JP2010213365A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子のスイッチング損失を低減してより効率化することができるインバータ装置を提供する。
【解決手段】インバータ装置１３は、発電機１２の発電により生成した直流中間電圧をスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４によりＰＷＭ変換するとともに交流リアクトルＬ１，Ｌ２にて成形して正弦波の回生電流を生成し、交流商用電源に連系する。インバータ装置１３（ＭＰＵ２０等）は、計器用変圧器２１により検出された交流商用電源の交流電圧最大値Ｖａｃに、交流リアクトルＬ２による回生電流Ｉｉｎｖにより発生する電圧降下分及びスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４による電圧降下分を加算した直流電圧値を目標の直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして計算し、直流電圧検知回路２５により検出された直流中間電圧Ｖｄｃが目標の直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆに一致するようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を駆動制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力発生源の発電に基づく直流電力を交流電力に変換して交流商用電源に連系するインバータ装置に関するものである。

従来、インバータ装置として種々のものが提案されている。例えば特許文献１のインバータ装置は、発電機で発生した電圧を交流−直流変換することで直流中間電圧（Ｖｄｃ）を得る。続いて、インバータ装置は、この直流中間電圧をスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等）によりＰＷＭ変換することで交流商用電源に連系可能な周波数等を有する交流の回生電流（Ｉｉｎｖ）を生成するとともに、該回生電流を交流リアクトルを通じて正弦波状に成形し、これを交流電圧（電源電圧）（Ｖａｃ）の交流商用電源に連系する。

この場合、直流中間電圧は、回生電流（即ち交流商用電源の電力負荷）や発電機の出力（即ち回転速度）によってある電圧範囲で変動することになり、例えば発電機の回転速度が大きいときには直流中間電圧が大きくなる。そこで、特許文献２のインバータ装置では、直流中間電圧が過大に調整されて回生電流の波形に歪みが生じることがないよう、直流中間電圧を一定電圧に制御することが併せて提案されている。

特開２００２−１０１５６０号公報 特許第３９５０７０６号公報

ところで、こうした従来のインバータ装置では、交流商用電源の交流電圧最大値（Ｖａｃ）と、交流リアクトルによる電圧降下（ＶＬ）分及びスイッチング素子による電圧降下分が直流中間電圧（Ｖｄｃ）とマッチングできないため、スイッチング素子にスイッチング損失として余分な電力が発生することになり、インバータ装置における効率低下を余儀なくされてしまう。

本発明の目的は、スイッチング素子のスイッチング損失を低減してより効率化することができるインバータ装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、電力発生源の発電により生成した直流電圧をスイッチング素子によりＰＷＭ変換するとともにリアクトルにて成形して正弦波の回生電流を生成し、交流商用電源に連系するインバータ装置において、前記電力発生源の発電により発生した直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記交流商用電源の交流電圧最大値を検出する電源電圧検出手段と、前記交流商用電源に連系される回生電流を検出する電流検出手段と、前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値に前記リアクトルによる前記回生電流により発生する電圧降下分及び前記スイッチング素子による電圧降下分を加算した直流電圧値を目標の直流電圧として計算する計算手段と、前記検出された直流電圧が前記目標の直流電圧に一致するように前記スイッチング素子を駆動制御する制御手段とを備えたことを要旨とする。

例えば、前記検出された直流電圧が前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値と前記リアクトルによる前記回生電流（Ｉｉｎｖ）により発生する電圧降下分及び前記スイッチング素子による電圧降下分を加算した電圧値よりも任意の分大きい場合、任意の分の電圧値と前記回生電流との乗算分が電力損失として前記スイッチング素子で消費される。同構成によれば、前記計算手段は、前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値に前記リアクトルによる前記回生電流（Ｉｉｎｖ）により発生する電圧降下分及び前記スイッチング素子による電圧降下分を加算した直流電圧値を前記目標の直流電圧として計算する。従って、前記目標の直流電圧は余分な前記任意の分の電圧値が最小となるように制御されるため、前記スイッチング素子で消費される分を最小にでき、効率化を図ることができる。

本発明では、スイッチング素子のスイッチング損失を低減してより効率化することができるインバータ装置を提供することができる。

本発明が適用される系統連系システムを示す構成ブロック図。 同実施形態の制御態様を示すフローチャート。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態に係るインバータ装置が適用される系統連系システムを示す構成ブロック図である。同図に示されるように、このシステムは、ガスエンジン１１を備えるとともに、該ガスエンジン１１に駆動連結される三相交流機からなる発電機１２を備える。この発電機１２は、ガスエンジン１１に回転駆動されるロータを有するとともに、中性点Ｏにおいて一方の端子が共通接続される、いわゆるＹ結線のＵ相コイル１２ａ、Ｖ相コイル１２ｂ及びＷ相コイル１２ｃを備えた固定子を有する。これらコイル１２ａ〜１２ｃの他方の端子は、インバータ装置１３に接続されている。

すなわち、インバータ装置１３は、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる６個のトランジスタＱ１〜Ｑ６を有するコンバータ回路１４を備えており、Ｕ相コイル１２ａの他方の端子はトランジスタＱ１，Ｑ２の接続点Ｎｕに、Ｖ相コイル１２ｂの他方の端子はトランジスタＱ３，Ｑ４の接続点Ｎｖに、Ｗ相コイル１２ｃの他方の端子はトランジスタＱ５，Ｑ６の接続点Ｎｗにそれぞれ接続されている。そして、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５のドレインは正極端子Ｎ１に接続されており、トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６のソースは負極端子Ｎ２に接続されている。また、各トランジスタＱ１〜Ｑ６のゲートは、コンバータゲート１５に接続されている。コンバータ回路１４は、コンバータゲート１５により各トランジスタＱ１〜Ｑ６のゲートが個別にオン・オフ駆動されることで、発電機１２の生成した交流電力を直流電力に変換し、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２間に直流中間電圧（Ｖｄｃ）を出力する。なお、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２には、平滑用の有極性コンデンサＣの両端子がそれぞれ接続されている。

また、インバータ装置１３は、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２に接続されたインバータ回路１６を備えている。このインバータ回路１６は、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる４個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有しており、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のドレインは正極端子Ｎ１に接続されるとともに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のソースは負極端子Ｎ２に接続されている。そして、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点Ｎ３は交流リアクトルＬ１の一方の端子に接続されるとともに、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続点Ｎ４は交流リアクトルＬ２の一方の端子に接続されている。さらに、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲートは、インバータゲート１７に接続されている。インバータ回路１６は、インバータゲート１７により各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲートが個別にオン・オフ駆動されることで、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２間の直流中間電圧（直流電力）を交流電力に変換し、交流リアクトルＬ１，Ｌ２に互いに逆相となる交流の回生電流（Ｉｉｎｖ）を出力する。

なお、交流リアクトルＬ１，Ｌ２は、インバータ回路１６から出力される回生電流（Ｉｉｎｖ）を正弦波に成形するためのもので、各々の他方の端子は同相ノイズ低減用のフィルタ１８を介してリレー１９のスイッチ１９ａ，１９ｂにそれぞれ接続されている。そして、リレー１９は、例えば２００Ｖの交流電圧（Ｖａ）を有する交流商用電源に接続されている。すなわち、スイッチ１９ａ，１９ｂは、内部（例えば家庭内）の電力負荷（図示略）に接続される交流商用電源のＵ相電線Ｕ及びＶ相電線Ｖにそれぞれ接続されており、インバータ装置１３及び交流商用電源間の導通・非導通（連系・非連系）を切り替える。なお、交流商用電源の中性相電線Ｎは接地されている。

ここで、Ｕ相電線Ｕ、Ｖ相電線Ｖ及び中性相電線Ｎは計器用変圧器２１の一次側に接続されるとともに、該計器用変圧器２１の二次側の両出力端子は増幅器２２の非反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ接続されている。そして、増幅器２２の出力端子は、ＭＰＵ（Micro Processor Unit）２０のＡ／Ｄ変換部に接続されている。増幅器２２は、計器用変圧器２１において生成されたＵ相電線Ｕ及びＶ相電線Ｖ間の交流電圧（Ｖａ）に応じた大きさの電圧を整流・増幅するとともに、該増幅した電圧をＭＰＵ２０のＡ／Ｄ変換部に出力する。これにより、ＭＰＵ２０は、内部の電力負荷に供給される現在の交流電圧最大値Ｖａｃを検出する。

また、分電盤内には、Ｕ相電線Ｕ及びＶ相電線Ｖに配設されてＭＰＵ２０のＡ／Ｄ変換部にそれぞれ接続されたカレントトランスからなる電流センサ２３，２４が設置されている。電流センサ２３，２４は、Ｕ相電線Ｕ及びＶ相電線Ｖを流れる交流電流（Ｉｒ，Ｉｓ）に応じた大きさの電圧をＭＰＵ２０のＡ／Ｄ変換部にそれぞれ出力する。これにより、ＭＰＵ２０は、内部の電力負荷に供給される現在の交流電流Ｉｒ，Ｉｓを検出する。

さらに、前記正極端子Ｎ１及び前記負極端子Ｎ２には、有極性コンデンサＣと並列で直流電圧検知回路（例えば抵抗器）２５が接続されるとともに、該直流電圧検知回路２５には、アイソレーションアンプ２６を介してＭＰＵ２０のＡ／Ｄ変換部が接続されている。直流電圧検知回路２５は、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２間の直流中間電圧（Ｖｄｃ）に応じた大きさの直流電圧をアイソレーションアンプ２６を介してＭＰＵ２０のＡ／Ｄ変換部に出力する。これにより、ＭＰＵ２０は、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２間の現在の直流中間電圧Ｖｄｃを検出する。

また、前記接続点Ｎ４及び前記交流リアクトルＬ２間には、カレントトランスからなる電流センサ２７が設けられている。この電流センサ２７は、ＭＰＵ２０のＡ／Ｄ変換部に接続されており、該交流リアクトルＬ２に流れる交流電流（Ｉｉｎｖ）に応じた大きさの電圧をＭＰＵ２０のＡ／Ｄ変換部に出力する。これにより、ＭＰＵ２０は、交流リアクトルＬ２に流れる現在の回生電流Ｉｉｎｖを検出する。

さらに、前記接続点Ｎｕ及び前記Ｕ相コイル１２ａ間、並びに前記接続点Ｎｗ及び前記Ｗ相コイル１２ｃ間には、カレントトランスからなる電流センサ２８，２９が配設されている。これら電流センサ２８，２９は、ＭＰＵ２０のＡ／Ｄ変換部に個別に接続されており、Ｕ相コイル１２ａ又はＷ相コイル１２ｃに流れる交流電流（Ｉｕ，Ｉｗ）に応じた大きさの電圧をＭＰＵ２０のＡ／Ｄ変換部に出力する。これにより、ＭＰＵ２０は、Ｕ相コイル１２ａ又はＷ相コイル１２ｃに流れる現在の発電機出力電流Ｉｕ，Ｉｗを検出する。

前記増幅器２２の出力端子は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop ）回路３１に接続されている。このＰＬＬ回路３１は、内部の電力負荷に供給される交流電圧（即ち交流商用電源）に同期する出力信号を生成するもので、出力制御部３２に接続されている。この出力制御部３２は、前記アイソレーションアンプ２６に接続されており、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２間の現在の直流中間電圧Ｖｄｃに相関する直流電圧を入力する。また、出力制御部３２は、ＭＰＵ２０のＤ／Ａ変換部に接続されており、以下の手順に従って計算された目標とする直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆに相関する直流電圧を入力する。

そして、出力制御部３２は、直流中間電圧Ｖｄｃ及び目標とする直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆにそれぞれ相関する両直流電圧の大小関係並びにＰＬＬ回路３１の出力信号に応じた出力制御信号を生成し、前記インバータゲート１７に出力する。これにより、インバータゲート１７は、交流商用電源に同期するとともに両直流中間電圧Ｖｄｃ，Ｖｄｃ＿ｒｅｆが一致するように増減される正弦波の回生電流（Ｉｉｎｖ）を生成すべく、インバータ回路１６の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲートをオン・オフ駆動する。

ここで、ＭＰＵ２０による直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆの計算態様について説明する。まず、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２間の直流中間電圧（Ｖｄｃ）がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４（インバータ回路１６）によりＰＷＭ変換される際、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４で発生する電圧降下をＶｓで表し、交流リアクトル（Ｌ２）に回生電流Ｉｉｎｖが流れることで発生する電圧降下をＶＬで表すものとする。この場合、降下電圧Ｖｓは、下式（１）（２）で表される。

Ｖｓ＝Ｖｄｃ−ＶＬ−√２Ｖａｃ−Ｖｏｎ …（１）
ただし、
ＶＬ＝ｊ×ω×Ｌ×Ｉｉｎｖ …（２）
（Ｌ：交流リアクトルのインダクタンス、ω：交流商用電源の周波数の角速度）
なお、Ｖｏｎは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン電圧であって、構造によって決定される一定値（例えば１．８〜２．５Ｖ）である。

そして、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失Ｐｓは下式（３）で表される。
Ｐｓ＝（Ｖｓ＋Ｖｏｎ）×Ｉｉｎｖ
＋２×（テール電流による素子スイッチング損失） …（３）
従って、式（３）の右辺２項目のテール電流による素子スイッチング損失を除けば、Ｖｓを零にすればＰｓが最小になることから、本実施形態では、目標とする直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを下式（４）によって求めている。

Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＝ＶＬ＋√２Ｖａｃ＋Ｖｏｎ …（４）
そして、前記出力制御部３２は、現在の直流中間電圧Ｖｄｃが目標とする直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆに一致するように回生電流Ｉｉｎｖを増減させるべく、前記インバータゲート１７を駆動制御する。例えば現在の直流中間電圧Ｖｄｃが目標とする直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆよりも小さいときには、式（２）（４）から直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを減少させるべく、回生電流Ｉｉｎｖが減少するように前記インバータゲート１７を駆動制御する。

前記電流センサ２８，２９は、例えば整流回路からなる交直変換器３３の両入力端子に接続されており、発電機出力電流（Ｉｕ，Ｉｗ）の差分に相当する交流電圧を整流した直流電圧を比較器３４の反転入力端子に出力する。一方、比較器３４の非反転入力端子は、ＭＰＵ２０のＤ／Ａ変換部に接続されており、該ＭＰＵ２０により設定された目標とする発電機出力電流Ｉｇｅ＿ｒｅｆに相関する直流電圧を入力する。なお、発電機出力電流Ｉｇｅ＿ｒｅｆは、下式（５）に従って計算される現在の受電端電力Ｐｗ（内部の電力負荷に供給している電力）に基づくマップに従ってＭＰＵ２０により求められる演算値である。

Ｐｗ＝Ｖａｃ×（Ｉｒ＋Ｉｓ）／２ …（５）
そして、比較器３４の出力端子は、ＰＷＭ変換部３５に接続されており、比較器３４は、交直変換器３３から出力された直流電圧及び発電機出力電流Ｉｇｅ＿ｒｅｆに相関する直流電圧の大小関係に応じたレベルを有する出力信号を生成して、ＰＷＭ変換部３５に出力する。

そして、ＰＷＭ変換部３５は、比較器３４の出力信号のレベルに応じた出力制御信号を生成し、前記コンバータゲート１５に出力する。これにより、コンバータゲート１５は、発電機出力電流Ｉｇｅ＿ｒｅｆに一致する発電機出力電流（Ｉｕ，Ｉｗ）を生成するようにコンバータ回路１４の各トランジスタＱ１〜Ｑ６のゲートをオン・オフ駆動する。また、これに先立って、ＭＰＵ２０は、適宜の通信手段を介してガスエンジン１１の制御装置に制御指令を送信する。これにより、ガスエンジン１１は、所要の発電機出力電流（Ｉｕ，Ｉｗ）を生成し得るようにその回転速度が制御される。

なお、このように回転速度制御されたガスエンジン１１に回転駆動されることで、発電機１２において所要の発電機出力電流が生成され、コンバータ回路１４において直流電力に変換されて、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２間に直流中間電圧（Ｖｄｃ）が生成されることは既述のとおりである。なお、直流中間電圧は、コンバータ回路１４における直流電力への変換に際し、変換前の交流電圧の波高値よりも大きくなるように、例えば３６０Ｖ〜３８０Ｖ程度に昇圧されている。

次に、ＭＰＵ２０等による系統連系システムの制御態様、特にインバータ装置１３（インバータ回路１６）の回生電流Ｉｉｎｖの制御態様について図２のフローチャートに従って総括して説明する。

まず、系統連系システムの電源がオンされると（Ｓ１）、ガスエンジン１１が始動される（Ｓ２）。そして、ガスエンジン１１の始動により、該ガスエンジン１１に回転駆動される発電機１２において発電が開始される。なお、ガスエンジン１１に始動に際しては、インバータ装置１３により発電機１２を電動機（始動用モータ）として駆動して、あるいは専用の始動用モータを駆動して、ガスエンジン１１の回転軸を回転させればよい。

続いて、前述の式（５）に従って現在の受電端電力Ｐｗが計算される（Ｓ３）。そして、目標とするインバータ装置１３の出力電力が受電端電力Ｐｗに設定される。これに伴い、適宜の通信手段を介してガスエンジン１１の制御装置に制御指令が送信されることで、所要の発電機出力電流（Ｉｕ，Ｉｗ）を生成し得るようにガスエンジン１１の回転速度が制御される。

次に、現在の受電端電力Ｐｗに基づくマップによって演算される目標の発電機出力電流Ｉｇｅ＿ｒｅｆが設定されるとともに、前述の式（４）によって計算される目標の直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆが設定される（Ｓ６）。これにより、発電機出力電流Ｉｇｅ＿ｒｅｆを有する発電機出力電流を生成するようにコンバータ回路１４が駆動制御されて、正極端子Ｎ１及び負極端子Ｎ２間の直流中間電圧（Ｖｄｃ）が昇圧される（Ｓ７）。

続いて、現在の直流中間電圧Ｖｄｃが目標の直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆよりも小さいか否かが判断される（Ｓ８）。そして、直流中間電圧Ｖｄｃが直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆよりも小さいと判断されると、前述の式（２）（４）から明らかなように、直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを減少させるべく、回生電流Ｉｉｎｖが減少される（Ｓ９）。また、直流中間電圧Ｖｄｃが直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆ以上と判断されると、直流中間電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを増加させるべく、回生電流Ｉｉｎｖが増加される（Ｓ９）。なお、このような回生電流Ｉｉｎｖの増減補正は、インバータ回路１６の駆動制御によって行われる。そして、Ｓ９又はＳ１０において直流中間電圧Ｖｄｃ，Ｖｄｃ＿ｒｅｆの大小関係に応じた回生電流Ｉｉｎｖの増減補正が行われると、Ｓ３に戻って同様の処理が繰り返される。

以上詳述したように、本実施形態によれば、以下に示す効果が得られるようになる。
（１）本実施形態では、検出された交流商用電源の交流電圧最大値Ｖａｃ（√２Ｖａｃ）に交流リアクトルＬ２（，Ｌ１）による回生電流Ｉｉｎｖにより発生する電圧降下ＶＬ分及びスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４による電圧降下分（オン電圧Ｖｏｎ分）を加算した直流電圧値を目標の直流電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして計算される。従って、目標の直流電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆは余分な任意の分の電圧値（Ｖｓ）が最小となるように制御されるため、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４で消費される分を最小にでき、効率化を図ることができる。

なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・前記実施形態において、トランジスタＱ１〜Ｑ６、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はＩＧＢＴ等であってもよい。

・前記実施形態において、電流センサ２７は、前記接続点Ｎ４及び前記交流リアクトルＬ２間に代えて、若しくはこれに加えて、前記接続点Ｎ３及び前記交流リアクトルＬ１間に設けてもよい。

・前記実施形態において、インバータ装置１３を、三相の交流商用電源に連系してもよい。
・前記実施形態において、電力発生源の発電電力は、太陽電池や燃料電池などの直流電力、あるいは、風力発電機やガスタービン発電機などの交流電力をコンバータを介して変換した直流電力であってもよい。

次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想について以下に追記する。
・請求項１に記載のインバータ装置において、
前記目標の直流電圧をＶｄｃ＿ｒｅｆ、前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値をＶａｃ、前記検出された回生電流をＩｉｎｖ、前記スイッチング素子のオン電圧（電圧降下）をＶｏｎでそれぞれ表すと、前記計算手段は、
Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＝ＶＬ＋√２Ｖａｃ＋Ｖｏｎ
ただし、
ＶＬ＝ｊ×ω×Ｌ×Ｉｉｎｖ
（Ｌ：インダクタンス、ω：交流商用電源の周波数の角速度）
に基づき、前記目標の直流電圧を計算することを特徴とするインバータ装置。

Ｌ１，Ｌ２…交流リアクトル（リアクトル）、Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、１１…ガスエンジン（電力発生源）、１２…発電機（電力発生源）、１４…コンバータ回路（電力発生源）、１３…インバータ装置、１６…インバータ回路、２０…ＭＰＵ（計算手段、制御手段）、２１…計器用変圧器（電源電圧検出手段）、２５…直流電圧検知回路（直流電圧検出手段）、２７…電流センサ（電流検出手段）、３１…ＰＬＬ回路（制御手段）、３２…出力制御部（制御手段）、１７…インバータゲート（制御手段）。

Claims (1)

1. 電力発生源の発電により生成した直流電圧をスイッチング素子によりＰＷＭ変換するとともにリアクトルにて成形して正弦波の回生電流を生成し、交流商用電源に連系するインバータ装置において、
   前記電力発生源の発電により発生した直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記交流商用電源の交流電圧最大値を検出する電源電圧検出手段と、
   前記交流商用電源に連系される回生電流を検出する電流検出手段と、
   前記検出された交流商用電源の交流電圧最大値に前記リアクトルによる前記回生電流により発生する電圧降下分及び前記スイッチング素子による電圧降下分を加算した直流電圧値を目標の直流電圧として計算する計算手段と、
   前記検出された直流電圧が前記目標の直流電圧に一致するように前記スイッチング素子を駆動制御する制御手段とを備えたことを特徴とするインバータ装置。

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