に移る。

ステップＳ５において、スイッチ素子Ｑ１を制御して、インダクタＬ１の平均電流を「０」にし、ステップＳ６に移る。

ステップＳ６において、スイッチ素子Ｑ２を制御して、インダクタＬ２の平均電流を瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆに等しくし、ステップＳ９に移る。

ステップＳ７において、スイッチ素子Ｑ１を制御して、インダクタＬ１の平均電流をピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２にし、ステップＳ８に移る。

ステップＳ８において、スイッチ素子Ｑ２を制御して、インダクタＬ２の平均電流を、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２を瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆから減算した値にし、ステップＳ９に移る。

ステップＳ９において、交流電源の半周期が終了したか否かを判別する。そして、交流電源の半周期が終了したと判別した場合には、ステップＳ１に移り、交流電源の半周期が終了していないと判別した場合には、ステップＳ３に移る。

図３は、スイッチング電源装置１が備えるインダクタＬ１、Ｌ２の平均電流を示す図である。この図３では、縦軸を電流とし、横軸を時刻とする。また、時刻ｔ１〜ｔ５までの期間と、時刻ｔ５〜ｔ９までの期間とは、交流電源の半周期に等しい。

時刻ｔ１〜ｔ２までの期間では、制御回路３１は、図２のステップＳ４において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２より大きくないと判別するとともに、図２のステップＳ９において交流電源の半周期が終了していないと判別することにより、図２のステップＳ５、Ｓ６の処理を繰り返す。このため、図３に示すように、インダクタＬ１の平均電流は、「０」となり、インダクタＬ２の平均電流は、時間が経過するに従って正弦波状に増加する。

時刻ｔ２〜ｔ４までの期間では、制御回路３１は、図２のステップＳ４において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２より大きいと判別するとともに、図２のステップＳ９において交流電源の半周期が終了していないと判別することにより、図２のステップＳ７、Ｓ８の処理を繰り返す。このため、図３に示すように、インダクタＬ１の平均電流は、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２となる。一方、インダクタＬ２の平均電流は、時刻ｔ２において「０」になった後、時刻ｔ２〜ｔ３までの期間では時間が経過するに従って正弦波状に増加し、時刻ｔ３〜ｔ４までの期間では時間が経過するに従って正弦波状に減少する。

時刻ｔ４〜ｔ５までの期間では、制御回路３１は、図２のステップＳ４において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２より大きくないと判別するとともに、図２のステップＳ９において交流電源の半周期が終了していないと判別することにより、図２のステップＳ５、Ｓ６の処理を繰り返す。このため、図３に示すように、インダクタＬ１の平均電流は、「０」となる。一方、インダクタＬ２の平均電流は、時刻ｔ４においてピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２になった後、時間が経過するに従って正弦波状に減少する。

時刻ｔ５〜ｔ９までの期間においても、時刻ｔ１〜ｔ５までの期間と同様に、インダクタＬ１、Ｌ２の平均電流は変化する。

以上のスイッチング電源装置１によれば、図２に示した処理を行う制御回路３１を備えることにより、以下の効果を奏することができる。

制御回路３１により、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御して、図３を用いて説明したように、インダクタＬ１の平均電流の波形を、矩形波状にするとともに、インダクタＬ２の平均電流の波形を、正弦波電流からインダクタＬ１の平均電流を差し引いたものの形状にする。これによれば、インダクタＬ１の平均電流とインダクタＬ２の平均電流とを足し合わせたものは、正弦波電流に等しくなる。このため、インダクタＬ１の平均電流とインダクタＬ２の平均電流とを足し合わせたものに等しい入力電流の波形は、正弦波状になるので、力率を１に近づけることができる。

また、図３を用いて説明したように、時刻ｔ１〜ｔ５までの期間のうち、時刻ｔ１〜ｔ２までの期間と、時刻ｔ４〜ｔ５までの期間と、において、インダクタＬ１の平均電流を「０」にできる。このため、交流電源からスイッチング電源装置１に入力される入力電流が「０」となる時刻（図３では、時刻ｔ１、ｔ５）以外でも、インダクタＬ１の平均電流を「０」にすることができ、本実施形態によれば、交流電源の半周期のうち略１／３の期間において、インダクタＬ１の平均電流を「０」にできる。したがって、スイッチ素子Ｑ１がスイッチングしている時間を短縮できるので、スイッチング損失を低減できる。よって、このスイッチ素子Ｑ１を備えるスイッチング電源装置１における損失を低減できる。

また、図３を用いて説明したように、交流電源から入力される入力電流がピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２になる時刻ｔ２では、インダクタＬ１の平均電流が「０」から「０」以外になるとともに、インダクタＬ２の平均電流が「０」以外から「０」になる。また、交流電源から入力される入力電流がピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２になる時刻ｔ４では、インダクタＬ１の平均電流が「０」以外から「０」になるとともに、インダクタＬ２の平均電流が「０」から「０」以外になる。そして、スイッチング電源装置１に設けられたスイッチングコンバータの数は２つである。以上によれば、インダクタＬ１を備えるスイッチングコンバータ１２１に入力される電流が「０」から「０」以外になるタイミングと、このスイッチングコンバータ１２１に入力される電流が「０」以外から「０」になるタイミングと、インダクタＬ２を備えるスイッチングコンバータ１２２に入力される電流が「０」から「０」以外になるタイミングと、このスイッチングコンバータ１２２に入力される電流が「０」以外から「０」になるタイミングとは、交流電源から入力される入力電流がピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／２になるタイミングに等しい。このため、スイッチングコンバータ１２１、１２２のそれぞれに入力される電流を揃えることで、これらスイッチングコンバータ１２１、１２２を共通の部品で構成できる。

＜第２実施形態＞
図４は、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａの回路図である。スイッチング電源装置１Ａは、図１に示した本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置１とは、スイッチングコンバータ２３、２４を備える点と、制御回路３１Ａによる処理と、が異なる。なお、スイッチング電源装置１Ａにおいて、スイッチング電源装置１と同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。

スイッチングコンバータ２３は、スイッチングコンバータ１２１、１２２と同様の構成をしており、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ３と、チョークコイルとしてのインダクタＬ３と、ダイオードＤ３と、を備える。インダクタＬ３の一端には、整流回路１１１および入力コンデンサＣ１の一方の電極が接続され、インダクタＬ３の他端には、ダイオードＤ３のアノードと、スイッチ素子Ｑ３のドレインと、が接続される。ダイオードＤ３のカソードには、出力端子ＯＵＴ１が接続される。スイッチ素子Ｑ３のゲートには、制御回路３１Ａが接続され、スイッチ素子Ｑ３のソースには、整流回路１１１、入力コンデンサＣ１の他方の電極、および出力端子ＯＵＴ２が接続される。

スイッチングコンバータ２４は、スイッチングコンバータ１２１、１２２、２３と同様の構成をしており、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ４と、チョークコイルとしてのインダクタＬ４と、ダイオードＤ４と、を備える。インダクタＬ４の一端には、整流回路１１１および入力コンデンサＣ１の一方の電極が接続され、インダクタＬ４の他端には、ダイオードＤ４のアノードと、スイッチ素子Ｑ４のドレインと、が接続される。ダイオードＤ４のカソードには、出力端子ＯＵＴ１が接続される。スイッチ素子Ｑ４のゲートには、制御回路３１Ａが接続され、スイッチ素子Ｑ４のソースには、整流回路１１１、入力コンデンサＣ１の他方の電極、および出力端子ＯＵＴ２が接続される。

スイッチング電源装置１Ａが備える制御回路３１Ａの動作について、図５〜９を用いて説明する。

ステップＳ２１〜Ｓ２３において、図２に示したステップＳ１〜Ｓ３と同様の処理を行う。

ステップＳ２４において、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４より大きいか否かを判別する。そして、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４より大きくないと判別した場合には、ステップＳ２５に移り、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４より大きいと判別した場合には、ステップＳ２６に移る。

ステップＳ２５において、図６を用いて後述する第１段階目処理を行って、ステップＳ３１に移る。

ステップＳ２６において、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの２／４より大きいか否かを判別する。そして、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの２／４より大きくないと判別した場合には、ステップＳ２７に移り、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの２／４より大きいと判別した場合には、ステップＳ２８に移る。

ステップＳ２７において、図７を用いて後述する第２段階目処理を行って、ステップＳ３１に移る。

ステップＳ２８において、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの３／４より大きいか否かを判別する。そして、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの３／４より大きくないと判別した場合には、ステップＳ２９に移り、瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの３／４より大きいと判別した場合には、ステップＳ３０に移る。

ステップＳ２９において、図８を用いて後述する第３段階目処理を行って、ステップＳ３１に移る。

ステップＳ３０において、図９を用いて後述する第４段階目処理を行って、ステップＳ３１に移る。

ステップＳ３１において、交流電源の半周期が終了したか否かを判別する。そして、交流電源の半周期が終了したと判別した場合には、ステップＳ２１に移り、交流電源の半周期が終了していないと判別した場合には、ステップＳ２４に移る。

図６は、第１段階目処理のフローチャートである。

ステップＳ２５１において、スイッチ素子Ｑ１を制御して、インダクタＬ１の平均電流を「０」にし、ステップＳ２５２に移る。

ステップＳ２５２において、スイッチ素子Ｑ２を制御して、インダクタＬ２の平均電流を「０」にし、ステップＳ２５３に移る。

ステップＳ２５３において、スイッチ素子Ｑ３を制御して、インダクタＬ３の平均電流を「０」にし、ステップＳ２５４に移る。

ステップＳ２５４において、スイッチ素子Ｑ４を制御して、インダクタＬ４の平均電流を瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆに等しくし、図５のステップＳ３１に移る。

図７は、第２段階目処理のフローチャートである。

ステップＳ２７１において、スイッチ素子Ｑ１を制御して、インダクタＬ１の平均電流をピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４にし、ステップＳ２７２に移る。

ステップＳ２７２において、スイッチ素子Ｑ２を制御して、インダクタＬ２の平均電流を「０」にし、ステップＳ２７３に移る。

ステップＳ２７３において、スイッチ素子Ｑ３を制御して、インダクタＬ３の平均電流を「０」にし、ステップＳ２７４に移る。

ステップＳ２７４において、スイッチ素子Ｑ４を制御して、インダクタＬ４の平均電流を、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４を瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆから減算した値にし、図５のステップＳ３１に移る。

図８は、第３段階目処理のフローチャートである。

ステップＳ２９１において、スイッチ素子Ｑ１を制御して、インダクタＬ１の平均電流をピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４にし、ステップＳ２９２に移る。

ステップＳ２９２において、スイッチ素子Ｑ２を制御して、インダクタＬ２の平均電流をピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４にし、ステップＳ２９３に移る。

ステップＳ２９３において、スイッチ素子Ｑ３を制御して、インダクタＬ３の平均電流を「０」にし、ステップＳ２９４に移る。

ステップＳ２９４において、スイッチ素子Ｑ４を制御して、インダクタＬ４の平均電流を、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの２／４を瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆから減算した値にし、図５のステップＳ３１に移る。

図９は、第４段階目処理のフローチャートである。

ステップＳ３０１において、スイッチ素子Ｑ１を制御して、インダクタＬ１の平均電流をピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４にし、ステップＳ３０２に移る。

ステップＳ３０２において、スイッチ素子Ｑ２を制御して、インダクタＬ２の平均電流をピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４にし、ステップＳ３０３に移る。

ステップＳ３０３において、スイッチ素子Ｑ３を制御して、インダクタＬ３の平均電流をピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４にし、ステップＳ３０４に移る。

ステップＳ３０４において、スイッチ素子Ｑ４を制御して、インダクタＬ４の平均電流を、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの３／４を瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆから減算した値にし、図５のステップＳ３１に移る。

図１０は、スイッチング電源装置１Ａが備えるインダクタＬ１〜Ｌ４の平均電流を示す図である。この図１０では、縦軸を電流とし、横軸を時刻とする。また、図１０において、時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間と、時刻ｔ１９〜ｔ２７までの期間とは、交流電源の半周期に等しい。

時刻ｔ１１〜ｔ１２までの期間では、制御回路３１Ａは、図５のステップＳ２４において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４より大きくないと判別するとともに、図５のステップＳ３１において交流電源の半周期が終了していないと判別することにより、図５のステップＳ２５の処理を繰り返す。このため、図１０に示すように、インダクタＬ１〜Ｌ３の平均電流は、「０」となり、インダクタＬ４の平均電流は、時間が経過するに従って正弦波状に増加する。

時刻ｔ１２〜ｔ１３までの期間では、制御回路３１Ａは、図５のステップＳ２４において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４より大きいと判別し、図５のステップＳ２６において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの２／４より大きくないと判別するとともに、図５のステップＳ３１において交流電源の半周期が終了していないと判別することにより、図５のステップＳ２７の処理を繰り返す。このため、図１０に示すように、インダクタＬ１の平均電流は、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４となり、インダクタＬ２、Ｌ３の平均電流は、「０」となる。一方、インダクタＬ４の平均電流は、時刻ｔ１２において「０」になった後、時間が経過するに従って正弦波状に増加する。

時刻ｔ１３〜ｔ１４までの期間では、制御回路３１Ａは、図５のステップＳ２４において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４より大きいと判別し、図５のステップＳ２６において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの２／４より大きいと判別し、図５のステップＳ２８において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの３／４より大きくないと判別するとともに、図５のステップＳ３１において交流電源の半周期が終了していないと判別することにより、図５のステップＳ２９の処理を繰り返す。このため、図１０に示すように、インダクタＬ１、Ｌ２の平均電流は、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４となり、インダクタＬ３の平均電流は、「０」となる。一方、インダクタＬ４の平均電流は、時刻ｔ１３において「０」になった後、時間が経過するに従って正弦波状に増加する。

時刻ｔ１４〜ｔ１６までの期間では、制御回路３１Ａは、図５のステップＳ２４において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４より大きいと判別し、図５のステップＳ２６において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの２／４より大きいと判別し、図５のステップＳ２８において瞬時目標値Ｉ_ｒｅｆがピーク値Ｉ_ｐｅａｋの３／４より大きいと判別するとともに、図５のステップＳ３１において交流電源の半周期が終了していないと判別することにより、図５のステップＳ３０の処理を繰り返す。このため、図１０に示すように、インダクタＬ１〜Ｌ３の平均電流は、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４となる。一方、インダクタＬ４の平均電流は、時刻ｔ１４において「０」になった後、時刻ｔ１４〜ｔ１５までの期間では時間が経過するに従って正弦波状に増加し、時刻ｔ１５〜ｔ１６までの期間では時間が経過するに従って正弦波状に減少する。

時刻ｔ１６〜ｔ１７までの期間では、制御回路３１Ａは、時刻ｔ１３〜ｔ１４までの期間と同様に、ステップＳ２９の処理を繰り返す。このため、図１０に示すように、インダクタＬ１、Ｌ２の平均電流は、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４となり、インダクタＬ３の平均電流は、「０」となる。一方、インダクタＬ４の平均電流は、時刻ｔ１６においてピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４になった後、時間が経過するに従って正弦波状に減少する。

時刻ｔ１７〜ｔ１８までの期間では、制御回路３１Ａは、時刻ｔ１２〜ｔ１３までの期間と同様に、ステップＳ２７の処理を繰り返す。このため、図１０に示すように、インダクタＬ１の平均電流は、ピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４となり、インダクタＬ２、Ｌ３の平均電流は、「０」となる。一方、インダクタＬ４の平均電流は、時刻ｔ１７においてピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４になった後、時間が経過するに従って正弦波状に減少する。

時刻ｔ１８〜ｔ１９までの期間では、制御回路３１Ａは、時刻ｔ１１〜ｔ１２までの期間と同様に、ステップＳ２５の処理を繰り返す。このため、図１０に示すように、インダクタＬ１〜Ｌ３の平均電流は、「０」となる。一方、インダクタＬ４の平均電流は、時刻ｔ１８においてピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４になった後、時間が経過するに従って正弦波状に減少する。

時刻ｔ１９〜ｔ２７までの期間においても、時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間と同様に、インダクタＬ１〜Ｌ４の平均電流は変化する。

以上のスイッチング電源装置１Ａによれば、上述のスイッチング電源装置１と同様の効果に加えて、以下の効果を奏することができる。

時刻ｔ１３〜ｔ１４までの期間と、時刻ｔ１６〜ｔ１７までの期間とでは、インダクタＬ１の平均電流と、インダクタＬ２の平均電流と、がピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４になる。このため、上述の期間において、インダクタＬ１と接続されたスイッチ素子Ｑ１と、インダクタＬ２と接続されたスイッチ素子Ｑ２と、を位相をずらして駆動することで、インダクタＬ１に流れる電流の高周波成分と、インダクタＬ２に流れる電流の高周波成分と、を相殺させることができる。

また、時刻ｔ１４〜ｔ１６までの期間では、インダクタＬ１の平均電流と、インダクタＬ２の平均電流と、インダクタＬ３の平均電流と、がピーク値Ｉ_ｐｅａｋの１／４になる。このため、上述の期間において、インダクタＬ１と接続されたスイッチ素子Ｑ１と、インダクタＬ２と接続されたスイッチ素子Ｑ２と、インダクタＬ３と接続されたスイッチ素子Ｑ３と、を位相をずらして駆動することで、インダクタＬ１に流れる電流の高周波成分と、インダクタＬ２に流れる電流の高周波成分と、インダクタＬ３に流れる電流の高周波成分と、を相殺させることができる。

＜第３実施形態＞
図１１は、本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｂが備えるインダクタＬ１〜Ｌ４の平均電流を示す図である。スイッチング電源装置１Ｂは、図４に示した本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａとは、制御回路３１Ｂによる処理が異なる。なお、スイッチング電源装置１Ｂにおいて、スイッチング電源装置１Ａと同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。

スイッチング電源装置１Ａが備える制御回路３１Ａは、図１０に示したように、インダクタＬ１の平均電流の波形を、交流電源の半周期ごとに同一形状にする。また、インダクタＬ２〜Ｌ４のそれぞれの平均電流の波形も、インダクタＬ１の平均電流の波形と同様に、交流電源の半周期ごとに同一形状にする。

これに対して、スイッチング電源装置１Ｂが備える制御回路３１Ｂは、図１１に示すように、インダクタＬ１〜Ｌ４のそれぞれの平均電流の波形を、交流電源の半周期ごとにローテーションさせる。

具体的には、インダクタＬ１の平均電流の波形を、時刻ｔ３１〜ｔ３２までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ１の平均電流の波形とし、時刻ｔ３２〜ｔ３３までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ２の平均電流の波形とする。そして、時刻ｔ３３〜ｔ３４までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ３の平均電流の波形とし、時刻ｔ３４〜ｔ３５までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ４の平均電流の波形とする。

一方、インダクタＬ２の平均電流の波形を、時刻ｔ３１〜ｔ３２までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ４の平均電流の波形とし、時刻ｔ３２〜ｔ３３までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ１の平均電流の波形とする。そして、時刻ｔ３３〜ｔ３４までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ２の平均電流の波形とし、時刻ｔ３４〜ｔ３５までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ３の平均電流の波形とする。

また、インダクタＬ３の平均電流の波形を、時刻ｔ３１〜ｔ３２までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ３の平均電流の波形とし、時刻ｔ３２〜ｔ３３までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ４の平均電流の波形とする。そして、時刻ｔ３３〜ｔ３４までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ１の平均電流の波形とし、時刻ｔ３４〜ｔ３５までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ２の平均電流の波形とする。

また、インダクタＬ４の平均電流の波形を、時刻ｔ３１〜ｔ３２までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ２の平均電流の波形とし、時刻ｔ３２〜ｔ３３までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ３の平均電流の波形とする。そして、時刻ｔ３３〜ｔ３４までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ４の平均電流の波形とし、時刻ｔ３４〜ｔ３５までの期間では、図１０に示した時刻ｔ１１〜ｔ１９までの期間におけるインダクタＬ１の平均電流の波形とする。

以上のスイッチング電源装置１Ｂは、上述のスイッチング電源装置１Ａが奏することができる効果に加えて、以下の効果を奏することができる。

インダクタＬ１〜Ｌ４のそれぞれ平均電流の波形が、交流電源の半周期ごとに同一形状の場合には、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ１に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ２に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ３に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ４に流れる電流の総量とは、互いに異なる。このため、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれで発生する損失は、互いに異なる。

また、交流電源の２周期の間にダイオードＤ１に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にダイオードＤ２に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にダイオードＤ３に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にダイオードＤ４に流れる電流の総量とは、互いに異なる。このため、交流電源の２周期の間にダイオードＤ１〜Ｄ４のそれぞれで発生する損失は、互いに異なる。

以上によれば、インダクタＬ１〜Ｌ４のそれぞれ平均電流の波形が、交流電源の半周期ごとに同一形状の場合には、スイッチ素子Ｑ１およびダイオードＤ１を備えるスイッチングコンバータ１２１と、スイッチ素子Ｑ２およびダイオードＤ２を備えるスイッチングコンバータ１２２と、スイッチ素子Ｑ３およびダイオードＤ３を備えるスイッチングコンバータ２３と、スイッチ素子Ｑ４およびダイオードＤ４を備えるスイッチングコンバータ２４と、のそれぞれにおける熱バランスが悪くなる。

ところが、スイッチング電源装置１Ｂでは、インダクタＬ１〜Ｌ４のそれぞれの平均電流の波形を、交流電源の半周期ごとにローテーションさせる。これによれば、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ１に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ２に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ３に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ４に流れる電流の総量とは、同一となる。このため、交流電源の２周期の間にスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれで発生する損失は、同一となる。

また、交流電源の２周期の間にダイオードＤ１に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にダイオードＤ２に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にダイオードＤ３に流れる電流の総量と、交流電源の２周期の間にダイオードＤ４に流れる電流の総量とは、同一となる。このため、交流電源の２周期の間にダイオードＤ１〜Ｄ４のそれぞれで発生する損失は、同一となる。

以上によれば、スイッチング電源装置１Ｂでは、スイッチ素子Ｑ１およびダイオードＤ１を備えるスイッチングコンバータ１２１と、スイッチ素子Ｑ２およびダイオードＤ２を備えるスイッチングコンバータ１２２と、スイッチ素子Ｑ３およびダイオードＤ３を備えるスイッチングコンバータ２３と、スイッチ素子Ｑ４およびダイオードＤ４を備えるスイッチングコンバータ２４と、のそれぞれにおける熱バランスを改善できる。

本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。

例えば、上述の各実施形態では、制御回路は、電流不連続型臨界モード制御を行うこととしたが、これに限らず、例えば電流連続モード制御を行うこととしてもよい。

また、上述の各実施形態では、インダクタの平均電流の波形の立ち上がりや立ち下がりを垂直にしたが、これに限らず、任意の電流傾斜を設け、インダクタの平均電流の波形を台形状にしてもよい。

また、上述の各実施形態において、制御回路は、上述の電流不連続型臨界モード制御や電流連続モード制御に、インターリーブ制御を組み合わせて行うこととしてもよい。これによれば、上述した効果に加えて、入力コンデンサＣ１のリップル電流を低減できるという効果を奏することができる。

また、上述の第１実施形態に係るスイッチング電源装置１には、スイッチングコンバータを２つ設け、上述の第２実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａと、上述の第３実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｂとには、スイッチングコンバータを４つ設けた。しかしながら、これらに限らず、例えばスイッチングコンバータを５つ設けたり、６つ設けたりしてもよい。

また、上述の各実施形態では、備えている全てのスイッチングコンバータを駆動することとしたが、これに限らず、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２を介して接続される負荷に応じて、駆動するスイッチングコンバータの数を変更してもよい。具体的には、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２を介して接続される負荷が軽くなるに従って、駆動するスイッチングコンバータの数を減少させてもよい。これによれば、負荷が軽い場合の損失を低減できる。

また、上述の第３実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｂでは、インダクタＬ１〜Ｌ４のそれぞれの平均電流の波形を、交流電源の半周期ごとにローテーションさせたが、これに限らず、交流電源の半周期の整数倍ごとにローテーションさせればよい。

１、１Ａ、１Ｂ、１００、２００；スイッチング電源装置
２３、２４、１２１、１２２；スイッチングコンバータ
３１、３１Ａ、３１Ｂ、１３１、１３１Ａ；制御回路
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４；インダクタ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４；スイッチ素子

Claims (6)

1. 複数のコンバータを持つスイッチング電源装置を制御する制御手段であって、
   前記各コンバータはそれぞれ入力端子と出力端子を持ち、
   前記各コンバータの入力端子は互いに接続され、
   前記各コンバータの出力端子は互いに接続され、
   前記制御手段は前記スイッチング電源装置の入力電流がゼロではない期間に前記各コンバータのうち少なくとも１つのコンバータの入力電流がゼロとなる期間を設けながら、前記スイッチング電源装置の入力電流が正弦波状になるようにすることを特徴とするスイッチング電源装置の制御手段。
2. 前記各コンバータのうち、少なくとも１つのコンバータの入力電流波形が矩形波状または台形波状になることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置の制御手段。
3. 前記各コンバータのうち、入力電流がゼロでないコンバータの入力電流が等しくなるように制御することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置の制御手段。
4. 前記各コンバータの入力電流がゼロとゼロでない値に切り替わるタイミングが、コンバータの台数をｎ台とした場合、前記スイッチング電源装置の入力電流ピーク値の１／ｎの整数倍となるタイミングであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源装置の制御手段。
5. 前記各コンバータの入力電流波形を、商用半周期の整数倍のタイミングで入れ替えることを特徴とする１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源装置の制御手段。
6. 前記各コンバータのうち少なくとも１つのコンバータの入力電流がゼロとなる期間を設ける制御と設けない制御を、入力電圧に応じて切り替えることを特徴とする１乃至５のいずれかに記載のスイッチング電源装置の制御手段。

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