JP2010213365A - インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチング素子のスイッチング損失を低減してより効率化することができるインバータ装置を提供する。
【解決手段】インバータ装置13は、発電機12の発電により生成した直流中間電圧をスイッチング素子S1〜S4によりPWM変換するとともに交流リアクトルL1,L2にて成形して正弦波の回生電流を生成し、交流商用電源に連系する。インバータ装置13(MPU20等)は、計器用変圧器21により検出された交流商用電源の交流電圧最大値Vacに、交流リアクトルL2による回生電流Iinvにより発生する電圧降下分及びスイッチング素子S1〜S4による電圧降下分を加算した直流電圧値を目標の直流中間電圧Vdc_refとして計算し、直流電圧検知回路25により検出された直流中間電圧Vdcが目標の直流中間電圧Vdc_refに一致するようにスイッチング素子S1〜S4を駆動制御する。
【選択図】図1
【解決手段】インバータ装置13は、発電機12の発電により生成した直流中間電圧をスイッチング素子S1〜S4によりPWM変換するとともに交流リアクトルL1,L2にて成形して正弦波の回生電流を生成し、交流商用電源に連系する。インバータ装置13(MPU20等)は、計器用変圧器21により検出された交流商用電源の交流電圧最大値Vacに、交流リアクトルL2による回生電流Iinvにより発生する電圧降下分及びスイッチング素子S1〜S4による電圧降下分を加算した直流電圧値を目標の直流中間電圧Vdc_refとして計算し、直流電圧検知回路25により検出された直流中間電圧Vdcが目標の直流中間電圧Vdc_refに一致するようにスイッチング素子S1〜S4を駆動制御する。
【選択図】図1
Description
本発明は、電力発生源の発電に基づく直流電力を交流電力に変換して交流商用電源に連系するインバータ装置に関するものである。
従来、インバータ装置として種々のものが提案されている。例えば特許文献1のインバータ装置は、発電機で発生した電圧を交流−直流変換することで直流中間電圧(Vdc)を得る。続いて、インバータ装置は、この直流中間電圧をスイッチング素子(MOSFET、IGBT等)によりPWM変換することで交流商用電源に連系可能な周波数等を有する交流の回生電流(Iinv)を生成するとともに、該回生電流を交流リアクトルを通じて正弦波状に成形し、これを交流電圧(電源電圧)(Vac)の交流商用電源に連系する。
この場合、直流中間電圧は、回生電流(即ち交流商用電源の電力負荷)や発電機の出力(即ち回転速度)によってある電圧範囲で変動することになり、例えば発電機の回転速度が大きいときには直流中間電圧が大きくなる。そこで、特許文献2のインバータ装置では、直流中間電圧が過大に調整されて回生電流の波形に歪みが生じることがないよう、直流中間電圧を一定電圧に制御することが併せて提案されている。
ところで、こうした従来のインバータ装置では、交流商用電源の交流電圧最大値(Vac)と、交流リアクトルによる電圧降下(VL)分及びスイッチング素子による電圧降下分が直流中間電圧(Vdc)とマッチングできないため、スイッチング素子にスイッチング損失として余分な電力が発生することになり、インバータ装置における効率低下を余儀なくされてしまう。
本発明の目的は、スイッチング素子のスイッチング損失を低減してより効率化することができるインバータ装置を提供することにある。
上記問題点を解決するために、請求項1に記載の発明は、電力発生源の発電により生成した直流電圧をスイッチング素子によりPWM変換するとともにリアクトルにて成形して正弦波の回生電流を生成し、交流商用電源に連系するインバータ装置において、前記電力発生源の発電により発生した直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記交流商用電源の交流電圧最大値を検出する電源電圧検出手段と、前記交流商用電源に連系される回生電流を検出する電流検出手段と、前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値に前記リアクトルによる前記回生電流により発生する電圧降下分及び前記スイッチング素子による電圧降下分を加算した直流電圧値を目標の直流電圧として計算する計算手段と、前記検出された直流電圧が前記目標の直流電圧に一致するように前記スイッチング素子を駆動制御する制御手段とを備えたことを要旨とする。
例えば、前記検出された直流電圧が前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値と前記リアクトルによる前記回生電流(Iinv)により発生する電圧降下分及び前記スイッチング素子による電圧降下分を加算した電圧値よりも任意の分大きい場合、任意の分の電圧値と前記回生電流との乗算分が電力損失として前記スイッチング素子で消費される。同構成によれば、前記計算手段は、前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値に前記リアクトルによる前記回生電流(Iinv)により発生する電圧降下分及び前記スイッチング素子による電圧降下分を加算した直流電圧値を前記目標の直流電圧として計算する。従って、前記目標の直流電圧は余分な前記任意の分の電圧値が最小となるように制御されるため、前記スイッチング素子で消費される分を最小にでき、効率化を図ることができる。
本発明では、スイッチング素子のスイッチング損失を低減してより効率化することができるインバータ装置を提供することができる。
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図1は、本実施形態に係るインバータ装置が適用される系統連系システムを示す構成ブロック図である。同図に示されるように、このシステムは、ガスエンジン11を備えるとともに、該ガスエンジン11に駆動連結される三相交流機からなる発電機12を備える。この発電機12は、ガスエンジン11に回転駆動されるロータを有するとともに、中性点Oにおいて一方の端子が共通接続される、いわゆるY結線のU相コイル12a、V相コイル12b及びW相コイル12cを備えた固定子を有する。これらコイル12a〜12cの他方の端子は、インバータ装置13に接続されている。
図1は、本実施形態に係るインバータ装置が適用される系統連系システムを示す構成ブロック図である。同図に示されるように、このシステムは、ガスエンジン11を備えるとともに、該ガスエンジン11に駆動連結される三相交流機からなる発電機12を備える。この発電機12は、ガスエンジン11に回転駆動されるロータを有するとともに、中性点Oにおいて一方の端子が共通接続される、いわゆるY結線のU相コイル12a、V相コイル12b及びW相コイル12cを備えた固定子を有する。これらコイル12a〜12cの他方の端子は、インバータ装置13に接続されている。
すなわち、インバータ装置13は、例えばNチャネルMOSFETからなる6個のトランジスタQ1〜Q6を有するコンバータ回路14を備えており、U相コイル12aの他方の端子はトランジスタQ1,Q2の接続点Nuに、V相コイル12bの他方の端子はトランジスタQ3,Q4の接続点Nvに、W相コイル12cの他方の端子はトランジスタQ5,Q6の接続点Nwにそれぞれ接続されている。そして、トランジスタQ1,Q3,Q5のドレインは正極端子N1に接続されており、トランジスタQ2,Q4,Q6のソースは負極端子N2に接続されている。また、各トランジスタQ1〜Q6のゲートは、コンバータゲート15に接続されている。コンバータ回路14は、コンバータゲート15により各トランジスタQ1〜Q6のゲートが個別にオン・オフ駆動されることで、発電機12の生成した交流電力を直流電力に変換し、正極端子N1及び負極端子N2間に直流中間電圧(Vdc)を出力する。なお、正極端子N1及び負極端子N2には、平滑用の有極性コンデンサCの両端子がそれぞれ接続されている。
また、インバータ装置13は、正極端子N1及び負極端子N2に接続されたインバータ回路16を備えている。このインバータ回路16は、例えばNチャネルMOSFETからなる4個のスイッチング素子S1〜S4を有しており、スイッチング素子S1,S3のドレインは正極端子N1に接続されるとともに、スイッチング素子S2,S4のソースは負極端子N2に接続されている。そして、スイッチング素子S1,S2の接続点N3は交流リアクトルL1の一方の端子に接続されるとともに、スイッチング素子S3,S4の接続点N4は交流リアクトルL2の一方の端子に接続されている。さらに、各スイッチング素子S1〜S4のゲートは、インバータゲート17に接続されている。インバータ回路16は、インバータゲート17により各スイッチング素子S1〜S4のゲートが個別にオン・オフ駆動されることで、正極端子N1及び負極端子N2間の直流中間電圧(直流電力)を交流電力に変換し、交流リアクトルL1,L2に互いに逆相となる交流の回生電流(Iinv)を出力する。
なお、交流リアクトルL1,L2は、インバータ回路16から出力される回生電流(Iinv)を正弦波に成形するためのもので、各々の他方の端子は同相ノイズ低減用のフィルタ18を介してリレー19のスイッチ19a,19bにそれぞれ接続されている。そして、リレー19は、例えば200Vの交流電圧(Va)を有する交流商用電源に接続されている。すなわち、スイッチ19a,19bは、内部(例えば家庭内)の電力負荷(図示略)に接続される交流商用電源のU相電線U及びV相電線Vにそれぞれ接続されており、インバータ装置13及び交流商用電源間の導通・非導通(連系・非連系)を切り替える。なお、交流商用電源の中性相電線Nは接地されている。
ここで、U相電線U、V相電線V及び中性相電線Nは計器用変圧器21の一次側に接続されるとともに、該計器用変圧器21の二次側の両出力端子は増幅器22の非反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ接続されている。そして、増幅器22の出力端子は、MPU(Micro Processor Unit)20のA/D変換部に接続されている。増幅器22は、計器用変圧器21において生成されたU相電線U及びV相電線V間の交流電圧(Va)に応じた大きさの電圧を整流・増幅するとともに、該増幅した電圧をMPU20のA/D変換部に出力する。これにより、MPU20は、内部の電力負荷に供給される現在の交流電圧最大値Vacを検出する。
また、分電盤内には、U相電線U及びV相電線Vに配設されてMPU20のA/D変換部にそれぞれ接続されたカレントトランスからなる電流センサ23,24が設置されている。電流センサ23,24は、U相電線U及びV相電線Vを流れる交流電流(Ir,Is)に応じた大きさの電圧をMPU20のA/D変換部にそれぞれ出力する。これにより、MPU20は、内部の電力負荷に供給される現在の交流電流Ir,Isを検出する。
さらに、前記正極端子N1及び前記負極端子N2には、有極性コンデンサCと並列で直流電圧検知回路(例えば抵抗器)25が接続されるとともに、該直流電圧検知回路25には、アイソレーションアンプ26を介してMPU20のA/D変換部が接続されている。直流電圧検知回路25は、正極端子N1及び負極端子N2間の直流中間電圧(Vdc)に応じた大きさの直流電圧をアイソレーションアンプ26を介してMPU20のA/D変換部に出力する。これにより、MPU20は、正極端子N1及び負極端子N2間の現在の直流中間電圧Vdcを検出する。
また、前記接続点N4及び前記交流リアクトルL2間には、カレントトランスからなる電流センサ27が設けられている。この電流センサ27は、MPU20のA/D変換部に接続されており、該交流リアクトルL2に流れる交流電流(Iinv)に応じた大きさの電圧をMPU20のA/D変換部に出力する。これにより、MPU20は、交流リアクトルL2に流れる現在の回生電流Iinvを検出する。
さらに、前記接続点Nu及び前記U相コイル12a間、並びに前記接続点Nw及び前記W相コイル12c間には、カレントトランスからなる電流センサ28,29が配設されている。これら電流センサ28,29は、MPU20のA/D変換部に個別に接続されており、U相コイル12a又はW相コイル12cに流れる交流電流(Iu,Iw)に応じた大きさの電圧をMPU20のA/D変換部に出力する。これにより、MPU20は、U相コイル12a又はW相コイル12cに流れる現在の発電機出力電流Iu,Iwを検出する。
前記増幅器22の出力端子は、PLL(Phase Locked Loop )回路31に接続されている。このPLL回路31は、内部の電力負荷に供給される交流電圧(即ち交流商用電源)に同期する出力信号を生成するもので、出力制御部32に接続されている。この出力制御部32は、前記アイソレーションアンプ26に接続されており、正極端子N1及び負極端子N2間の現在の直流中間電圧Vdcに相関する直流電圧を入力する。また、出力制御部32は、MPU20のD/A変換部に接続されており、以下の手順に従って計算された目標とする直流中間電圧Vdc_refに相関する直流電圧を入力する。
そして、出力制御部32は、直流中間電圧Vdc及び目標とする直流中間電圧Vdc_refにそれぞれ相関する両直流電圧の大小関係並びにPLL回路31の出力信号に応じた出力制御信号を生成し、前記インバータゲート17に出力する。これにより、インバータゲート17は、交流商用電源に同期するとともに両直流中間電圧Vdc,Vdc_refが一致するように増減される正弦波の回生電流(Iinv)を生成すべく、インバータ回路16の各スイッチング素子S1〜S4のゲートをオン・オフ駆動する。
ここで、MPU20による直流中間電圧Vdc_refの計算態様について説明する。まず、正極端子N1及び負極端子N2間の直流中間電圧(Vdc)がスイッチング素子S1〜S4(インバータ回路16)によりPWM変換される際、各スイッチング素子S1〜S4で発生する電圧降下をVsで表し、交流リアクトル(L2)に回生電流Iinvが流れることで発生する電圧降下をVLで表すものとする。この場合、降下電圧Vsは、下式(1)(2)で表される。
Vs=Vdc−VL−√2Vac−Von …(1)
ただし、
VL=j×ω×L×Iinv …(2)
(L:交流リアクトルのインダクタンス、ω:交流商用電源の周波数の角速度)
なお、Vonは、スイッチング素子S1〜S4のオン電圧であって、構造によって決定される一定値(例えば1.8〜2.5V)である。
ただし、
VL=j×ω×L×Iinv …(2)
(L:交流リアクトルのインダクタンス、ω:交流商用電源の周波数の角速度)
なお、Vonは、スイッチング素子S1〜S4のオン電圧であって、構造によって決定される一定値(例えば1.8〜2.5V)である。
そして、スイッチング素子S1〜S4での損失Psは下式(3)で表される。
Ps=(Vs+Von)×Iinv
+2×(テール電流による素子スイッチング損失) …(3)
従って、式(3)の右辺2項目のテール電流による素子スイッチング損失を除けば、Vsを零にすればPsが最小になることから、本実施形態では、目標とする直流中間電圧Vdc_refを下式(4)によって求めている。
Ps=(Vs+Von)×Iinv
+2×(テール電流による素子スイッチング損失) …(3)
従って、式(3)の右辺2項目のテール電流による素子スイッチング損失を除けば、Vsを零にすればPsが最小になることから、本実施形態では、目標とする直流中間電圧Vdc_refを下式(4)によって求めている。
Vdc_ref=VL+√2Vac+Von …(4)
そして、前記出力制御部32は、現在の直流中間電圧Vdcが目標とする直流中間電圧Vdc_refに一致するように回生電流Iinvを増減させるべく、前記インバータゲート17を駆動制御する。例えば現在の直流中間電圧Vdcが目標とする直流中間電圧Vdc_refよりも小さいときには、式(2)(4)から直流中間電圧Vdc_refを減少させるべく、回生電流Iinvが減少するように前記インバータゲート17を駆動制御する。
そして、前記出力制御部32は、現在の直流中間電圧Vdcが目標とする直流中間電圧Vdc_refに一致するように回生電流Iinvを増減させるべく、前記インバータゲート17を駆動制御する。例えば現在の直流中間電圧Vdcが目標とする直流中間電圧Vdc_refよりも小さいときには、式(2)(4)から直流中間電圧Vdc_refを減少させるべく、回生電流Iinvが減少するように前記インバータゲート17を駆動制御する。
前記電流センサ28,29は、例えば整流回路からなる交直変換器33の両入力端子に接続されており、発電機出力電流(Iu,Iw)の差分に相当する交流電圧を整流した直流電圧を比較器34の反転入力端子に出力する。一方、比較器34の非反転入力端子は、MPU20のD/A変換部に接続されており、該MPU20により設定された目標とする発電機出力電流Ige_refに相関する直流電圧を入力する。なお、発電機出力電流Ige_refは、下式(5)に従って計算される現在の受電端電力Pw(内部の電力負荷に供給している電力)に基づくマップに従ってMPU20により求められる演算値である。
Pw=Vac×(Ir+Is)/2 …(5)
そして、比較器34の出力端子は、PWM変換部35に接続されており、比較器34は、交直変換器33から出力された直流電圧及び発電機出力電流Ige_refに相関する直流電圧の大小関係に応じたレベルを有する出力信号を生成して、PWM変換部35に出力する。
そして、比較器34の出力端子は、PWM変換部35に接続されており、比較器34は、交直変換器33から出力された直流電圧及び発電機出力電流Ige_refに相関する直流電圧の大小関係に応じたレベルを有する出力信号を生成して、PWM変換部35に出力する。
そして、PWM変換部35は、比較器34の出力信号のレベルに応じた出力制御信号を生成し、前記コンバータゲート15に出力する。これにより、コンバータゲート15は、発電機出力電流Ige_refに一致する発電機出力電流(Iu,Iw)を生成するようにコンバータ回路14の各トランジスタQ1〜Q6のゲートをオン・オフ駆動する。また、これに先立って、MPU20は、適宜の通信手段を介してガスエンジン11の制御装置に制御指令を送信する。これにより、ガスエンジン11は、所要の発電機出力電流(Iu,Iw)を生成し得るようにその回転速度が制御される。
なお、このように回転速度制御されたガスエンジン11に回転駆動されることで、発電機12において所要の発電機出力電流が生成され、コンバータ回路14において直流電力に変換されて、正極端子N1及び負極端子N2間に直流中間電圧(Vdc)が生成されることは既述のとおりである。なお、直流中間電圧は、コンバータ回路14における直流電力への変換に際し、変換前の交流電圧の波高値よりも大きくなるように、例えば360V〜380V程度に昇圧されている。
次に、MPU20等による系統連系システムの制御態様、特にインバータ装置13(インバータ回路16)の回生電流Iinvの制御態様について図2のフローチャートに従って総括して説明する。
まず、系統連系システムの電源がオンされると(S1)、ガスエンジン11が始動される(S2)。そして、ガスエンジン11の始動により、該ガスエンジン11に回転駆動される発電機12において発電が開始される。なお、ガスエンジン11に始動に際しては、インバータ装置13により発電機12を電動機(始動用モータ)として駆動して、あるいは専用の始動用モータを駆動して、ガスエンジン11の回転軸を回転させればよい。
続いて、前述の式(5)に従って現在の受電端電力Pwが計算される(S3)。そして、目標とするインバータ装置13の出力電力が受電端電力Pwに設定される。これに伴い、適宜の通信手段を介してガスエンジン11の制御装置に制御指令が送信されることで、所要の発電機出力電流(Iu,Iw)を生成し得るようにガスエンジン11の回転速度が制御される。
次に、現在の受電端電力Pwに基づくマップによって演算される目標の発電機出力電流Ige_refが設定されるとともに、前述の式(4)によって計算される目標の直流中間電圧Vdc_refが設定される(S6)。これにより、発電機出力電流Ige_refを有する発電機出力電流を生成するようにコンバータ回路14が駆動制御されて、正極端子N1及び負極端子N2間の直流中間電圧(Vdc)が昇圧される(S7)。
続いて、現在の直流中間電圧Vdcが目標の直流中間電圧Vdc_refよりも小さいか否かが判断される(S8)。そして、直流中間電圧Vdcが直流中間電圧Vdc_refよりも小さいと判断されると、前述の式(2)(4)から明らかなように、直流中間電圧Vdc_refを減少させるべく、回生電流Iinvが減少される(S9)。また、直流中間電圧Vdcが直流中間電圧Vdc_ref以上と判断されると、直流中間電圧Vdc_refを増加させるべく、回生電流Iinvが増加される(S9)。なお、このような回生電流Iinvの増減補正は、インバータ回路16の駆動制御によって行われる。そして、S9又はS10において直流中間電圧Vdc,Vdc_refの大小関係に応じた回生電流Iinvの増減補正が行われると、S3に戻って同様の処理が繰り返される。
以上詳述したように、本実施形態によれば、以下に示す効果が得られるようになる。
(1)本実施形態では、検出された交流商用電源の交流電圧最大値Vac(√2Vac)に交流リアクトルL2(,L1)による回生電流Iinvにより発生する電圧降下VL分及びスイッチング素子S1〜S4による電圧降下分(オン電圧Von分)を加算した直流電圧値を目標の直流電圧Vdc_refとして計算される。従って、目標の直流電圧Vdc_refは余分な任意の分の電圧値(Vs)が最小となるように制御されるため、スイッチング素子S1〜S4で消費される分を最小にでき、効率化を図ることができる。
(1)本実施形態では、検出された交流商用電源の交流電圧最大値Vac(√2Vac)に交流リアクトルL2(,L1)による回生電流Iinvにより発生する電圧降下VL分及びスイッチング素子S1〜S4による電圧降下分(オン電圧Von分)を加算した直流電圧値を目標の直流電圧Vdc_refとして計算される。従って、目標の直流電圧Vdc_refは余分な任意の分の電圧値(Vs)が最小となるように制御されるため、スイッチング素子S1〜S4で消費される分を最小にでき、効率化を図ることができる。
なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・前記実施形態において、トランジスタQ1〜Q6、スイッチング素子S1〜S4はIGBT等であってもよい。
・前記実施形態において、トランジスタQ1〜Q6、スイッチング素子S1〜S4はIGBT等であってもよい。
・前記実施形態において、電流センサ27は、前記接続点N4及び前記交流リアクトルL2間に代えて、若しくはこれに加えて、前記接続点N3及び前記交流リアクトルL1間に設けてもよい。
・前記実施形態において、インバータ装置13を、三相の交流商用電源に連系してもよい。
・前記実施形態において、電力発生源の発電電力は、太陽電池や燃料電池などの直流電力、あるいは、風力発電機やガスタービン発電機などの交流電力をコンバータを介して変換した直流電力であってもよい。
・前記実施形態において、電力発生源の発電電力は、太陽電池や燃料電池などの直流電力、あるいは、風力発電機やガスタービン発電機などの交流電力をコンバータを介して変換した直流電力であってもよい。
次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想について以下に追記する。
・請求項1に記載のインバータ装置において、
前記目標の直流電圧をVdc_ref、前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値をVac、前記検出された回生電流をIinv、前記スイッチング素子のオン電圧(電圧降下)をVonでそれぞれ表すと、前記計算手段は、
Vdc_ref=VL+√2Vac+Von
ただし、
VL=j×ω×L×Iinv
(L:インダクタンス、ω:交流商用電源の周波数の角速度)
に基づき、前記目標の直流電圧を計算することを特徴とするインバータ装置。
・請求項1に記載のインバータ装置において、
前記目標の直流電圧をVdc_ref、前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値をVac、前記検出された回生電流をIinv、前記スイッチング素子のオン電圧(電圧降下)をVonでそれぞれ表すと、前記計算手段は、
Vdc_ref=VL+√2Vac+Von
ただし、
VL=j×ω×L×Iinv
(L:インダクタンス、ω:交流商用電源の周波数の角速度)
に基づき、前記目標の直流電圧を計算することを特徴とするインバータ装置。
L1,L2…交流リアクトル(リアクトル)、S1〜S4…スイッチング素子、11…ガスエンジン(電力発生源)、12…発電機(電力発生源)、14…コンバータ回路(電力発生源)、13…インバータ装置、16…インバータ回路、20…MPU(計算手段、制御手段)、21…計器用変圧器(電源電圧検出手段)、25…直流電圧検知回路(直流電圧検出手段)、27…電流センサ(電流検出手段)、31…PLL回路(制御手段)、32…出力制御部(制御手段)、17…インバータゲート(制御手段)。
Claims (1)
- 電力発生源の発電により生成した直流電圧をスイッチング素子によりPWM変換するとともにリアクトルにて成形して正弦波の回生電流を生成し、交流商用電源に連系するインバータ装置において、
前記電力発生源の発電により発生した直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記交流商用電源の交流電圧最大値を検出する電源電圧検出手段と、
前記交流商用電源に連系される回生電流を検出する電流検出手段と、
前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値に前記リアクトルによる前記回生電流により発生する電圧降下分及び前記スイッチング素子による電圧降下分を加算した直流電圧値を目標の直流電圧として計算する計算手段と、
前記検出された直流電圧が前記目標の直流電圧に一致するように前記スイッチング素子を駆動制御する制御手段とを備えたことを特徴とするインバータ装置。
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JP2009053269A Pending JP2010213365A (ja) | 2009-03-06 | 2009-03-06 | インバータ装置 |
Country Status (1)
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JP (1) | JP2010213365A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012186939A (ja) * | 2011-03-07 | 2012-09-27 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | インバータ装置 |
US8916992B2 (en) | 2010-06-25 | 2014-12-23 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Power generating system |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003032897A (ja) * | 2001-04-05 | 2003-01-31 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 太陽光発電装置 |
JP2006101581A (ja) * | 2004-09-28 | 2006-04-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 系統連系インバータ |
-
2009
- 2009-03-06 JP JP2009053269A patent/JP2010213365A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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