JP2010025901A - Fm-cw radar device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、レーダの受信信号に混入する干渉波を除去するようにしたＦＭ−ＣＷレーダ装置に関する。 The present invention relates to an FM-CW radar apparatus that removes interference waves mixed in a received signal of a radar.
パルスレーダ装置では、送信信号を物標で反射させて戻ってきた信号に比べ, 例えば他レーダの送信信号を直接受信した信号は非常に大きな振幅をもっているから、レーダの受信信号に混入した干渉波を除去するために、振幅比較によって干渉を除去する技術が用いられている。 In a pulse radar device, compared to the signal returned by reflecting the transmission signal with the target, for example, the signal received directly from the transmission signal of another radar has a very large amplitude. In order to remove the interference, a technique of removing interference by amplitude comparison is used.
このパルスレーダでは、連続したパルス送信タイミングに対応する受信データ列 (スイープデータ) を保持しておき、同一レンジの受信信号の振幅を連続スイープ間で比較する。その中で振幅が突出していれば干渉であると判断されるため、よく用いられる手法としては、連続スイープ間で振幅比較し、前回のスイープにより得られた受信波と今回のスイープにより得られた受信波との相関を求め、相関の低い反射波を干渉波と見なして除去するスイープ相関処理を行うことによって干渉を除去することが行われている（特許文献１）。
しかし、ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、パルスレーダ装置とは異なり、アンテナの指向方向に存在する物標で反射した信号が途切れることなく続いている。当然、レーダ装置の近傍に反射体が存在する状態では、受信期間の全体にわたって大振幅の信号が受信されるため、干渉が入ってきたとしても振幅だけではそれを判断できない。 However, unlike the pulse radar device, the FM-CW radar device continues the signal reflected by the target existing in the direction of the antenna without interruption. Naturally, in the state where the reflector exists in the vicinity of the radar apparatus, a signal with a large amplitude is received over the entire reception period, so even if interference enters, it cannot be determined only by the amplitude.
そこで、本発明は、レーダの受信信号に混入したインパルス状の干渉波を、ビート信号から除去するようにしたＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to provide an FM-CW radar apparatus that removes an impulse-like interference wave mixed in a received signal of a radar from a beat signal.
請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、所定の変調周期で時間の経過とともに線形的に周波数変調した連続波の送信信号を送信し、空間的に隔てた物標にて反射された信号を含む受信信号を受信して、送信信号と受信信号の周波数差によって物標までの距離を求められることを利用したＦＭ−ＣＷレーダ装置において、
送信信号と受信信号の周波数差を周波数成分とするビート信号を規定の標本化クロックに同期してディジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
前記ＡＤ変換部によって標本化されたビート信号を、前記変調周期毎のスイープデータ列として、連続するＮのスイープデータ列（Ｎは、３以上の整数）を格納するスイープバッファと、
前記スイープバッファに格納された連続するＮのスイープデータ列の１つを注目スイープデータ列とし、該注目スイープデータ列以外の複数Ｎ−１のスイープデータ列を被調整スイープデータ列とし、該Ｎ−１の被調整スイープデータ列の振幅と位相を前記注目スイープデータ列の振幅と位相に等しくなるようにそれぞれ調整してＮ−１の調整済スイープデータ列を得る振幅・位相調整部と、
前記振幅・位相調整部から出力された前記注目スイープデータ列及び前記Ｎ−１の調整済スイープデータ列の対応するデータの実部と虚部をそれぞれ小さい順に並べ替え、実部の中央値を実部とし虚部の中央値を虚部とする複素数を１スイープデータ列に含まれるすべてのサンプリング時刻のデータについて出力するセレクタ回路とを備えて、
前記注目スイープデータ列に含まれる妨害信号を低減することを特徴とする。
The FM-CW radar apparatus according to
An AD converter that converts a beat signal having a frequency component of a frequency difference between a transmission signal and a reception signal into a digital signal in synchronization with a specified sampling clock;
A sweep buffer for storing N beat data sequences (N is an integer of 3 or more) as beat data sampled by the AD converter as a sweep data sequence for each modulation period;
One of the consecutive N sweep data strings stored in the sweep buffer is set as a noticed sweep data string, and a plurality of N-1 sweep data strings other than the noticed sweep data string are designated as adjusted sweep data strings, and the N− An amplitude / phase adjustment unit that adjusts the amplitude and phase of one adjusted sweep data sequence so as to be equal to the amplitude and phase of the target sweep data sequence to obtain N-1 adjusted sweep data sequences;
The real part and the imaginary part of the corresponding data of the target sweep data string and the N-1 adjusted sweep data string output from the amplitude / phase adjustment unit are rearranged in ascending order, and the median value of the real part is obtained. And a selector circuit that outputs a complex number having a median value of the imaginary part as an imaginary part for all sampling time data included in one sweep data sequence,
The interference signal included in the target sweep data string is reduced.
請求項２に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置において、
前記振幅・位相調整部は、
前記スイープバッファに格納された連続する注目スイープデータ列及びＮ−１の被調整スイープデータ列をそれぞれフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部による連続する注目スイープデータ列及びＮ−１の被調整スイープデータ列のフーリエ変換結果を、前記スイープバッファの注目スイープデータ列及びＮ−１の被調整スイープデータ列と対応付けできるように、格納するフーリエバッファと、
前記フーリエバッファに格納された前記注目スイープデータ列のフーリエ変換結果の複素絶対値を計算する複素絶対値演算部と、
前記複素絶対値演算部での複素絶対値演算によって計算された注目スイープデータ列のフーリエ変換結果の複素絶対値を一時的に格納する複素絶対値バッファと、
前記複素絶対値バッファに格納された複素絶対値を探索してその複素絶対値が最大になる振幅最大周波数を前記フーリエ変換部の周波数分解能よりも細かい周波数分解能で算出する最大値検出部と、
前記フーリエバッファに格納された連続する注目スイープデータ列及びＮ−１の被調整スイープデータ列のフーリエ変換結果に対して前記振幅最大周波数に対応する各関数値を計算する複素関数補間処理部と、
前記複素関数補間処理部で計算された各関数値を用いて、前記Ｎ−１の被調整スイープデータ列の振幅と位相が、前記注目スイープデータ列の振幅と位相に一致するように補正するビート信号補正部と、を有することを特徴とする。
The FM-CW radar device according to
The amplitude / phase adjustment unit is:
A Fourier transform unit for Fourier transforming each of the continuous target sweep data sequence stored in the sweep buffer and the N-1 adjusted sweep data sequence;
The Fourier transform results of the continuous sweep data sequence of interest and the N-1 adjusted sweep data sequence by the Fourier transform unit can be associated with the focused sweep data sequence of the sweep buffer and the N-1 adjusted sweep data sequence. A Fourier buffer to store,
A complex absolute value calculation unit for calculating a complex absolute value of a Fourier transform result of the sweep data string of interest stored in the Fourier buffer;
A complex absolute value buffer for temporarily storing the complex absolute value of the Fourier transform result of the target sweep data string calculated by the complex absolute value calculation in the complex absolute value calculation unit;
A maximum value detector that searches for a complex absolute value stored in the complex absolute value buffer and calculates an amplitude maximum frequency at which the complex absolute value is maximized with a frequency resolution finer than the frequency resolution of the Fourier transform unit;
A complex function interpolation processing unit for calculating each function value corresponding to the maximum amplitude frequency with respect to a Fourier transform result of the continuous sweep data string of interest stored in the Fourier buffer and N-1 adjusted sweep data strings;
Using each function value calculated by the complex function interpolation processing unit, a beat for correcting the amplitude and phase of the N-1 adjusted sweep data sequence so as to match the amplitude and phase of the target sweep data sequence And a signal correction unit.
請求項３に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、請求項２に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置において、
前記ビート信号補正部は、
前記複素関数補間処理部で計算された関数値の内の前記Ｎ−１の被調整スイープデータ列にそれぞれ対応する関数値の逆数をそれぞれに計算するＮ−１の被調整スイープ用複素逆数回路と、
前記Ｎ−１の被調整スイープ用複素逆数回路によってそれぞれに計算された関数値の逆数と、前記注目スイープデータ列に対応する計算された関数値とをそれぞれ乗算することによって前記Ｎ−１の被調整スイープデータ列にそれぞれ対応する複素補正値を計算し、該複素補正値をそれぞれ対応する前記被調整スイープデータ列に乗算して、前記Ｎ−１の被調整スイープデータ列の振幅と位相を前記注目スイープデータ列の振幅と位相に一致させる複素乗算回路と、を有することを特徴とする。
The FM-CW radar device according to
The beat signal correction unit
N-1 adjusted sweep complex reciprocal circuits for respectively calculating the reciprocals of function values respectively corresponding to the N-1 adjusted sweep data strings in the function values calculated by the complex function interpolation processing unit; ,
By multiplying the reciprocal number of the function value respectively calculated by the N-1 adjusted sweep complex reciprocal circuit by the calculated function value corresponding to the target sweep data string, the N-1 A complex correction value corresponding to each of the adjusted sweep data sequences is calculated, the complex correction value is multiplied by the corresponding adjusted sweep data sequence, and the amplitude and phase of the N-1 adjusted sweep data sequences are calculated as And a complex multiplication circuit for matching the amplitude and phase of the sweep data string of interest.
本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置によれば、ビート信号を連続する３以上の被調整・注目・被調整スイープデータ列とし、複数の被調整スイープデータ列の振幅と位相を前記注目スイープデータ列の振幅と位相に等しくなるようにそれぞれ調整して調整済スイープデータ列を得、調整済・注目・調整済スイープデータ列の対応するデータの中央値を出力用スイープデータ列とするから、レーダの受信信号に混入した妨害信号を著しく低減することができる。 According to the FM-CW radar apparatus of the present invention, the beat signal is made into three or more continuous adjusted / attention / adjusted sweep data strings, and the amplitudes and phases of the multiple adjusted sweep data strings Since the adjusted sweep data string is obtained by adjusting each to be equal to the amplitude and the phase, and the median value of the corresponding data of the adjusted / attention / adjusted sweep data string is used as the output sweep data string, the radar reception The interference signal mixed in the signal can be significantly reduced.
本発明は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置の受信信号にインパルス状の干渉波が混入した場合に、ビート信号からそのインパルス状干渉波分を除去しようとするものである。図１は、本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成例を示す図である。 The present invention intends to remove an impulse-like interference wave component from a beat signal when an impulse-like interference wave is mixed in a reception signal of an FM-CW radar apparatus. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an FM-CW radar apparatus according to the present invention.
図１において、信号発生器２０１は所定の変調周期で時間の経過とともに線形的に周波数変調した連続波が線形的に変化する周波数変調信号（送信周波数信号）を生成するもので、電圧制御による発振器（ＶＣＯ）またはシンセサイザによって実現される。周波数変換器２０３は、局部発振器２０２で発生される無線周波数信号を用いて、信号発生器２０１の周波数変調信号を基本周波数帯から無線周波数帯へ周波数変換する。周波数変換器２０３で周波数変換された周波数変調信号は、電力増幅器２０４で送信電力レベルまで増幅されて、送信アンテナ２０５から送信信号として放射される。
In FIG. 1, a
受信アンテナ２０６は、空間的に隔てた物標にて反射された受信信号を受信する。この受信信号には、物標による反射信号の外に、例えばインパルス状の干渉波が混入している。送信アンテナと受信アンテナは同一アンテナでもよい。受信アンテナで受信された受信信号は、レーダの探知性能を劣化させないような低雑音増幅器２０７で増幅された後、周波数変換器２０８で周波数変換器２０３からの周波数変調信号（送信周波数信号）とを混合し、受信信号周波数と送信周波数の差の周波数をもつビート信号を取り出す。Ａ／Ｄ変換器２０８は、ビート信号を規定の標本化クロックに同期してディジタル信号（標本化されたビート信号）に変換し、直交検波回路２１０でそのビート信号をＩ信号とＱ信号に分離する。
The reception antenna 206 receives a reception signal reflected by a spatially separated target. In this received signal, for example, an impulse interference wave is mixed in addition to the reflected signal from the target. The transmitting antenna and the receiving antenna may be the same antenna. The received signal received by the receiving antenna is amplified by a
妨害信号除去回路１００は本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置の特徴部分であり、ビート信号からインパルス状干渉波分を除去するための回路である。妨害信号除去回路１００で干渉波成分が著しく低減されたビート信号は、フーリエ変換部２１１で周波数（距離）軸における信号に変換され、更に対数変換部２１２で振幅の対数を計算し（いわゆるＬＯＧ検波）、レーダ表示装置２１３にレーダー映像を表示するために供給される。この図１において、一重矢尻の矢印は実数信号であることを示し、二重矢尻の矢印は複素信号であることを示している。
The interference
本発明で妨害信号除去回路１００は図１に示すようなＦＭ−ＣＷレーダの内部に組み込まれて使用され、特に、ビート信号を周波数軸(距離に対応する軸)における信号に変換するためのフーリエ変換の直前に配置される。なお、図１の例では、直交検波回路２１０はＡ／Ｄ変換の直後に配置されている。これは、論理回路またはソフトウェアによるヒルベルトフィルタによって直交検波することを想定している。直交検波は必ずしもこの位置である必要はなく、アナログによって直交検波する例も可能である。本発明は、ビート信号を周波数軸の信号に変換する前に、重畳している干渉を取り除き、その後は、通常のＦＭ−ＣＷの信号処理が実行され、レーダ表示装置にレーダ映像が表示されるようになっている。
In the present invention, the interference
図２は、本発明の基本構成を示す図である。本発明においては、標本化されたビート信号を、変調周期毎のスイープデータ列として、連続するＮのスイープデータ列（Ｎは、３以上の整数）をスイープバッファ１０に格納する。このスイープバッファ１０に格納された連続するＮのスイープデータ列の１つを注目スイープデータ列とし、その注目スイープデータ列以外の複数Ｎ−１のスイープデータ列を被調整スイープデータ列とし、振幅・位相調整部２０でこれらＮ−１の被調整スイープデータ列の振幅と位相を注目スイープデータ列の振幅と位相に等しくなるようにそれぞれ調整してＮ−１の調整済スイープデータ列を得る。そして、セレクタ回路３０で、振幅・位相調整部２０から出力された注目スイープデータ列及びＮ−１の調整済スイープデータ列の対応するデータの実部と虚部をそれぞれ小さい順に並べ替え、実部の中央値を実部とし虚部の中央値を虚部とする複素数を１スイープデータ列に含まれるすべてのサンプリング時刻のデータについて出力する。これにより、注目スイープデータ列に含まれる妨害信号を著しく低減する。
FIG. 2 is a diagram showing a basic configuration of the present invention. In the present invention, the sampled beat signal is stored as a sweep data string for each modulation period, and N sweep data strings (N is an integer of 3 or more) are stored in the
図３は、本発明の概念図である。図２、図３及び実施例では、例示のために、スイープデータ列のＮを３とし、中央のスイープデータ列を注目スイープとして掃引ｎと表記し、中央の１つ前のスイープデータ列を第１の被調整スイープとして掃引ｎー１と表記し、中央の１つ後のスイープデータ列を第２の被調整スイープとして掃引ｎ＋１と表記する。なお、Ｎは３以上であれば良く、また注目スイープはＮのスイープデータ列のうちのいずれか１つのスイープデータ列であればよい。 FIG. 3 is a conceptual diagram of the present invention. In FIG. 2, FIG. 3 and the embodiment, for the sake of illustration, N of the sweep data string is set to 3, the center sweep data string is represented as the sweep of interest as sweep n, and the previous sweep data string in the center is designated as the first sweep data string. The sweep n−1 is represented as one adjusted sweep, and the next sweep data string at the center is represented as sweep n + 1 as the second adjusted sweep. Note that N may be 3 or more, and the sweep of interest may be any one of the N sweep data strings.
本発明では、連続するスイープのデータを比較することによって干渉を除去する。ただし、パルスレーダのような振幅比較による方法では不十分である。ＦＭ−ＣＷレーダは受信信号に対して周波数解析をすることによって物標までの距離を算出する方式であるので、位相情報ができるだけ壊れないようにする必要がある。 In the present invention, interference is removed by comparing successive sweep data. However, amplitude comparison methods such as pulse radar are not sufficient. Since the FM-CW radar is a method for calculating the distance to the target by performing frequency analysis on the received signal, it is necessary to prevent the phase information from being broken as much as possible.
まず、ビート信号を互いに９０度の位相差をもつI信号とQ信号に分離しておく。これら分離された信号はＩ信号を実部としＱ信号を虚部として１つの複素信号として取り扱う。干渉除去に関しては、連続したスイープ間でＩ信号同士とＱ信号同士で比較をして干渉を判断すればよい。アンテナにはビーム幅があるため、連続するスイープの信号振幅は大きな変化はないが異なる値である。一方、物標が運動している場合、スイープ間で物標までの距離が変化することにより、ビート信号の位相が変化する。そのため、信号を比較する前にスイープ間で振幅と位相が等しくなるように信号補正する必要がある。 First, the beat signal is separated into an I signal and a Q signal having a phase difference of 90 degrees. These separated signals are handled as one complex signal with the I signal as a real part and the Q signal as an imaginary part. Regarding interference removal, it is only necessary to determine interference by comparing I signals and Q signals between successive sweeps. Since the antenna has a beam width, the signal amplitude of successive sweeps does not change greatly but is a different value. On the other hand, when the target is moving, the phase of the beat signal changes as the distance to the target changes between sweeps. Therefore, it is necessary to correct the signal so that the amplitude and the phase are equal between sweeps before comparing the signals.
これを図３を用いて説明すると、この図は、注目スイープであるスイープｎに含まれる干渉を除去する処理について描いている。保持されている３本のスイープには異なる箇所にインパルス状の干渉が混入している。このインパルス状の干渉は、例えば他のパルスレーダから放射され、反射信号に重畳された干渉波によってビート信号に混入したものが想定される。 This will be described with reference to FIG. 3. This diagram depicts a process for removing interference included in the sweep n, which is the sweep of interest. Impulse interference is mixed at different locations in the three sweeps that are held. The impulse-like interference is assumed to be mixed in the beat signal by an interference wave emitted from another pulse radar and superimposed on the reflected signal, for example.
保持された３本のスイープデータはそれぞれ振幅と位相が異なるが、振幅・位相補正処理を用いてこれらをすべて同一振幅、同位相の信号に変換する。振幅・位相補正処理によって３本のスイープデータは同一の信号となるはずであり、その中に他とは異なる値が混入していた場合にそれが干渉ということである。連続する３スイープのビート信号を用いて干渉除去を実行する。ビート信号には物標までの距離に対応する周波数成分の信号に干渉が重ねあわされている。即ち、ビート信号は、一般的には、図３のように干渉を含み、しかも、物標の方位とビーム幅に関連してスイープごとに振幅がわずかに異なり、物標の相対速度のためドップラ効果が発生しビート信号の位相がスイープごとで異なる。補正された３本のスイープデータを正負の符号つきの値のまま小さい順に並べたとき、干渉のような異常値は、必ず最も大きい値か最も小さい値になっているはずである。よって、３本のスイープデータの中央値（２番目の値）を出力すれば干渉が除去される。 The three stored sweep data have different amplitudes and phases, but all of them are converted into signals having the same amplitude and the same phase by using the amplitude / phase correction processing. The three sweep data should be the same signal by the amplitude / phase correction processing, and if a different value is mixed in it, it means interference. Interference cancellation is performed using three consecutive sweep beat signals. In the beat signal, interference is superimposed on the signal of the frequency component corresponding to the distance to the target. That is, the beat signal generally includes interference as shown in FIG. 3, and the amplitude is slightly different for each sweep in relation to the azimuth and beam width of the target. An effect occurs and the phase of the beat signal is different for each sweep. When the corrected three sweep data are arranged in the ascending order of the positive and negative signed values, the abnormal value such as interference must be the largest value or the smallest value. Therefore, if the median value (second value) of the three sweep data is output, the interference is removed.
さて、振幅・位相補正処理の実現についてはフーリエ変換を用いればよい。例えば、角周波数ω0のビート信号を時刻の関数として、数式１のように表されるとする。ただし、ｉは虚数単位(すなわち、ｉ2＝−１)、Ａｏは信号振幅、φは時刻ゼロにおける信号位相 (初期位相) である。
Now, Fourier transform may be used to realize the amplitude / phase correction processing. For example, it is assumed that a beat signal having an angular frequency ω 0 is expressed as
この信号を時刻ゼロからＴにわたってフーリエ変換すると、数式２のようになる。
When this signal is Fourier-transformed from time zero to T,
数式２のＦ(r)（ω）は、よく知られているようにはシンク関数と呼ばれる関数形状をしている。この関数は複素数であり、その絶対値はω＝ω０のとき、すなわち、ビート信号の周波数に対応する場所で最大値となる。その絶対値の最大値はＡ０Ｔとなり、信号振幅に比例する。また、その絶対値最大の場所における位相はφ、すなわち、ビート信号の初期位相と同じ値である。したがって、保持したスイープすべてについてフーリエ変換をした結果に対し、その絶対値が最大となる場所を求め、その場所における絶対値を調べれば振幅の補正値が計算でき, 位相を調べれば, 位相の補正値を計算できる。なお、インパルス成分はフーリエ変換されることにより全ての周波数成分に同一振幅で分散されるから、インパルス状の干渉はフーリエ変換の後には考慮しなくても良い。
F (r) (ω) in
このようなフーリエ変換による周波数解析では、ハニング窓のような窓関数を信号に乗じた後でフーリエ変換をすることが多い。窓関数なしでフーリエ変換をした場合、周波数軸上のサイドローブが大きいため、複数の周波数成分が存在する場合に他成分のサイドローブによって必要な情報が影響を受けてしまうからである。当然、ＦＭ−ＣＷレーダのビート信号には複数の周波数成分が入っていることが多いから、振幅・位相補正のためのフーリエ変換にも窓関数（例えば、数式３）をかけておいたほうがよいと思われる。 In such frequency analysis by Fourier transform, the signal is often subjected to Fourier transform after being multiplied by a window function such as a Hanning window. This is because, when Fourier transform is performed without a window function, side lobes on the frequency axis are large, and therefore, when there are a plurality of frequency components, necessary information is affected by side lobes of other components. Of course, since the beat signal of FM-CW radar often contains a plurality of frequency components, it is better to apply a window function (for example, Equation 3) to Fourier transform for amplitude / phase correction. I think that the.
例えば、数式３で表されるハニング窓を、ビート信号ｆ（ｔ）に掛けた場合のフーリエ変換を計算してみると、数式４となる。
For example, when the Hanning window represented by
この場合も、フーリエ変換の絶対値はω＝ω０のときに最大となる。その最大値はＡ０Ｔ／２、そのときのフーリエ変換Ｆ(h)（ω）の位相はφである。よって、ハニング窓関数をかけたときも窓なしと同様の関係があるため、フーリエ変換を比較することによって振幅・位相補正処理が可能になる。 Also in this case, the absolute value of the Fourier transform becomes maximum when ω = ω0. The maximum value is A0T / 2, and the phase of the Fourier transform F (h) (ω) at that time is φ. Therefore, when the Hanning window function is applied, since there is a relationship similar to that without a window, amplitude / phase correction processing can be performed by comparing Fourier transforms.
例として、連続する３スイープのビート信号を用いて干渉除去する場合を説明する。干渉除去に用いる３スイープのビート信号を、数式５で表す。
As an example, a case will be described in which interference is removed using a continuous 3-sweep beat signal. A 3-sweep beat signal used for interference removal is expressed by
これら３スイープのビート信号は同一物標からの信号を想定しているため、ビート周波数ω0はこれらのスイープで共通した値である。振幅は、アンテナの放射パターンにより隣接するスイープ間で急激に変化しないが異なる値となる。初期位相も、物標が運動していると仮定すれば、ドップラ周波数のため掃引ごとに異なる値となる。そうなると、掃引ごとに物標までの距離が変化するのでビート周波数も微妙に変化するはずであるが、その変化は無視できるくらい小さな値である。例えば、搬送波の周波数を２４ＧＨｚ、１掃引における周波数変調時間を２ミリ秒、掃引間隔を２ミリ秒、周波数偏移幅を２０ＭＨｚとする。そのとき、速さ２０ｍ／ｓで接近する物標を見ているとする。この場合、各スイープの間に物標は４０ｍｍずつ近づいてくる。搬送波の波長が１２．５ｍｍであるので初期位相は掃引ごとに、（−４０×２）／１２．５×２π＝−４０．１９［ｒａｄ］ずつ回転する。一方、ビート周波数の掃引ごとの変化量は２．６７Ｈｚとなる。この送信条件では、ビート周波数は数ｋＨｚであり、しかも、レーダ信号処理における周波数分解能が５００Ｈｚなので、ビート周波数はほぼ一定であると考えてもよい。 Beat signals of the 3 sweeps since that expect signals from the same target object, the beat frequency omega 0 is common values for these sweeps. The amplitude does not change abruptly between adjacent sweeps depending on the radiation pattern of the antenna, but is a different value. Assuming that the target is moving, the initial phase also has a different value for each sweep because of the Doppler frequency. If this happens, the beat frequency should change slightly because the distance to the target changes with each sweep, but the change is small enough to be ignored. For example, the frequency of the carrier wave is 24 GHz, the frequency modulation time in one sweep is 2 milliseconds, the sweep interval is 2 milliseconds, and the frequency shift width is 20 MHz. Suppose that you are looking at a target approaching at a speed of 20 m / s. In this case, the target approaches by 40 mm between each sweep. Since the wavelength of the carrier wave is 12.5 mm, the initial phase rotates by (−40 × 2) /12.5×2π=−40.19 [rad] for each sweep. On the other hand, the amount of change in each beat frequency sweep is 2.67 Hz. Under this transmission condition, the beat frequency is several kHz, and the frequency resolution in the radar signal processing is 500 Hz. Therefore, it may be considered that the beat frequency is substantially constant.
ところで、連続した３掃引のビート信号ｆn-1（ｔ）、ｆｎ（ｔ）、ｆｎ＋１（ｔ）をフーリエ変換した結果をＦｎ−１（ω）、Ｆｎ（ω）、Ｆｎ＋１（ω）とする。上で説明したように、フーリエ変換するときにハニング窓をかけているとすると、数式６が成り立つ。
By the way, the results of Fourier transform of the continuous three sweep beat signals f n-1 (t), f n (t), f n + 1 (t) are F n-1 (ω), F n (ω), F n + 1. (Ω). As described above, if a Hanning window is applied when performing Fourier transform,
これら数式６の値を使って、数式７で表される補正した値を計算する。これらの値は、ｇｎ−１（ｔ）＝ｇｎ＋１（ｔ）＝ｆｎ（ｔ）、となるはずである。
Using the value of
現実的なビート信号の場合、信号に含まれる雑音や重畳した干渉信号の影響のために、厳密にはｇｎ−１（ｔ）＝ｇｎ＋１（ｔ）＝ｆｎ（ｔ）なる関係は成り立たない。しかし、干渉のように大きな外乱がない状態では、ｇｎ−１（ｔ）とｆｎ（ｔ）とｇｎ＋１（ｔ）はほぼ等しいはずである。干渉がある場合には、干渉が存在する箇所だけ、ビート信号の実部または虚部または両方が大きく異なる値となっている。つまり、ｇｎ−１（ｔ）とｆｎ（ｔ）とｇｎ＋１（ｔ）の実部と虚部を、それぞれ小さい順に並び替えたとき、最も大きい値と最も小さい値は干渉の影響を受けている可能性がある。しかし、ビート信号の同一位置において、干渉が連続掃引にわたって現れないという条件では、小さい順に並べ替えた２番目の値は干渉の影響を受けていない。すなわち、実部を小さい順に並べ替えた２番目と虚部を小さい順に並べ替えた２番目を実部および虚部とする複素数は、ビート信号から干渉を取り除いた値に他ならない。 In the case of a realistic beat signal, the relationship g n−1 (t) = g n + 1 (t) = f n (t) is strictly established because of the influence of noise included in the signal and the superimposed interference signal. Absent. However, g n−1 (t), f n (t), and g n + 1 (t) should be approximately equal in the absence of a large disturbance such as interference. When there is interference, the real part or the imaginary part of the beat signal or both values are greatly different only at the place where the interference exists. That is, when the real part and the imaginary part of g n-1 (t), f n (t), and g n + 1 (t) are rearranged in ascending order, the largest value and the smallest value are affected by interference. There is a possibility. However, under the condition that interference does not appear over the continuous sweep at the same position of the beat signal, the second value rearranged in ascending order is not affected by the interference. That is, the complex number having the real part and the imaginary part as the second part obtained by rearranging the real part in ascending order and the second part obtained by rearranging the imaginary part in ascending order is nothing but a value obtained by removing interference from the beat signal.
以上のような干渉除去を行うための振幅・位相調整部２０の構成例が図４に、また、セレクタ回路３０の構成例が図５に示されている。
An example of the configuration of the amplitude /
図４においても二重矢尻の矢印は複素信号（Ｉ信号とＱ信号で表現される）であり、一重矢尻の矢印は実数信号である。振幅・位相調整部２０はビート信号のフーリエ変換を利用して掃引ｎ−１と掃引ｎ＋１の振幅と位相を掃引ｎと一致するように調整する回路である。
Also in FIG. 4, the double arrowhead arrow is a complex signal (represented by an I signal and a Q signal), and the single arrowhead arrow is a real signal. The amplitude /
この図４の構成では、スイープバッファ１０に保存された３スイープのビート信号それぞれをフーリエ変換部［Ｓｉｚｅ−４Ｎ ＦＥＴ］２１−１〜２１−３に入力してフーリエ変換を計算する。ただし、このフーリエ変換部２１−１〜２１−３は、絶対値が最大になる周波数を高精度で計算するため、ビート信号の後ろに信号長の３倍の長さにゼロを追加して得られる4倍長の系列をフーリエ変換するようになっている。このようにゼロを追加して長さを拡張することで、周波数軸における計算分解能を細かくすることができ、絶対値が最大となる周波数を特定しやすくなる。
In the configuration of FIG. 4, each of the three sweep beat signals stored in the
計算分解能を細かくするにはフーリエ変換する系列長の拡張倍率を４倍とは言わず、さらに長くするとよいと思われるが、８倍、１６倍のように倍率を上げてもそれに見合った効果は現れない。後に説明する [最大値検出部] において、２次補間処理していることによって、それほど拡張倍率を上げないうちに十分な効果が得られるのである。発明者が実施した評価によると、拡張倍率２倍では誤差が大きく、４倍で十分に収束することがわかっている。それ以上倍率を上げても、フーリエ変換の演算量の増大に見合う効果が得られないことがわかっている。よって、効果的な拡張倍率は４倍または８倍である。 In order to make the calculation resolution fine, the expansion length of the Fourier transform sequence length is not 4 times, but it is better to make it longer, but even if the magnification is increased to 8 times or 16 times, the effect corresponding to it is It does not appear. In the [maximum value detection unit] described later, by performing the secondary interpolation process, a sufficient effect can be obtained before the expansion magnification is increased so much. According to the evaluation performed by the inventor, it is known that the error is large at the expansion magnification of 2 and the convergence is sufficient at 4 times. It has been found that increasing the magnification beyond that does not provide an effect commensurate with the increase in the amount of Fourier transform computation. Therefore, the effective expansion magnification is 4 times or 8 times.
フーリエ変換結果は、一時格納場所であるフーリエバッファ２２に供給され、掃引ｎ−１、掃引ｎ、掃引ｎ＋１のフーリエ変換結果がそれぞれバッファ２２−１、２２−２、２２−３に格納される。この実施例で保持されているスイープデータ列（掃引ｎ−１、掃引ｎ、掃引ｎ＋１）のうち、スイープｎが干渉除去をする注目スイープである。
The Fourier transform results are supplied to the
注目スイープｎのフーリエ変換結果に含まれるすべての周波数に対して、絶対値計算部［ａｂｓ（）］２３によって複素絶対値を計算する。この絶対値計算部２３は複素数の絶対値、すなわち実部と虚部の自乗和の平方根を計算する演算部である。絶対値計算によって得られた実数系列は、複素絶対値バッファ２４で一時的に保持され、最大値検出部［ｐｅａｋ−ｐｏｓ（）］２５に入力される。最大値検出部２５で、フーリエ変換の絶対値が最大となる周波数ｘが計算され、出力される。この周波数ｘは、フーリエ変換で得られる離散的な周波数ではなく、補間処理によって得られた高精度な値である。最大値検出部２５が２次補間によってフーリエ変換の絶対値が最大になる周波数を離散周波数の分解能よりも細かい小数点以下の精度で周波数ｘを決定する。
A complex absolute value is calculated by the absolute value calculation unit [abs ()] 23 for all frequencies included in the Fourier transform result of the target sweep n. The absolute
最大値検出部２５によって得られた周波数ｘは、複素関数補間処理部［ｆ（ｘ）］２６−１〜２６−３に入力され、保存されている３スイープそれぞれに対して、周波数ｘにおけるフーリエ変換の値(複素数)を計算する。この複素関数補間処理部［ｆ（ｘ）］２６−１〜２６−２では、フーリエバッファ２２から与えられたデータ系列に対して補間演算によって、小数点以下の精度で指定された周波数ｘに対する高精度の複素量、即ち関数値、を演算する。
The frequency x obtained by the maximum value detection unit 25 is input to the complex function interpolation processing units [f (x)] 26-1 to 26-3, and the Fourier sweep at the frequency x is performed for each of the stored three sweeps. Calculate the conversion value (complex number). In the complex function interpolation processing units [f (x)] 26-1 to 26-2, the data series given from the
複素関数補間処理部２６−１の関数値ｚ−＝Ａ−ｅｘｐｉθ−は複素逆数回路２７−１で逆数に変換され、複素乗算回路２８−１で、複素関数補間処理部２６−２の関数値ｚ＝Ａ−ｅｘｐｉθと乗算され、第１被調整スイープデータ列である掃引ｎ−１に対応する複素補正値ｚ／ｚ−＝（Ａ／Ａ−）ｅｘｐｉ（θ−θ−）を得る。同様に、複素関数補間処理部２６−３の関数値ｚ＋＝Ａ＋ｅｘｐｉθ＋は複素逆数回路２７−３で逆数に変換され、複素乗算回路２８−３で、複素関数補間処理部２６−２の関数値ｚ＝Ａｅｘｐｉθと乗算され、第２被調整スイープデータ列である掃引ｎ＋１に対応する複素補正値ｚ／ｚ＋＝（Ａ／Ａ＋）ｅｘｐｉ（θ−θ＋）を得る。 The function value z − = A − expiθ − of the complex function interpolation processing unit 26-1 is converted into an inverse by the complex inverse circuit 27-1, and the function value of the complex function interpolation processing unit 26-2 is converted by the complex multiplication circuit 28-1. z = a - expiθ and is multiplied, the complex compensation value corresponding to the sweep n-1 is a first adjustable sweep data sequence z / z - = obtain (a / a - -) expi (θ-θ). Similarly, the function value z + = A + expiθ + of the complex function interpolation processing unit 26-3 is converted into an inverse by the complex reciprocal circuit 27-3, and the complex function interpolation processing unit 26-2 is converted by the complex multiplication circuit 28-3. To obtain a complex correction value z / z + = (A / A + ) expi (θ−θ + ) corresponding to the sweep n + 1 that is the second adjusted sweep data string.
複素補正値ｚ／ｚ−＝（Ａ／Ａ−）ｅｘｐｉ（θ−θ−）は、複素乗算回路２９−１で、第１被調整スイープデータ列である掃引ｎ−１に乗算されて、振幅・位相補正された第１調整済スイープデータ列である掃引ｎ−１（補正値）を得る。同様に、複素補正値ｚ／ｚ＋＝（Ａ／Ａ＋）ｅｘｐｉ（θ−θ＋）は、複素乗算回路２９−３で、第２被調整スイープデータ列である掃引ｎ＋１に乗算されて、振幅・位相補正された第２調整済スイープデータ列である掃引ｎ＋１（補正値）を得る。この部分の演算は、数式７に記述したとおりの演算になっている。これら複素逆数回路２７−１，２７−３及び複素乗算回路２８−１〜２９−３が、ビート信号補正部を構成する。
The complex correction value z / z − = (A / A − ) expi (θ−θ − ) is multiplied by the sweep n−1, which is the first adjusted sweep data sequence, by the complex multiplication circuit 29-1 to obtain the amplitude. -Sweep n-1 (correction value), which is the first adjusted sweep data sequence with phase correction, is obtained. Similarly, the complex correction value z / z + = (A / A + ) expi (θ−θ + ) is multiplied by the sweep n + 1 that is the second adjusted sweep data string in the complex multiplier circuit 29-3, A sweep n + 1 (correction value), which is the second adjusted sweep data string subjected to amplitude / phase correction, is obtained. The calculation of this part is the calculation as described in
図５のセレクタ回路３０は、入力された複素信号の実数Ｉを小さい順に並べるソート回路３１と、入力された複素信号の虚数Ｑを小さい順に並べるソート回路３２とを備えている。
The
振幅・位相補正された３つのスイープ掃引ｎ−１（補正値）、掃引ｎ、掃引ｎ＋１（補正値）がセレクタ３０に入力され、３スイープの実部と虚部をそれぞれ比較し、中央値を出力する。したがって、セレクタ３０から出力されるスイープデータは、注目スイープｎから干渉を取り除いた値になっている。
Three sweep sweeps n-1 (correction value), sweep n, and sweep n + 1 (correction value) corrected for amplitude and phase are input to the
図６は、振幅・位相調整部２０からフーリエ変換回路を削減した構成例を示しており、図５とはフーリエ変換回路が異なるのみで他の構成は同じである。図５で説明した例では、スイープバッファ１０に保持されたすべてのビート信号のフーリエ変換を計算するためにフーリエ変換回路が３つ実装されている。しかし、図６では、ビート信号の入力に同期して、最近のビート信号をフーリエ変換回路に入力し、その結果を保持するようにして、振幅・位相調整部２０のフーリエ変換回路を１つ実装する構成としている。
FIG. 6 shows a configuration example in which the Fourier transform circuit is reduced from the amplitude /
本発明の振幅・位相調整部２０に含まれる最大値検出部２３は、フーリエ変換結果Ｆ（ω）の絶対値が最大になる周波数ωを計算する。しかし、実際の計算においては、周波数ωは整数値しかとることができず、フーリエ変換Ｆ（ω）はその離散的な波数ωに対する値しか計算されていない。しかし、フーリエ変換の絶対値を最大にする角周波数とはビート信号に含まれる信号の周波数であるため、ビート信号の位相を正確に合わせる目的上、角周波数の特定は小数点以下の精度で計算することが望ましい。
The
そのために行う以下の計算は、離散的周波数において、フーリエ変換の絶対値が最大となる付近でフーリエ変換の絶対値を２次補間することによるアルゴリズムを用いている。そのため、最大値探索に用いるフーリエ変換は単純にビート系列ｆ（ｔ）（ただし、ｔ＝１，２，・・・Ｎ−１)をフーリエ変換した値を使うよりも、例えばｆ（Ｎ）〜ｆ（４Ｎ−１）＝０のようにもとの系列の長さの３倍の長さのゼロを後ろに追加してデータ数を４倍にする４倍ゼロ拡張した系列を用いたほうが、２次補間の性能がよい。そのように４倍ゼロ拡張されたビート系列を用いた場合、フーリエ変換に現れる周波数はω＝０，１，２，・・・４Ｎ−１のような整数値をとる。しかしながら、ビート信号の周波数は整数値であるとは限らないから、小数部を含む精度で周波数を計算する必要がある。以下に、高精度で周波数を特定するための手順を、その処理概念を示す図７を参照して説明する。 For this purpose, the following calculation uses an algorithm based on quadratic interpolation of the absolute value of the Fourier transform in the vicinity of the maximum of the absolute value of the Fourier transform at a discrete frequency. Therefore, the Fourier transform used for the maximum value search is, for example, f (N) ˜, rather than using the value obtained by Fourier transforming the beat sequence f (t) (where t = 1, 2,... N−1). It is better to use a sequence that is zero-extended four times to add four times the number of data by adding a zero that is three times as long as the original sequence length, such as f (4N-1) = 0. The performance of secondary interpolation is good. When using a beat sequence that is zero-extended four times in this way, the frequency that appears in the Fourier transform takes an integer value such as ω = 0, 1, 2,... 4N−1. However, since the frequency of the beat signal is not necessarily an integer value, it is necessary to calculate the frequency with accuracy including a decimal part. Below, the procedure for specifying a frequency with high precision is demonstrated with reference to FIG. 7 which shows the processing concept.
手順1．フーリエ変換の絶対値｜Ｆ（ω）｜を最大にする整数周波数ω＝ωmを探索する。
手順２．探索された整数周波数について、ωm＝０ならばωm←１、またωm＝４Ｎ−１ならばωm←４Ｎ−２のように整数周波数を補正する。なお、ωm＝０、４Ｎ−１にならないように、例えばビート信号に適切な特性の帯域通過フィルタを通過させるなどの前処理を施すことが良い。
手順３．次の数式８の代入式によって係数α２，α１を求める。この係数はω＝ωmの近傍において、｜Ｆ（ω）｜＝α２（ω−ωm）2＋α１（ω−ωm）＋｜Ｆ（ωm）｜のような２次補間をするための係数である。
手順４．二次補間された式から、｜Ｆ（ω）｜を最大にする周波数ω０は、次の代入式［ω０←ωｍ−α１／（２・α２）］によって計算される。なお、既に説明したように、フーリエバッファに保存されるフーリエ変換結果は、４倍ゼロ拡張された系列に対してフーリエ変換した結果である。
周波数の単位について補足すると、ここでの周波数は長さ４Ｎの系列をフーリエ変換したときの周波数分解能を単位とする周波数で表現されている。ビート信号入力における標本化周波数ｆｓとすれば、周波数分解能はｆｓ／４Ｎとなる。よって、ここで記述した周波数ωをＭＫＳＡ単位(すなわちＨｚ)に変換した値をｆｂとするなら、ｆｂ＝ｆｓ・ω／４Ｎ、によって計算することができる。
When supplementing about the unit of frequency, the frequency here is represented by the frequency which makes frequency resolution the unit when the series of
また、振幅・位相調整部２０に含まれる複素関数補間処理部［ｆ（ｘ）］２６−１〜２６−３は、小数点以下の精度で指定された周波数ｘについて、複素数で表現されるフーリエ変換の結果を計算する処理であり、この処理は、ビート信号の振幅・位相補正のために必要である。この処理も最大値検出部２５と同様、対象とする周波数の近傍に存在する離散的周波数３点を用いて２次補間することにより、正確なフーリエ変換の値Ｆ（ω）を算出する。以下に、その手順を説明する。
The complex function interpolation processing units [f (x)] 26-1 to 26-3 included in the amplitude /
手順１．対応する周波数ω(小数部含む)に最も近い整数周波数ωmを得る。具体的には、ωm←ｆｌｏｏｒ（ω＋０．５）とすればよい。ここで、ｆｌｏｏｒ（ω）はω以下である最大の整数を得る演算である。
手順２．整数化された周波数ωmについて、ωm＝０ならばωm←１、またωm＝４Ｎ−１ならばωm←４Ｎ−２のように整数周波数を補正する。最大値検出部の手順２と同様である。
手順３．次の数式９の代入式によって係数α２，α１を求める。この係数はω＝ωmの近傍において、Ｆ（ω）＝α２（ω−ωm）2＋α１（ω−ωm）＋Ｆ（ωm）のような２次補間をするための係数である。なお、最大値検出部とは異なり、ここで求める係数α２，α１は複素数である。
手順４．手順３に記述したように、求めた係数を用いて、以下の代入式、Ｆ（ω）←α２（ω−ωm）2＋α１（ω−ωm）＋Ｆ（ωm）、によって任意周波数に対するフーリエ変換Ｆ（ω）を計算する。なお、周波数の単位については、最大値検出部における補足事項と同じ。
本発明は、レーダ物標が単一の場合に効果を奏することはもちろんであるが、レーダ物標が複数の場合においても効果を得ることができる。以下、本発明によって得ることができる効果を、計算機シミュレーションによって示す。 The present invention is effective when there is a single radar target, but can also be achieved when there are a plurality of radar targets. Hereinafter, the effects that can be obtained by the present invention will be shown by computer simulation.
このシミュレーションにおいて、表１に示す３つの物標を想定した。これらの物標は、振幅、距離(ビート周波数)および相対速度(ドップラ周波数)が異なるものとしている。 In this simulation, three targets shown in Table 1 were assumed. These targets are different in amplitude, distance (beat frequency) and relative speed (Doppler frequency).
表１
振幅 ビート周波数 ドップラ周波数
[x2p rad/SWEEP] [rad/SWEEP]
Target 1 1.0 10.8 1.0
Target 2 0.95 45.7 0.7
Target 3 0.03 141.4 −0.3
Table 1
Amplitude Beat frequency Doppler frequency
[x2p rad / SWEEP] [rad / SWEEP]
表１にしたがって作成したビート信号に図８（ａ）（ｂ）（ｃ）のような干渉を重畳させた。図８のグラフは、横軸が時刻(サンプリング周期を単位とする)、縦軸がビート信号の波動関数(電圧)である。この図８（ａ）（ｂ）（ｃ）には３スイープのビート信号(Iチャンネルのみ)を描いているが、そのうち、上から２番目の図８（ｂ）のスイープが干渉除去の対象となる注目スイープである。各スイープには２〜３サンプル幅のインパルス状干渉が重畳している。 Interferences such as those shown in FIGS. 8A, 8B, and 8C were superimposed on the beat signal created according to Table 1. In the graph of FIG. 8, the horizontal axis represents time (in terms of sampling period), and the vertical axis represents the wave function (voltage) of the beat signal. FIGS. 8A, 8B, and 8C depict three sweep beat signals (I channel only). Of these, the second sweep from FIG. 8B is the target of interference cancellation. It is a noticeable sweep. Impulse interference with a width of 2 to 3 samples is superimposed on each sweep.
本発明によって注目スイープを干渉除去すると、図８（ｄ）の結果を得ることができる。この図８（ｄ）のグラフは、図８（ｂ）の干渉を含むグラフから干渉が除去されており、除去された干渉以外の場所ではほとんど重なり合っている。 When the target sweep is removed by interference according to the present invention, the result of FIG. 8D can be obtained. In the graph of FIG. 8D, interference is removed from the graph including the interference of FIG. 8B, and almost overlaps in places other than the removed interference.
図９のグラフは、最終的なレーダ出力における本発明の効果を示すグラフである。ＦＭ−ＣＷレーダの出力はビート信号をフーリエ変換した結果である。このグラフは、横軸をビート周波数(距離に対応する)、縦軸を信号強度(何らかの正規化をした値、単位はデシベル)である。この図は、「本発明の適用なし」と「本発明の適用あり」を重ねて表示している。本発明を適用しない場合、インパルス性の干渉によって雑音レベルが非常に高くなっている。この現象は、デルタ関数のフーリエ変換が１になることを考えると理解できるはずである。それに対し、本発明を適用した場合、雑音レベルには約２０ｄＢの改善が見られている。正確に言うと、干渉によって雑音レベルが２０ｄＢ劣化していたということである。特に、ｔａｒｇｅｔ３が干渉除去をしなければ、雑音に埋もれて見えなくなっているのに対し、干渉除去をすることによって十分に見えるようになっている。同一物標からの反射信号の電力はよく知られているように距離の4乗に反比例するから、２０ｄＢの雑音劣化は、レーダの最大探知距離を３１．６％まで劣化させてしまう。本発明は、そのような著しい性能劣化の原因となる干渉を効果的に取り除くことができる。
The graph of FIG. 9 is a graph showing the effect of the present invention on the final radar output. The output of the FM-CW radar is the result of Fourier transform of the beat signal. In this graph, the horizontal axis represents the beat frequency (corresponding to the distance), and the vertical axis represents the signal intensity (a value obtained by normalization in some units, the unit is decibel). In this figure, “without application of the present invention” and “with application of the present invention” are displayed in an overlapping manner. When the present invention is not applied, the noise level is very high due to impulsive interference. This phenomenon should be understood by considering that the Fourier transform of the delta function is unity. On the other hand, when the present invention is applied, the noise level is improved by about 20 dB. To be precise, the noise level was degraded by 20 dB due to interference. In particular, if the
１００：妨害信号除去回路、１０：スイープバッファ、２０：振幅・位相調整部、
３０：セレクタ回路、２１，２１−１〜２１−３：フーリエ変換部（フーリエ変換回路）、
２２，２２−１〜２２−３：フーリエバッファ、２３：複素絶対値演算部（ａｂｓ（））、
２４：複素絶対値バッファ、２５：最大値検出部（ｐｅａｋ−ｐｏｓ（））、
２６−１〜２６−３：複素関数補間処理部（ｆ（ｘ））、
２１−１，２７−３：複素逆数回路、２８−１〜２９−１：複素乗算回路、
３１、３２：ソート回路
100: interference signal removal circuit, 10: sweep buffer, 20: amplitude / phase adjustment unit,
30: Selector circuit, 21, 21-1 to 21-3: Fourier transform unit (Fourier transform circuit),
22, 22-1 to 22-3: Fourier buffer, 23: complex absolute value calculation unit (abs ()),
24: complex absolute value buffer, 25: maximum value detection unit (peak-pos ()),
26-1 to 26-3: complex function interpolation processing unit (f (x)),
21-1, 27-3: Complex reciprocal circuit, 28-1 to 29-1: Complex multiplier circuit,
31, 32: Sort circuit
Claims (3)
送信信号と受信信号の周波数差を周波数成分とするビート信号を規定の標本化クロックに同期してディジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
前記ＡＤ変換部によって標本化されたビート信号を、前記変調周期毎のスイープデータ列として、連続するＮのスイープデータ列（Ｎは、３以上の整数）を格納するスイープバッファと、
前記スイープバッファに格納された連続するＮのスイープデータ列の１つを注目スイープデータ列とし、該注目スイープデータ列以外の複数Ｎ−１のスイープデータ列を被調整スイープデータ列とし、該Ｎ−１の被調整スイープデータ列の振幅と位相を前記注目スイープデータ列の振幅と位相に等しくなるようにそれぞれ調整してＮ−１の調整済スイープデータ列を得る振幅・位相調整部と、
前記振幅・位相調整部から出力された前記注目スイープデータ列及び前記Ｎ−１の調整済スイープデータ列の対応するデータの実部と虚部をそれぞれ小さい順に並べ替え、実部の中央値を実部とし虚部の中央値を虚部とする複素数を１スイープデータ列に含まれるすべてのサンプリング時刻のデータについて出力するセレクタ回路とを備えて、
前記注目スイープデータ列に含まれる妨害信号を低減することを特徴とする、ＦＭ−ＣＷレーダ装置。 Transmits a continuous wave transmission signal linearly frequency-modulated over time at a predetermined modulation period, receives a reception signal including a signal reflected by a spatially separated target, and receives the transmission signal and reception signal. In the FM-CW radar apparatus using the fact that the distance to the target can be obtained by the frequency difference of the signal,
An AD converter that converts a beat signal having a frequency component of a frequency difference between a transmission signal and a reception signal into a digital signal in synchronization with a specified sampling clock;
A sweep buffer for storing N beat data sequences (N is an integer of 3 or more) as beat data sampled by the AD converter as a sweep data sequence for each modulation period;
One of the consecutive N sweep data strings stored in the sweep buffer is set as a noticed sweep data string, and a plurality of N-1 sweep data strings other than the noticed sweep data string are designated as adjusted sweep data strings, and the N− An amplitude / phase adjustment unit that adjusts the amplitude and phase of one adjusted sweep data sequence so as to be equal to the amplitude and phase of the target sweep data sequence to obtain N-1 adjusted sweep data sequences;
The real part and the imaginary part of the corresponding data of the target sweep data string and the N-1 adjusted sweep data string output from the amplitude / phase adjustment unit are rearranged in ascending order, and the median value of the real part is obtained. And a selector circuit that outputs a complex number having a median value of the imaginary part as an imaginary part for all sampling time data included in one sweep data sequence,
The FM-CW radar apparatus, wherein interference signals included in the target sweep data string are reduced.
前記スイープバッファに格納された連続する注目スイープデータ列及びＮ−１の被調整スイープデータ列をそれぞれフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部による連続する注目スイープデータ列及びＮ−１の被調整スイープデータ列のフーリエ変換結果を、前記スイープバッファの注目スイープデータ列及びＮ−１の被調整スイープデータ列と対応付けできるように、格納するフーリエバッファと、
前記フーリエバッファに格納された前記注目スイープデータ列のフーリエ変換結果の複素絶対値を計算する複素絶対値演算部と、
前記複素絶対値演算部での複素絶対値演算によって計算された注目スイープデータ列のフーリエ変換結果の複素絶対値を一時的に格納する複素絶対値バッファと、
前記複素絶対値バッファに格納された複素絶対値を探索してその複素絶対値が最大になる振幅最大周波数を前記フーリエ変換部の周波数分解能よりも細かい周波数分解能で算出する最大値検出部と、
前記フーリエバッファに格納された連続する注目スイープデータ列及びＮ−１の被調整スイープデータ列のフーリエ変換結果に対して前記振幅最大周波数に対応する各関数値を計算する複素関数補間処理部と、
前記複素関数補間処理部で計算された各関数値を用いて、前記Ｎ−１の被調整スイープデータ列の振幅と位相が、前記注目スイープデータ列の振幅と位相に一致するように補正するビート信号補正部と、を有することを特徴とする、請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。 The amplitude / phase adjustment unit is:
A Fourier transform unit for Fourier transforming each of the continuous target sweep data sequence stored in the sweep buffer and the N-1 adjusted sweep data sequence;
The Fourier transform results of the continuous sweep data sequence of interest and the N-1 adjusted sweep data sequence by the Fourier transform unit can be associated with the focused sweep data sequence of the sweep buffer and the N-1 adjusted sweep data sequence. A Fourier buffer to store,
A complex absolute value calculation unit for calculating a complex absolute value of a Fourier transform result of the sweep data string of interest stored in the Fourier buffer;
A complex absolute value buffer for temporarily storing the complex absolute value of the Fourier transform result of the target sweep data string calculated by the complex absolute value calculation in the complex absolute value calculation unit;
A maximum value detector that searches for a complex absolute value stored in the complex absolute value buffer and calculates an amplitude maximum frequency at which the complex absolute value is maximized with a frequency resolution finer than the frequency resolution of the Fourier transform unit;
A complex function interpolation processing unit for calculating each function value corresponding to the maximum amplitude frequency with respect to a Fourier transform result of the continuous sweep data string of interest stored in the Fourier buffer and N-1 adjusted sweep data strings;
Using each function value calculated by the complex function interpolation processing unit, a beat for correcting the amplitude and phase of the N-1 adjusted sweep data sequence so as to match the amplitude and phase of the target sweep data sequence The FM-CW radar apparatus according to claim 1, further comprising a signal correction unit.
前記複素関数補間処理部で計算された関数値の内の前記Ｎ−１の被調整スイープデータ列にそれぞれ対応する関数値の逆数をそれぞれに計算するＮ−１の被調整スイープ用複素逆数回路と、
前記Ｎ−１の被調整スイープ用複素逆数回路によってそれぞれに計算された関数値の逆数と、前記注目スイープデータ列に対応する計算された関数値とをそれぞれ乗算することによって前記Ｎ−１の被調整スイープデータ列にそれぞれ対応する複素補正値を計算し、該複素補正値をそれぞれ対応する前記被調整スイープデータ列に乗算して、前記Ｎ−１の被調整スイープデータ列の振幅と位相を前記注目スイープデータ列の振幅と位相に一致させる複素乗算回路と、を有することを特徴とする、請求項２に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。 The beat signal correction unit
N-1 adjusted sweep complex reciprocal circuits for respectively calculating the reciprocals of function values respectively corresponding to the N-1 adjusted sweep data strings in the function values calculated by the complex function interpolation processing unit; ,
By multiplying the reciprocal number of the function value respectively calculated by the N-1 adjusted sweep complex reciprocal circuit by the calculated function value corresponding to the target sweep data string, the N-1 A complex correction value corresponding to each of the adjusted sweep data sequences is calculated, the complex correction value is multiplied by the corresponding adjusted sweep data sequence, and the amplitude and phase of the N-1 adjusted sweep data sequences are calculated as The FM-CW radar apparatus according to claim 2, further comprising a complex multiplication circuit that matches the amplitude and phase of the sweep data string of interest.
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