JP4451203B2 - Pulse radar equipment - Google Patents

Pulse radar equipment Download PDF

Info

Publication number
JP4451203B2
JP4451203B2 JP2004134194A JP2004134194A JP4451203B2 JP 4451203 B2 JP4451203 B2 JP 4451203B2 JP 2004134194 A JP2004134194 A JP 2004134194A JP 2004134194 A JP2004134194 A JP 2004134194A JP 4451203 B2 JP4451203 B2 JP 4451203B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
distance
signal
video signal
shift
shifter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2004134194A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2005315738A (en
Inventor
照幸 原
高志 関口
恭明 島津
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2004134194A priority Critical patent/JP4451203B2/en
Publication of JP2005315738A publication Critical patent/JP2005315738A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4451203B2 publication Critical patent/JP4451203B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Description

この発明は、合成帯域処理を行うパルスレーダ装置に関し、特に、強度の大きい反射信号を抑圧することによって強度の小さい反射信号を強度の大きい反射信号のサイドロープに埋もれることなく検出するためのパルスレーダ装置に関する。   More particularly, the present invention relates to a pulse radar for detecting a reflected signal having a low intensity without being buried in a side rope of the reflected signal having a high intensity by suppressing the reflected signal having a high intensity. Relates to the device.

従来、合成帯域処理を行うレーダ装置では、帯域の合成を行う合成帯域器の前に窓関数器を設け、合成帯域器の入力信号に対して窓関数による重みをかけ合成帯域器の出力信号を包絡線検波した信号に生じるレンジサイドローブの抑圧を行っていた。ここで、窓関数に関しては、例えば非特許文献１に開示されている。また、合成帯域処理に関しては、例えば非特許文献２に開示されている。   Conventionally, in a radar device that performs synthetic band processing, a window function unit is provided in front of a synthetic band unit that performs band synthesis, and the input signal of the synthetic band unit is weighted by the window function to output the output signal of the synthetic band unit. The range side lobe generated in the envelope detection signal was suppressed. Here, the window function is disclosed in Non-Patent Document 1, for example. Further, for example, Non-Patent Document 2 discloses the synthetic band processing.

例えば、目標Ａが１５０ｍ，目標Ｂが２００ｍの距離にあり、目標Ｂの受信信号強度が目標Ａの受信信号強度よりも３０ｄＢ小さい場合に、窓関数を用いずに合成帯域処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度と、同様の条件で、窓関数として、Ｈａｍｍｉｎｇ窓を用いて合成帯域処理を行った時の包絡線検波後の信号の相対強度とを比較した場合、窓関数を用いてない場合は、目標Ｂは目標Ａのレンジサイドローブに埋もれて検出ができなくなっているのに対し、窓関数を用いることによって目標Ａのレンシサイドローブが小さくなり、目標Ｂの検出が可能になる。   For example, when the target A is at a distance of 150 m and the target B is 200 m, and the received signal strength of the target B is 30 dB smaller than the received signal strength of the target A, the composite band processing is performed without using the window function. When the relative intensity of the signal after envelope detection is compared with the relative intensity of the signal after envelope detection when the synthetic band processing is performed using the Hamming window as a window function under the same conditions, the window function is When not used, target B is buried in the range side lobe of target A and cannot be detected. However, by using a window function, the target side B has a smaller side lobe, and target B can be detected. become.

Ａ．Ｖ．Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ，Ｒ．Ｗ．Ｓｃｈａｆｅｒ原著、伊達玄訳「ディジタル信号処理（上）」、第５章５節A. V. Openheim, R.A. W. Schaffer's original book, Gengen Date "Digital Signal Processing (above)", Chapter 5 Section 5 Ｄｏｎａｌｄ Ｒ．Ｗｅｈｎｅｒ著「Ｈｉｇｈ−Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｒａｄａｒ」、Ｓｅｃｏｎｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ、Ｃｈａｐｔｅｒ ５Donald R.D. “High-Resolution Radar” by Wehner, Second Edition, Chapter 5

合成帯域処理については、上記文献に記載されているが、ここでは発明が解決しようとする課題を明確にするために、合成帯域処理によって、高分解能距離が得られる原理を簡単に説明する。   The synthetic band processing is described in the above-mentioned document. Here, in order to clarify the problem to be solved by the invention, the principle of obtaining a high resolution distance by the synthetic band processing will be briefly described.

合成帯域処理を用いて高分解能距離を得るパルスレーダ装置では、送信時に、Ｎ個の送信パルスＳｔに対して、パルス毎に送信周波数をｆ０からｆＮ−１までステップ周波数間隔Δｆ毎に変化させる。その時の送信信号Ｓｎ（ｔ）は式（１）で表される。ただし、ここでは、数式による表現を簡略化するために、各信号を複素信号で表現している。 In a pulse radar device that obtains a high-resolution distance using synthetic band processing, the transmission frequency changes from f 0 to f N−1 for each step frequency interval Δf for each of N transmission pulses St during transmission. Let The transmission signal S n (t) at that time is expressed by Expression (1). However, here, each signal is expressed as a complex signal in order to simplify the expression by the mathematical expression.

Figure 0004451203
ただし、Ａは送信信号の振幅、φｎは各送信周波数の初期位相、Ｔｐはパルス幅、Ｔｐｒｉはパルス繰り返し周期を表す。
Figure 0004451203
 Where A is the amplitude of the transmission signal, φ n is the initial phase of each transmission frequency, T p is the pulse width, and T pri is the pulse repetition period.

式（１）で表される送信信号Ｓｎ（ｔ）がパルスレーダ装置から相対距離Ｒ離れたところにある目標に反射して、パルスレーダ装置に受信された場合、受信信号Ｕｎ（ｔ）は式（２）で表される。 When the transmission signal S n (t) represented by the expression (1) is reflected by the target at a relative distance R away from the pulse radar device and received by the pulse radar device, the received signal U n (t) Is represented by equation (2).

Figure 0004451203
ただし、Ａ’は受信信号の振幅、ｃは光速を表す。
Figure 0004451203
 However, A ′ represents the amplitude of the received signal, and c represents the speed of light.

式（２）で表される受信信号Ｕｎ（ｔ）に対して、振幅が１で、送信信号Ｓｎ（ｔ）と同じ周波数同じ初期位相をもつ式（３）で示す局部発信信号Ｗｎ（ｔ）を用いて周波数をダウンコンバートすることによって生成した複素ビデオ信号Ｖｎ（ｔ）は式（４）で表される。 For the received signal U n (t) represented by the equation (2), the local transmission signal W n represented by the equation (3) having an amplitude of 1 and the same initial phase as the transmission signal S n (t). The complex video signal V n (t) generated by down-converting the frequency using (t) is expressed by Equation (4).

Figure 0004451203
Figure 0004451203

Figure 0004451203
Figure 0004451203

式（４）より、同じレンジビン番号でサンプリングされたｎ（ｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１）番目の送信パルスに対する複素ディジタルビデオ信号Ｖ（ｎ）は式（５）で表される。   From equation (4), the complex digital video signal V (n) for the n (n = 0, 1,..., N−1) th transmission pulse sampled with the same range bin number is expressed by equation (5). The

Figure 0004451203
Figure 0004451203

式（５）で表される複素ディジタルビデオに対して、逆フーリエ変換による帯域の合成を行った場合、逆フーリエ変換後の信号Ｐ（ｋ）は式（６）で表される。   When band synthesis is performed on the complex digital video represented by Expression (5) by inverse Fourier transform, the signal P (k) after inverse Fourier transform is represented by Expression (6).

Figure 0004451203
Figure 0004451203

式（６）の第２項   Second term of equation (6)

Figure 0004451203
より、式（７）が成り立つ時に逆フーリエ変換後の信号Ｐ（ｋ）の絶対値、すなわち包絡線検波後信号がピーク値となることがわかる。
Figure 0004451203
 From the above, it can be seen that the absolute value of the signal P (k) after inverse Fourier transform, that is, the signal after envelope detection has a peak value when Expression (7) holds.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

よって、各ｋに対する逆フーリエ変換後の信号Ｐ（ｋ）の絶対値、すなわち包絡線検波後信号は、式（８）で表される相対距離Ｒの目標からの反射信号強度を示すこととなる。   Therefore, the absolute value of the signal P (k) after inverse Fourier transform for each k, that is, the signal after envelope detection, indicates the intensity of the reflected signal from the target of the relative distance R expressed by the equation (8). .

Figure 0004451203
Figure 0004451203

また、距離分解能ΔＲは式（９）で表され、ＮあるいはΔｆを大きくすることによって、距離分解能ΔＲは小さくなり、高分解能距離が得られることが分かる。   In addition, the distance resolution ΔR is expressed by the equation (9), and it can be seen that by increasing N or Δf, the distance resolution ΔR decreases and a high resolution distance can be obtained.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

また、距離の折り返しなく表現できる最大の距離Ｒmaxは次式で表される。 Further, the maximum distance R max that can be expressed without turning back the distance is expressed by the following equation.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

しかしながら、式（６）にも示したように、逆フーリエ変換を用いているために、逆フーリエ変換後の信号Ｐ（ｋ）の絶対値、すなわち包絡線検波後信号は、ｓｉｎｃ関数（ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）の形状となり、目標以外の距離のピーク、いわゆるレンジサードローブが生じる。よって、大きな信号強度の受信信号と、小さい信号強度の受信信号が混在しているような状況では、大きな信号強度の受信信号のレンジサイドローブに小さい信号強度の受信信号が埋もれてしまい。検出が困難になる課題があった。 However, since the inverse Fourier transform is used as shown in the equation (6), the absolute value of the signal P (k) after the inverse Fourier transform, that is, the signal after the envelope detection is the sinc function (sin ( x) / x), and a peak at a distance other than the target, a so-called range third lobe, occurs. Therefore, a received signal of large signal intensity, in a situation such as the received signal of small signal strength are mixed, will have received signals of a small signal strength range side lobe of the received signal of large signal intensity is buried. There was a problem that it was difficult to detect.

従来の合成帯域処理を行うレーダ装置では、この課題を解決するために、式（５）で示される複素ディジタルビデオ信号Ｖ（ｎ）に対して、窓関数による重みをつけた後に、逆フーリエ変換による帯域の合成を行っていた。しかし、窓関数を用いた場合は、距離分解能が劣化するという問題が生じる。   In a conventional radar apparatus that performs synthetic band processing, in order to solve this problem, the complex digital video signal V (n) represented by Expression (5) is weighted by a window function and then subjected to inverse Fourier transform. The band was synthesized by. However, when the window function is used, there arises a problem that the distance resolution deteriorates.

今、目標距離を１５０ｍとし、窓関数を用いない場合の式（６）で表される逆フーリエ変換後の信号Ｐ（ｋ）の絶対値、すなわち包絡線検波後信号の相対強度と、窓関数としてＨａｍｍｉｎｇ窓を用いた場合の式（６）で表される逆フーリエ変換後の信号Ｐ（ｋ）の絶対値、すなわち包絡線検波後信号の相対強度とを比較した場合、距離分解能をピークから３ｄＢ強度が小さくなった幅で定義すると、窓関数としてＨａｍｍｉｎｇ窓を用いた場合、窓関数を用いない場合に比べ、距離分解能は約１．３倍となる。   Now, assuming that the target distance is 150 m and the window function is not used, the absolute value of the signal P (k) after the inverse Fourier transform represented by Expression (6), that is, the relative intensity of the signal after envelope detection, and the window function When the Hamming window is used, the absolute value of the signal P (k) after the inverse Fourier transform represented by the equation (6), that is, the relative intensity of the signal after envelope detection is compared, and the distance resolution from the peak When the width of the 3 dB intensity is defined, the distance resolution is about 1.3 times when the Hamming window is used as the window function compared to the case where the window function is not used.

さらに、窓関数を用いた場合は、レンジサイドローブレベルは小さくできるが、まったくなくすことはできない。例えば、窓関数を用いてない場合の第一レンジサイドローブレベルが、例えば約−１２．７ｄＢであるのに対し、Ｈａｍｍｉｎｇ窓を用いた場合の第一レンジサイドローブレベルは、例えば約−４３．０ｄＢとなることが分かる。このことは、２つの目標からの反射受信信号強度の差が４３ｄＢ以上ある場合には、やはり、大きな信号強度の受信信号のレンジサイドローブに信号強度の小さな受信信号が埋れてしまい信号強度の小さな受信信号の検出が困難になることを示している。すなわち、窓関数を用いる方法では、用いる窓関数によって検出できる小さい信号強度の受信信号の限界値が存在することになる。   Furthermore, when the window function is used, the range side lobe level can be reduced, but cannot be eliminated at all. For example, the first range side lobe level when the window function is not used is, for example, about −12.7 dB, whereas the first range side lobe level when the Hamming window is used is, for example, about −43. It turns out that it becomes 0 dB. This is because, when the difference in reflected received signal strength from the two targets is 43 dB or more, the received signal having a small signal strength is buried in the range side lobe of the received signal having a large signal strength, and the signal strength is small. This shows that it is difficult to detect the received signal. That is, in the method using the window function, there is a limit value of the received signal having a small signal strength that can be detected by the window function to be used.

この発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、合成帯域処理による高分解能距離を得るレーダにおいて、距離分解能を劣化させずに、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出能力を向上させることができるパルスレーダ装置を得ることを目的とする。   The present invention has been made to solve such a problem, and in a radar that obtains a high resolution distance by synthetic band processing, it is buried in the range side lobe of a received signal having a large signal strength without degrading the distance resolution. An object of the present invention is to obtain a pulse radar device that can improve the detection capability of a received signal having a low signal strength.

この発明に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、Ｎ（２以上の整数）個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し抑制したい距離の情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器と、前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器とを備えたものである。 The pulse radar device according to the present invention comprises a transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and pulse width, and for each pulse repetition period. A receiving means for generating a video signal from a received signal for each transmission pulse obtained by using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency, and a received signal for N (an integer of 2 or more) different transmission pulses. A distance shifter that generates a distance-shifted video signal obtained by shifting the distance using a shift distance obtained from information on the distance to be suppressed with respect to the video signal having the same range bin number, and a distance-shifted video signal from the distance shifter. On the other hand, from the distance-shift video signal in which the transmission frequency number is shifted by a positive integer value less than a predetermined N, A signal suppressor that generates a post-suppression video signal by subtracting a distance shift video signal from the distance shifter, and a shift distance that is the same value as the shift distance used in the distance shifter for the post-suppression video signal from the signal suppressor. A distance reverse shifter that generates a distance reverse shift video signal by shifting a distance in a direction opposite to a distance shift direction of the distance shifter using a shift distance, and a distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter. And a synthesis bander for synthesizing the band.

また、他の発明に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、Ｎ（２以上の整数）個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し抑制したい距離の情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器とを備えたものである。 According to another aspect of the present invention, there is provided a pulse radar device according to another aspect of the present invention, comprising: a transmission unit that transmits a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and pulse width; Receiving means for generating a video signal by using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency from the reception signal for each transmission pulse obtained at each repetition period, and reception for transmission pulses having N (integer of 2 or more) different frequencies A distance shifter that generates a distance-shifted video signal by shifting a distance using a shift distance obtained from information on a distance to be suppressed with respect to a video signal having the same range bin number obtained from the signal, and a distance shift from the distance shifter A distance-shifted video signal in which the transmission frequency number is shifted by a positive integer value less than a predetermined N with respect to the video signal A signal suppressor that generates a post-suppression video signal by subtracting a distance-shifted video signal from the distance shifter, a synthesis bander that performs band synthesis on the post-suppression video signal from the signal suppressor, and A distance corrector that corrects a distance using a shift distance having the same value as the shift distance used in the distance shifter for a signal after the band is combined by the combiner.

また、さらに他の発明に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、前記受信手段からのビデオ信号を保存するメモリーと、Ｎ（２以上の整数）個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号の振幅値に基づいて抑制したい距離情報を求め、求めた距離情報を出力する振幅判定器と、前記メモリーより取り出したビデオ信号に対し前記振幅判定器からの距離情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器と、前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器とを備えたものである。 Further, a pulse radar device according to still another invention includes a transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width, Receiving means for generating a video signal from the received signal for each transmission pulse obtained at each pulse repetition period using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency, a memory for storing the video signal from the receiving means, and N ( An integer greater than or equal to 2) A combined bander for combining bands of video signals having the same range bin number obtained from received signals for transmission pulses having different frequencies, and an amplitude of the signal after band combining by the combined bander obtains distance information to be suppressed based on the values, the amplitude determination unit for outputting the distance information calculated, taken out from said memory video A distance shifter for generating a distance shift video signal obtained by shifting the distance using a shift distance obtained from distance information from the amplitude determiner, and a distance shift video signal from the distance shifter. A signal suppressor for generating a post-suppression video signal by subtracting a distance shift video signal from the distance shifter from a distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a positive integer value less than N, and the signal suppressor The distance reverse shift video signal is obtained by shifting the distance in the direction opposite to the distance shift direction of the distance shifter using a shift distance having the same value as the shift distance used in the distance shifter with respect to the video signal after suppression. A distance reverse shifter to be generated, and a combining band shifter for performing band combining on the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter. It is.

さらに、さらに他の発明に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、前記受信手段からのビデオ信号を保存するメモリーと、Ｎ（２以上の整数）個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号の振幅値に基づいて抑制したい距離情報を求め、求めた距離情報を出力する振幅判定器と、前記メモリーより取り出したビデオ信号に対し前記振幅判定器からの距離情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器とを備えたものである。 Furthermore, a pulse radar device according to still another invention includes a transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width, Receiving means for generating a video signal from the received signal for each transmission pulse obtained at each pulse repetition period using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency, a memory for storing the video signal from the receiving means, and N ( An integer greater than or equal to 2) A combined bander for combining bands of video signals having the same range bin number obtained from received signals for transmission pulses having different frequencies, and an amplitude of the signal after band combining by the combined bander obtains distance information to be suppressed based on the values, the amplitude determination unit for outputting the distance information calculated, bidet taken out from said memory A distance shifter that generates a distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from distance information from the amplitude determiner, and a distance-shifted video signal from the distance shifter. A signal suppressor for generating a post-suppression video signal by subtracting a distance shift video signal from the distance shifter from a distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a positive integer value less than N, and the signal suppressor A band-combiner that combines bands with the video signal after suppression from the signal, and a distance that uses the same shift distance as the shift distance used by the distance shifter for the band-combined signal by the combiner bander. And a distance corrector for correcting.

この発明によれば、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。   According to the present invention, a high-resolution distance can be obtained by the combined band processing, and the received signal having a high signal strength can be suppressed by processing the distance of the received signal having a high signal strength as a distance to be suppressed. Accordingly, the range side lobe of the reception signal having a high signal strength is also suppressed, and the reception signal having a low signal strength can be detected without being buried in the range side lobe of the reception signal having a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate.

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１に示す実施の形態１に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段として、タイミング発生器１、周波数シンセサイザ２、分配器３ａ、基準中間周波数信号発生器４、周波数変換機５ａ、パルス変調器６、電力増幅器７を備えており、送受切替器８を介してアンテナ９により送信信号が空間へ放射される。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. The pulse radar apparatus according to Embodiment 1 shown in FIG. 1 is a transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and pulse width. , A timing generator 1, a frequency synthesizer 2, a distributor 3 a, a reference intermediate frequency signal generator 4, a frequency converter 5 a, a pulse modulator 6, and a power amplifier 7, and an antenna 9 through a transmission / reception switch 8. The transmitted signal is radiated into space.

また、パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段として、送信手段と共通のタイミング発生器１、周波数シンセサイザ２、分配器３ａ、基準中間周波数信号発生器４に加え、周波数変換機５ｂ、中間周波数増幅器１１、９０度ハイブリッド器１２、分配器３ｂ、位相検波器１３ａ及び１３ｂ、Ａ／Ｄ変換器１４ａ及び１４ｂを備えており、目標１０及び背景で反射された反射信号が受信される。   In addition, as a receiving means for generating a video signal from a reception signal for each transmission pulse obtained at each pulse repetition period using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency, a timing generator 1 and a frequency synthesizer 2 common to the transmission means are used. In addition to the distributor 3a and the reference intermediate frequency signal generator 4, the frequency converter 5b, the intermediate frequency amplifier 11, the 90-degree hybrid 12, the distributor 3b, the phase detectors 13a and 13b, and the A / D converters 14a and 14b And the reflected signal reflected by the target 10 and the background is received.

さらに、Ｎ（２以上の整数）個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し所定のシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器１５、距離シフト器１５からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器１６、信号抑圧器１６からの抑圧後ビデオ信号に対し距離シフト器１５で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離シフト器１５の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器１７、距離逆シフト器１７からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器１８を備えており、合成帯域器１８による出力は包絡線検波器１９により包絡線検波され、表示器２０に表示される。   Further, a distance-shifted video signal is generated by shifting the distance by using a predetermined shift distance with respect to the video signal having the same range bin number obtained from the received signal with respect to N (an integer of 2 or more) transmission pulses having different frequencies. After suppression, the distance shifter 15 and the distance shift video signal from the distance shifter 15 are subtracted by subtracting the distance shift video signal from the distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a predetermined positive integer less than N. What is the distance shift direction of the distance shifter 15 using a shift distance of the same value as the shift distance used in the distance shifter 15 for the signal suppressor 16 that generates the video signal and the video signal after suppression from the signal suppressor 16? The distance reverse shifter 17 that generates the distance reverse shift video signal by shifting the distance in the reverse direction, the distance reverse shift from the distance reverse shifter 17 Futobideo comprises a synthetic band 18 for synthesizing band to the signal, output by the synthetic band 18 is envelope detected by envelope detector 19, is displayed on the display 20.

次に、上記構成を備える実施の形態１に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。タイミング発生器１では、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉの間隔で、周波数切換信号を周波数シンセサイザ２へ、パルス変調信号をパルス変調器６へ、送受切換信号を送受切替器８へそれぞれ出力する。周波数シンセサイザ２では、タイミング発生器１からの周波数切換信号によって、予め周波数、初期位相及びステップ周波数を定めたＮ種類の信号の中の一種類を、最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順に、あるいはランダムにパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に生成し、分配器３ａに出力する。分配器３ａでは、周波数シンセサイザ２からの入力信号を２分し、一方を送信信号生成用の周波数変換機５ａの局部発振信号として周波数変換機５ａに、もう一方を中間周波数信号生成用の周波数変換機５ｂの局部発振信号として、周波数変換機５ｂにそれぞれ出力する。 Next, the operation of the pulse radar device according to the first embodiment having the above configuration will be described. The timing generator 1 outputs the frequency switching signal to the frequency synthesizer 2, the pulse modulation signal to the pulse modulator 6, and the transmission / reception switching signal to the transmission / reception switching device 8 at intervals of the pulse repetition period T pri . In the frequency synthesizer 2, one of the N types of signals whose frequency, initial phase, and step frequency are determined in advance in ascending order from the lowest frequency or from the highest frequency by the frequency switching signal from the timing generator 1. They are generated in descending order or randomly for each pulse repetition period T pri and output to the distributor 3a. In the distributor 3a, the input signal from the frequency synthesizer 2 is divided into two, one is used as the local oscillation signal of the frequency converter 5a for generating the transmission signal, and the other is used as the frequency converter for generating the intermediate frequency signal. And output to the frequency converter 5b as a local oscillation signal of the machine 5b.

周波数変換機５ａでは、分配器３ａからの局部発振信号の周波数と、基準中間周波数信号発生器４で生成される基準中間周波数信号の周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成し、パルス変調器６に出力する。パルス変調器６では、周波数変換機５ａからの入力信号に対して、タイミング発生器１からのパルス変調信号によって、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に予め定めたパルス幅Ｔｐのパルス変調を行う。パルス変調器６の出力信号は、電力増幅器７に入力され、電力の増幅が行われ、送受切替器８に出力される。送受切替器８では、タイミング発生器１からの送受切換信号によって、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に予め定めた時間間隔の電力増幅器７からの入力信号をアンテナ９に出力する。アンテナ９では、送受切替器８からの入力信号を、送信信号として空間へ放射する。送信信号は目標１０、および背景に反射し、反射信号となってアンテナ９で受信され、送受切替器８に出力される。 The frequency converter 5a generates a transmission carrier signal having a frequency that is the sum of the frequency of the local oscillation signal from the distributor 3a and the frequency of the reference intermediate frequency signal generated by the reference intermediate frequency signal generator 4, and performs pulse modulation. To the device 6. In the pulse modulator 6, pulse modulation with a pulse width T p determined in advance for each pulse repetition period T pri is performed on the input signal from the frequency converter 5 a by the pulse modulation signal from the timing generator 1. The output signal of the pulse modulator 6 is input to the power amplifier 7, the power is amplified, and is output to the transmission / reception switch 8. The transmission / reception switch 8 outputs an input signal from the power amplifier 7 at a predetermined time interval to the antenna 9 for each pulse repetition period T pri by the transmission / reception switching signal from the timing generator 1. The antenna 9 radiates the input signal from the transmission / reception switch 8 to space as a transmission signal. The transmission signal is reflected on the target 10 and the background, is received by the antenna 9 as a reflected signal, and is output to the transmission / reception switch 8.

送受切替器８では、タイミング発生器１からの送受切換信号によって、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に予め定めた時間間隔のアンテナ９からの入力信号を周波数変換機５ｂに出力する。また、周波数変換機５ｂには、分配器３ａから局部発振信号も入力される。周波数変換機５ｂでは、受信信号の周波数と局部発振信号の差の周波数の中間周波数信号を生成し、中間周波数増幅器１１へ出力する。中間周波数増幅器１１では、中間周波数信号の電力の増幅を行い、その結果を分配器３ｂに出力する。分配器３ｂでは、中間周波数増幅器１１から入力信号を２分し、それぞれを位相検波器１３ａ、１３ｂに出力する。 The transmission / reception switch 8 outputs an input signal from the antenna 9 at a predetermined time interval to the frequency converter 5b for each pulse repetition period T pri by the transmission / reception switching signal from the timing generator 1. Further, the local oscillation signal is also input from the distributor 3a to the frequency converter 5b. In the frequency converter 5 b, an intermediate frequency signal having a difference between the frequency of the received signal and the local oscillation signal is generated and output to the intermediate frequency amplifier 11. The intermediate frequency amplifier 11 amplifies the power of the intermediate frequency signal and outputs the result to the distributor 3b. The distributor 3b divides the input signal from the intermediate frequency amplifier 11 into two and outputs them to the phase detectors 13a and 13b.

一方、基準中間周波数信号発生器４で発生した基準中間周波数信号は、９０度ハイブリッド器１２で９０度の位相差を持った２つの信号に分離され、位相検波器１３ａ、１３ｂに出力される。位相検波器１３ａ及び１３ｂでは、分配器３ｂからの入力信号と９０度ハイブリッド器１２からの入力信号から、中間周波数信号の周波数と基準中間周波数信号の周波数の差の周波数を持ち、互いに９０度の位相差を持つＩ成分、Ｑ成分のビデオ信号を生成する。生成されたＩ、Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数が１／ＴｐのＡ／Ｄ変換器１４ａ、１４ｂに入力され、パルス幅Ｔｐと同じ間隔のレンジビン毎のディジタルＩ、Ｑビデオ信号に変換され、距離シフト器１５に出力される。 On the other hand, the reference intermediate frequency signal generated by the reference intermediate frequency signal generator 4 is separated into two signals having a phase difference of 90 degrees by the 90 degree hybrid unit 12, and is output to the phase detectors 13a and 13b. In the phase detectors 13a and 13b, the input signal from the distributor 3b and the input signal from the 90-degree hybrid 12 have a frequency that is the difference between the frequency of the intermediate frequency signal and the frequency of the reference intermediate frequency signal. A video signal of I component and Q component having a phase difference is generated. The generated I and Q video signals are input to A / D converters 14a and 14b having a sampling frequency of 1 / T p and converted into digital I and Q video signals for each range bin having the same interval as the pulse width T p. To the distance shifter 15.

距離シフト器１５では、Ｎ個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のディジタルＩビデオ信号を実部、ディジタルＱビデオ信号を虚部とした、式（５）で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、レーダ装置の高度とアンテナ指向方向から予め求めた、あるいは他のレーダシステムより得られた抑圧したい距離の情報より求まるシフト距離Ｒs１を用いて式（１１）で表される処理を行い、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を生成し、信号抑圧器１６に出力する。 In the distance shifter 15, the digital I video signal having the same range bin number obtained from the received signal with respect to the N transmission pulses having different frequencies is represented as a real part and the digital Q video signal is represented as an imaginary part. For the complex digital video signal, the shift distance R s1 obtained in advance from the altitude of the radar apparatus and the antenna directing direction or obtained from the information on the distance to be suppressed obtained from another radar system is used by the equation (11). The distance shift complex digital video signal V ′ (n) is generated and output to the signal suppressor 16.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

ただし、周波数シンセサイザ２において、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。 However, in the frequency synthesizer 2, when the frequency is randomly generated for each pulse repetition period T pri , the complex digital video signal is arranged in ascending order from the lowest frequency of the transmission pulse, or from the highest frequency to the descending order. The above processing is performed after rearranging.

信号抑圧器１６では、式（１２）に示すように、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）に対して、予め定めた送信パルス数Ｎ未満の正の整数値αだけずらした距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ＋α）から距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を生成し、距離逆シフト器１７に出力する。 In the signal suppressor 16, as shown in the equation (12), the distance shift complex digital signal V ′ (n) shifted by a positive integer value α less than a predetermined number N of transmission pulses is shifted from the distance shift complex digital video signal V ′ (n). By subtracting the distance shift complex digital video signal V ′ (n) from the digital video signal V ′ (n + α), a suppressed complex digital video signal G α ′ (n) is generated and output to the distance inverse shifter 17.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

距離逆シフト器１７では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）に対して、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器１５で用いたシフト距離Ｒs１と同じ値のシフト距離Ｒs２を用いて式（１３）で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を生成し、合成帯域器１８に出力する。 In the distance inverse shifter 17, the shift distance R s2 having the same value as the shift distance R s1 used in the distance shifter 15 obtained from the information of the distance to be suppressed is applied to the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n). Then, the processing represented by the equation (13) is performed to generate a distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) and output it to the synthesis bander 18.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

式（１３）おいて、今、シフト距離Ｒs１とシフト距離Ｒs２が等しいために、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）は次式で表される。 In Expression (13), since the shift distance R s1 and the shift distance R s2 are equal to each other, the distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is expressed by the following expression.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

合成帯域器１８では、距離逆シフト器１７から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を式（１５）に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）の逆フーリエ変換への入力点数がＮより小さい場合は、０詰めを行う。 In the synthesis bander 18, the distance inverse shift complex digital video signal H α ′ (n) input from the distance inverse shifter 17 is subjected to inverse Fourier transform as shown in the equation (15) to obtain a pulse width T p or less. Is obtained, and the result is output to the envelope detector 19. However, when the number of input points to the inverse Fourier transform of the distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is smaller than N, zero padding is performed.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

式（１５）の第４項   The fourth term of equation (15)

Figure 0004451203
より、式（７）と同様に式（１６）が成り立つ時に逆フーリエ変換後の信号Ｐα’（ｋ）の絶対値、すなわち包絡線検波後信号がピーク値となることがわかる。
Figure 0004451203
 From the above, it can be seen that the absolute value of the signal P α ′ (k) after the inverse Fourier transform, that is, the signal after the envelope detection, becomes the peak value when the equation (16) holds as in the equation (7).

Figure 0004451203
Figure 0004451203

よって、各ｋに対する逆フーリエ変換後の信号Ｐα’（ｋ）の絶対値、すなわち包絡線検波後信号は、式（１７）で表される相対距離Ｒの目標からの反射信号強度を示すこととなる。 Therefore, the absolute value of the signal P α ′ (k) after inverse Fourier transform for each k, that is, the signal after envelope detection, indicates the reflected signal intensity from the target of the relative distance R expressed by the equation (17). It becomes.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

さらに、フーリエ変換後の出力信号には、式（１５）の第１項   Further, the output signal after the Fourier transform includes the first term of Equation (15).

Figure 0004451203
による振幅変調がかかる。このことは、距離Ｒが、シフト距離Ｒs１と等しい場合は、ｓｉｎの括弧内が０となり、振幅が０になることを示している。よって、シフト距離Ｒs１の信号の振幅を０にする。すなわち、抑圧することができる。また、第２項
Figure 0004451203
 Amplitude modulation is applied. This indicates that when the distance R is equal to the shift distance R s1 , the parentheses of sin are 0 and the amplitude is 0. Therefore, the amplitude of the signal of the shift distance R s1 is set to zero. That is, it can be suppressed. Item 2

Figure 0004451203
、第３項
Figure 0004451203
 , Section 3

Figure 0004451203
は、初期位相の項であるために、包絡線検波を行うと振幅が１となり、振幅および合成帯域処理にも影響を及ぼさない。
Figure 0004451203
 Since this is an initial phase term, when envelope detection is performed, the amplitude becomes 1, which does not affect the amplitude and synthesis band processing.

包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を表示器２０に出力する。表示器２０では、包絡線検波器１９からの入力信号を表示する。   The envelope detector 19 calculates the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the display 20. The display 20 displays an input signal from the envelope detector 19.

また、上述した説明では、抑圧したい距離が１つの場合について動作の説明をしたが、抑圧したい距離が複数の場合は、図２及び図３に示す処理を行う。すなわち、図２に示すように、距離逆シフト器１７の出力信号である距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を距離シフト器１５に戻し、距離シフト器１５において、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を新たな複素ディジタルビデオ信号Ｖ（ｎ）とし、別の抑圧したい距離の情報より求めた新たなシフト距離Ｒｓ１を用いて、式（１１）の演算を行い、その結果を信号抑圧器１６に出力する。そして、この距離シフト器１５から距離逆シフト器１７までの処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）として合成帯域器１８に出力する。 In the above description, the operation has been described for the case where there is one distance to be suppressed. However, when there are a plurality of distances to be suppressed, the processing illustrated in FIGS. 2 and 3 is performed. That is, as shown in FIG. 2, the distance inverse shift complex digital video signal H α ′ (n) that is the output signal of the distance inverse shifter 17 is returned to the distance shifter 15, and the distance shifter 15 performs the distance inverse shift complex. The digital video signal H α ′ (n) is set as a new complex digital video signal V (n), and a new shift distance R s1 obtained from other information on the distance to be suppressed is used to perform the calculation of Expression (11). The result is output to the signal suppressor 16. After the processing from the distance shifter 15 to the distance inverse shifter 17 is repeated for the number of distances to be suppressed, the final output is output to the synthesis bander 18 as the distance inverse shift complex digital video signal H α ′ (n). To do.

または、図３に示すように、信号抑圧器１６の出力信号である抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を距離シフト器１５に戻し、距離シフト器１５において、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を新たな複素ディジタルビデオ信号Ｖ（ｎ）とし、前回抑圧した距離と、今回抑圧したい距離の差の情報より求めた新たなシフト距離Ｒｓ１を用いて、式（１１）の演算を行い、その結果を信号抑圧器１６に出力する。そして、この距離シフト器１５と信号抑圧器１６の処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）として、距離逆シフト器１７に出力する。距離逆シフト器１７では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）に対して、これまで、距離シフト器１５で用いたシフト距離の総和をシフト距離Ｒs２として式（１３）で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を生成し、合成帯域器１８に出力する。 Alternatively, as shown in FIG. 3, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n), which is the output signal of the signal suppressor 16, is returned to the distance shifter 15, and the post-suppression complex digital video signal is received by the distance shifter 15. Using G α ′ (n) as a new complex digital video signal V (n), and using the new shift distance R s1 obtained from the information on the difference between the previously suppressed distance and the distance to be suppressed this time, Equation (11) And outputs the result to the signal suppressor 16. Then, after the processes of the distance shifter 15 and the signal suppressor 16 are repeated for the number of distances to be suppressed, the final output is output to the distance inverse shifter 17 as a suppressed complex digital video signal G α ′ (n). . In the distance inverse shifter 17, the sum of the shift distances used so far in the complex digital video signal G α ′ (n) after suppression is expressed by the equation (13) as the shift distance R s2. The distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is generated and output to the synthesis bander 18.

このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Ｒｓ１の信号の振幅を０にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate.

図４に、目標Ａが１５０ｍ，目標Ｂが２００ｍの距離にあり、目標Ｂの受信信号強度が目標Ａの受信信号強度よりも５０ｄＢ小さい場合に、窓関数を用いずに合成帯域処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度を、図５に、同様の条件で、窓関数としてＨａｍｍｉｎｇ窓を用いて合成帯域処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度を、図６に、同様の条件で、上記処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度をそれぞれ示す。図４〜図６より、窓関数を用いる方法では、目標Ａのサイドローブに目標Ｂが埋もれてしまい、目標Ｂの検出が困難になるのに対し、上記処理を行うことによって、目標Ａを抑圧することができ、それに伴い目標Ａのレンジサイドローブも抑圧され、目標Ｂが検出可能であることが分かる。また、距離分解能も劣化することもないことも分かる。   In FIG. 4, when the target A is at a distance of 150 m and the target B is 200 m and the received signal strength of the target B is 50 dB smaller than the received signal strength of the target A, the synthesis band processing is performed without using the window function. FIG. 5 shows the relative strength of the signal after envelope detection in FIG. 5, and FIG. 6 shows the relative strength of the signal after envelope detection when synthetic band processing is performed using a Hamming window as a window function under the same conditions. The relative intensities of signals after envelope detection when the above processing is performed under the same conditions are respectively shown. 4 to 6, in the method using the window function, the target B is buried in the side lobe of the target A and it becomes difficult to detect the target B, but the target A is suppressed by performing the above processing. Accordingly, the range side lobe of the target A is also suppressed, and it can be seen that the target B can be detected. It can also be seen that the distance resolution does not deteriorate.

実施の形態２．
図７は、この発明の実施の形態２に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図７に示す実施の形態２において、図１に示す実施の形態１と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図７に示す実施の形態２においては、図１に示す実施の形態１の距離逆シフト器１７がなく、包絡線検波器１９を介した合成帯域器１８による帯域の合成後の信号に対し距離シフト器１５で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器２１をさらに備えている。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the pulse radar apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. In the second embodiment shown in FIG. 7, the same parts as those in the first embodiment shown in FIG. In the second embodiment shown in FIG. 7, the distance reverse shifter 17 of the first embodiment shown in FIG. 1 is not provided, and the distance is obtained with respect to the signal after band synthesis by the synthesis bander 18 via the envelope detector 19. A distance corrector 21 is further provided for correcting the distance using a shift distance having the same value as the shift distance used in the shifter 15.

この実施の形態２に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図７に示す実施の形態２において、信号抑圧器１６までの動作は実施の形態１と同様の動作である。信号抑圧器１６で生成された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）は、合成帯域器１８に出力される。合成帯域器１８では、信号抑圧器１６から入力された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を式（１８）に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）の逆フーリエ変換への入力点数がＮより小さい場合は、０詰めを行う。 The operation of the pulse radar device according to the second embodiment will be described. In the second embodiment shown in FIG. 7, the operations up to the signal suppressor 16 are the same as those in the first embodiment. The suppressed complex digital video signal G α ′ (n) generated by the signal suppressor 16 is output to the synthesis bander 18. In the combining zone 18, is input from the signal suppression unit 16, the suppression after the complex digital video signal G alpha '(n) is as shown in equation (18), the distance of less than the pulse width T p by inverse Fourier transform A band for obtaining the resolution ΔR is synthesized, and the result is output to the envelope detector 19. However, when the number of input points to the inverse Fourier transform of the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is smaller than N, zero padding is performed.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

式（１８）の第４項   The fourth term of equation (18)

Figure 0004451203
より、式（１９）が成り立つ時に逆フーリエ変換後の信号Ｐα″（ｋ）の絶対値、すなわち包絡線検波後信号がピーク値となることがわかる。
Figure 0004451203
 From the above, it can be seen that the absolute value of the signal P α ″ (k) after inverse Fourier transform, that is, the signal after envelope detection, becomes the peak value when Expression (19) holds.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

よって、逆フーリエ変換後の信号Ｐ″（ｋ）の絶対値、すなわち包絡線検波後信号は、式（２０）で表されるように、相対距離Ｒの目標からの反射信号強度を相対距離Ｒからシフト距離Ｒs１だけ引いた距離を示すこととなる。 Therefore, the absolute value of the signal P ″ (k) after the inverse Fourier transform, that is, the signal after the envelope detection is expressed by the relative distance R as expressed by the equation (20). This indicates a distance obtained by subtracting the shift distance R s1 from the distance.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

さらに、フーリエ変換後の出力信号には、式（１８）の第１項   Further, the output signal after the Fourier transform includes the first term of Equation (18).

Figure 0004451203
による振幅変調がかかる。このことは、距離Ｒが、シフト距離Ｒs１と等しい場合は、ｓｉｎの括弧内が０となり、振幅が０になることを示している。よって、シフト距離Ｒs１の信号の振幅を０にする。すなわち、抑圧することができる。また、第２項
Figure 0004451203
 Amplitude modulation is applied. This indicates that when the distance R is equal to the shift distance R s1 , the parentheses of sin are 0 and the amplitude is 0. Therefore, the amplitude of the signal of the shift distance R s1 is set to zero. That is, it can be suppressed. Item 2

Figure 0004451203
、第３項
Figure 0004451203
 , Section 3

Figure 0004451203
は、初期位相の項であるために、包絡線検波を行うと振幅が１となり、振幅および合成帯域処理にも影響を及ぼさない。
Figure 0004451203
 Since this is an initial phase term, when envelope detection is performed, the amplitude becomes 1, which does not affect the amplitude and synthesis band processing.

包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を距離補正器２１に出力する。式（２０）からも分かるように、距離シフト器１５の作用によって包絡線検波後の出力信号は、相対距離Ｒの目標からの反射信号強度を相対距離Ｒからシフト距離Ｒs１だけ引いた距離を示している。距離補正器２１では、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器１５で用いたシフト距離Ｒs１と同じ値のシフト距離Ｒs２と式（１０）で表される合成帯域処理において距離の折り返しなく表現できる最大の距離Ｒmaxを用いて、包絡線検波後の出力信号に対し、図８に示すように、０からＲmax−Ｒs２の距離を、Ｒs２からＲmaxの距離とし、Ｒmax−Ｒs２からＲmaxの距離を、０からＲs２の距離とする距離補正を行い、真の相対距離Ｒを求め、その結果を表示器２０に出力する。表示器２０では、距離補正器２１からの入力信号を表示する。 The envelope detector 19 calculates the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the distance corrector 21. As can be seen from equation (20), the output signal after envelope detection by the action of the distance shifter 15 is obtained by subtracting the reflected signal intensity from the target of the relative distance R by the shift distance R s1 from the relative distance R. Show. In the distance corrector 21, the shift distance R s2 having the same value as the shift distance R s1 used in the distance shifter 15 obtained from the information of the distance to be suppressed is expressed without the return of the distance in the synthesis band processing expressed by the equation (10). using the maximum distance R max that can, with respect to the output signal after envelope detection, as shown in FIG. 8, the distance R max -R s2 from 0, from R s2 and distance R max, R max - The distance is corrected by setting the distance from R s2 to R max to be the distance from 0 to R s2 , the true relative distance R is obtained, and the result is output to the display 20. The display device 20 displays an input signal from the distance corrector 21.

また、上述した説明では、抑圧したい距離が１つの場合について動作の説明をしたが、抑圧したい距離が複数の場合は、図９に示す処理を行う。すなわち、図９に示すように、信号抑圧器１６の出力信号である抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を距離シフト器１５に戻し、距離シフト器１５において、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を新たな複素ディジタルビデオ信号Ｖ（ｎ）とし、前回抑圧した距離と、今回抑圧したい距離の差の情報より求めた新たなシフト距離Ｒｓ１を用いて、式（１１）の演算を行い、その結果を信号抑圧器１６に出力する。この距離シフト器１５と信号抑圧器１６の処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）として、合成帯域器１８に出力する。 In the above description, the operation has been described for the case where there is one distance to be suppressed. However, when there are a plurality of distances to be suppressed, the processing shown in FIG. 9 is performed. That is, as shown in FIG. 9, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) that is the output signal of the signal suppressor 16 is returned to the distance shifter 15, and the post-suppression complex digital video signal in the distance shifter 15. Using G α ′ (n) as a new complex digital video signal V (n), and using the new shift distance R s1 obtained from the information on the difference between the previously suppressed distance and the distance to be suppressed this time, Equation (11) And outputs the result to the signal suppressor 16. After the processes of the distance shifter 15 and the signal suppressor 16 are repeated for the number of distances to be suppressed, the final output is output as a post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) to the synthesis bander 18.

合成帯域器１８では、信号抑圧器１６から入力された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を式（１８）に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）の逆フーリエ変換への入力点数がＮより小さい場合は、０詰めを行う。包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を距離補正器２１に出力する。
距離補正器２１では、距離シフト器１５で用いたシフト距離の総和をシフト距離Ｒs２として包絡線検波後の出力信号に対し、図８に示す距離補正を行い、真の相対距離Ｒを求め、その結果を表示器２０に出力する。表示器２０では、距離補正器２１からの入力信号を表示する。 In the combining zone 18, is input from the signal suppression unit 16, the suppression after the complex digital video signal G alpha '(n) is as shown in equation (18), the distance of less than the pulse width T p by inverse Fourier transform A band for obtaining the resolution ΔR is synthesized, and the result is output to the envelope detector 19. However, when the number of input points to the inverse Fourier transform of the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is smaller than N, zero padding is performed. The envelope detector 19 calculates the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the distance corrector 21.
The distance corrector 21 performs the distance correction shown in FIG. 8 on the output signal after envelope detection with the sum of the shift distances used in the distance shifter 15 as the shift distance R s2 to obtain the true relative distance R, The result is output to the display 20. The display device 20 displays an input signal from the distance corrector 21.

このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Ｒｓ１の信号の振幅を０にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、実施の形態１中の式（１３）で示した複素乗算が必要でないため、実施の形態１に比べ高速な処理が可能となる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Furthermore, since the complex multiplication shown by the equation (13) in the first embodiment is not necessary, the processing can be performed at a higher speed than in the first embodiment.

実施の形態３．
図１０は、この発明の実施の形態３に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１０に示す実施の形態３において、図１に示す実施の形態１と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図１０に示す実施の形態３においては、図１に示す実施の形態１に対し、受信手段からのビデオ信号を保存するメモリー２７ａと、包絡線検波器１９を介した合成帯域器１８による帯域の合成後の信号から強度の大きい信号の距離を計測しその距離情報を出力する振幅判定器２２とをさらに備えている。 Embodiment 3 FIG.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. In the third embodiment shown in FIG. 10, the same parts as those in the first embodiment shown in FIG. In the third embodiment shown in FIG. 10, in contrast to the first embodiment shown in FIG. 1, the memory 27a for storing the video signal from the receiving means and the band of the band by the synthesis bander 18 via the envelope detector 19 are shown. An amplitude determination unit 22 is further provided for measuring the distance of a signal having a high intensity from the combined signal and outputting the distance information.

この実施の形態３に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図１０に示す実施の形態３において、Ａ／Ｄ変換器１４ａ、１４ｂまでの動作は実施の形態１と同様の動作である。Ａ／Ｄ変換器１４ａ、１４ｂで生成されたディジタルＩ、Ｑビデオ信号は、合成帯域器１８に出力されると共に、メモリー２７ａに出力される。メモリー２７ａでは、Ｎ個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から生成されたディジタルＩ、Ｑビデオ信号の中で、合成帯域処理を実施するレンジビンのディジタルＩ、Ｑビデオ信号を保存する。   The operation of the pulse radar device according to the third embodiment will be described. In the third embodiment shown in FIG. 10, the operations up to the A / D converters 14a and 14b are the same as those in the first embodiment. The digital I and Q video signals generated by the A / D converters 14a and 14b are output to the synthesis bander 18 and also to the memory 27a. In the memory 27a, the digital I and Q video signals of the range bin for performing the synthesis band processing are stored in the digital I and Q video signals generated from the received signals for the N transmission pulses having different frequencies.

一方、合成帯域器１８では、メモリー２７ａに保存したディジタルＩビデオ信号と同じディジタルＩビデオ信号を実部、メモリー２７ａに保存したディジタルＱビデオ信号と同じディジタルＱビデオ信号を虚部とした、式（５）で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、周波数シンセサイザ２において、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。 On the other hand, in the synthesis bander 18, the same digital I video signal as the digital I video signal stored in the memory 27a is a real part, and the same digital Q video signal as the digital Q video signal stored in the memory 27a is an imaginary part. against complex digital video signal represented by 5), it performs band synthesis for obtaining a pulse width T p following distance resolution ΔR by inverse Fourier transform, and outputs the result to the envelope detector 19. However, in the frequency synthesizer 2, when the frequency is randomly generated for each pulse repetition period T pri , the complex digital video signal is arranged in ascending order from the lowest frequency of the transmission pulse, or from the highest frequency to the descending order. The above processing is performed after rearranging.

包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を振幅判定器２２に出力する。振幅判定器２２では、強度の大きい信号の距離を計測し、その距離情報を距離シフト器１５、および距離逆シフト器１７に出力する。距離シフト器１５では、メモリー２７ａより、保存した合成帯域処理を実施するレンジビンのディジタルＩ、Ｑビデオ信号を取り出し、取り出したディジタルＩビデオ信号を実部、ディジタルＱビデオ信号を虚部とする式（５）で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、振幅判定器２２より入力された距離情報より求まるシフト距離Ｒs１を用いて式（１１）で表される処理を行い、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を生成し、信号抑圧器１６に出力する。ただし、周波数シンセサイザ２において、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。 The envelope detector 19 obtains the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the amplitude determiner 22. The amplitude determiner 22 measures the distance of a signal having a high intensity and outputs the distance information to the distance shifter 15 and the distance reverse shifter 17. The distance shifter 15 extracts from the memory 27a the digital I and Q video signals of the range bin for which the synthesized band processing is performed, and uses the extracted digital I video signal as the real part and the digital Q video signal as the imaginary part ( 5) The complex digital video signal represented by 5) is subjected to the process represented by the equation (11) using the shift distance R s1 obtained from the distance information input from the amplitude determiner 22, and the distance shifted complex digital video is obtained. A signal V ′ (n) is generated and output to the signal suppressor 16. However, in the frequency synthesizer 2, when the frequency is randomly generated for each pulse repetition period T pri , the complex digital video signal is arranged in ascending order from the lowest frequency of the transmission pulse, or from the highest frequency to the descending order. The above processing is performed after rearranging.

信号抑圧器１６では、式（１２）に示すように、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）に対して、予め定めた送信パルス数Ｎ未満の正の整数値αだけずらした距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ＋α）から距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を生成し、距離逆シフト器１７に出力する。距離逆シフト器１７では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）に対して、振幅判定器２２より入力された距離情報より求まる距離シフト器１５で用いたシフト距離Ｒs１と同じ値のシフト距離Ｒs２を用いて式（１３）で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を生成し、合成帯域器１８に出力する。 In the signal suppressor 16, as shown in the equation (12), the distance shift complex digital signal V ′ (n) shifted by a positive integer value α less than a predetermined number N of transmission pulses is shifted from the distance shift complex digital video signal V ′ (n). By subtracting the distance shift complex digital video signal V ′ (n) from the digital video signal V ′ (n + α), a suppressed complex digital video signal G α ′ (n) is generated and output to the distance inverse shifter 17. The distance inverse shifter 17 has the same value as the shift distance R s1 used in the distance shifter 15 obtained from the distance information input from the amplitude determiner 22 for the suppressed complex digital video signal G α ′ (n). The shift distance R s2 is used to perform the processing expressed by the equation (13) to generate a distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n), which is output to the synthesis bander 18.

合成帯域器１８では、距離逆シフト器１７から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を式（１５）に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）の逆フーリエ変換への入力点数がＮより小さい場合は、０詰めを行う。包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を表示器２０に出力する。表示器２０では、包絡線検波器１９からの入力信号を表示する。 In the synthesis bander 18, the distance inverse shift complex digital video signal H α ′ (n) input from the distance inverse shifter 17 is subjected to inverse Fourier transform as shown in the equation (15) to obtain a pulse width T p or less. Is obtained, and the result is output to the envelope detector 19. However, when the number of input points to the inverse Fourier transform of the distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is smaller than N, zero padding is performed. The envelope detector 19 calculates the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the display 20. The display 20 displays an input signal from the envelope detector 19.

また、上述した説明では、振幅判定器２２において検出された、強度の大きい信号の距離が一つの場合について動作の説明をしたが、検出された強度の大きい信号の距離が複数ある場合は、図１１または図１２に示す処理を行う。すなわち、図１１に示すように、距離逆シフト器１７の出力信号である距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を距離シフト器１５に戻し、距離シフト器１５において、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を新たな複素ディジタルビデオ信号Ｖ（ｎ）とし、今回抑圧したい距離の情報より求めた新たなシフト距離Ｒｓ１を用いて、式（１１）の演算を行い、その結果を信号抑圧器１６に出力する。そして、この距離シフト器１５から距離逆シフト器１７までの処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）として合成帯域器１８に出力する。 In the above description, the operation has been described in the case where the distance of the high-intensity signal detected by the amplitude determiner 22 is one. However, when there are a plurality of detected distances of the high-intensity signal, FIG. 11 or the process shown in FIG. That is, as shown in FIG. 11, the distance inverse shift complex digital video signal H α ′ (n) that is the output signal of the distance inverse shifter 17 is returned to the distance shifter 15, and the distance shifter 15 performs the distance inverse shift complex. The digital video signal H α ′ (n) is set as a new complex digital video signal V (n), and the new shift distance R s1 obtained from the information on the distance to be suppressed this time is used to perform the calculation of Expression (11), The result is output to the signal suppressor 16. After the processing from the distance shifter 15 to the distance inverse shifter 17 is repeated for the number of distances to be suppressed, the final output is output to the synthesis bander 18 as the distance inverse shift complex digital video signal H α ′ (n). To do.

あるいは、図１２に示すように、信号抑圧器１６の出力信号である抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を距離シフト器１５に戻し、距離シフト器１５において、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を新たな複素ディジタルビデオ信号Ｖ（ｎ）とし、前回抑圧した距離と、今回抑圧したい距離の差の情報より求めた新たなシフト距離Ｒｓ１を用いて、式（１１）の演算を行い、その結果を信号抑圧器１６に出力する。この距離シフト器１５と信号抑圧器１６の処理を振幅判定器２２で検出された強度の大きい信号の距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）として、距離逆シフト器１７に出力する。距離逆シフト器１７では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）に対して、これまで、距離シフト器１５で用いたシフト距離の総和をシフト距離Ｒs２として式（１３）で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を生成し、合成帯域器１８に出力する。 Alternatively, as shown in FIG. 12, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n), which is the output signal of the signal suppressor 16, is returned to the distance shifter 15, and the post-suppression complex digital video signal is received by the distance shifter 15. Using G α ′ (n) as a new complex digital video signal V (n), and using the new shift distance R s1 obtained from the information on the difference between the previously suppressed distance and the distance to be suppressed this time, Equation (11) And outputs the result to the signal suppressor 16. After the processing of the distance shifter 15 and the signal suppressor 16 is repeated by the number of distances of the signal having a high intensity detected by the amplitude determiner 22, the final output is set as the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n). And output to the distance inverse shifter 17. In the distance inverse shifter 17, the sum of the shift distances used so far in the complex digital video signal G α ′ (n) after suppression is expressed by the equation (13) as the shift distance R s2. The distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is generated and output to the synthesis bander 18.

このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、信号強度の大きな受信信号の存在する距離の振幅を０にする、すなわち、抑圧することができる。それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、実施の形態１、２のように、抑圧したい距離の情報を、レーダ装置の高度とアンテナ指向方向から求めたり、他のレーダシステムよりもらう必要がなくなる。   By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the distance where the received signal having a large signal strength exists can be reduced to 0, that is, suppressed. Accordingly, the range side lobe of the reception signal having a high signal strength is also suppressed, and the reception signal having a low signal strength can be detected without being buried in the range side lobe of the reception signal having a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Further, as in the first and second embodiments, it is not necessary to obtain information on the distance to be suppressed from the altitude of the radar device and the antenna pointing direction, or obtain from other radar systems.

実施の形態４．
図１３は、この発明の実施の形態４に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１３における構成要素は、すでに実施の形態１、２及び３で示した通りである。 Embodiment 4 FIG.
13 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. The components in FIG. 13 are as already described in the first, second, and third embodiments.

この実施の形態４に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図１３に示す実施の形態４において、Ａ／Ｄ変換器１４ａ、１４ｂまでの動作は実施の形態１と同様の動作である。Ａ／Ｄ変換器１４ａ、１４ｂで生成されたディジタルＩ、Ｑビデオ信号は、合成帯域器１８に出力されると共に、メモリー２７ａに出力される。メモリー２７ａでは、Ｎ個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から生成されたディジタルＩ、Ｑビデオ信号の中で、合成帯域処理を実施するレンジビンのディジタルＩ、Ｑビデオ信号を保存する。   The operation of the pulse radar device according to the fourth embodiment will be described. In the fourth embodiment shown in FIG. 13, the operations up to the A / D converters 14a and 14b are the same as those in the first embodiment. The digital I and Q video signals generated by the A / D converters 14a and 14b are output to the synthesis bander 18 and also to the memory 27a. In the memory 27a, the digital I and Q video signals of the range bin for performing the synthesis band processing are stored in the digital I and Q video signals generated from the received signals for the N transmission pulses having different frequencies.

一方、合成帯域器１８では、メモリー２７ａに保存したディジタルＩビデオ信号と同じディジタルＩビデオ信号を実部、メモリー２７ａに保存したディジタルＱビデオ信号と同じディジタルＱビデオ信号を虚部とした、式（５）で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、周波数シンセサイザ２において、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。 On the other hand, in the synthesis bander 18, the same digital I video signal as the digital I video signal stored in the memory 27a is a real part, and the same digital Q video signal as the digital Q video signal stored in the memory 27a is an imaginary part. against complex digital video signal represented by 5), it performs band synthesis for obtaining a pulse width T p following distance resolution ΔR by inverse Fourier transform, and outputs the result to the envelope detector 19. However, in the frequency synthesizer 2, when the frequency is randomly generated for each pulse repetition period T pri , the complex digital video signal is arranged in ascending order from the lowest frequency of the transmission pulse, or from the highest frequency to the descending order. The above processing is performed after rearranging.

包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を振幅判定器２２に出力する。振幅判定器２２では、強度の大きい信号の距離を計測し、その距離情報を距離シフト器１５、および距離逆シフト器１７に出力する。距離シフト器１５では、メモリー２７ａより、保存した合成帯域処理を実施するレンジビンのディジタルＩ、Ｑビデオ信号を取り出し、取り出したディジタルＩビデオ信号を実部、ディジタルＱビデオ信号を虚部とする式（５）で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、振幅判定器２２より入力された距離情報より求まるシフト距離Ｒs１を用いて式（１２）で表される処理を行い、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を生成し、信号抑圧器１６に出力する。ただし、周波数シンセサイザ２において、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。 The envelope detector 19 obtains the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the amplitude determiner 22. The amplitude determiner 22 measures the distance of a signal having a high intensity and outputs the distance information to the distance shifter 15 and the distance reverse shifter 17. The distance shifter 15 extracts from the memory 27a the digital I and Q video signals of the range bin for which the synthesized band processing is performed, and uses the extracted digital I video signal as the real part and the digital Q video signal as the imaginary part ( The processing represented by the equation (12) is performed on the complex digital video signal represented by 5) using the shift distance R s1 obtained from the distance information input from the amplitude determiner 22, and the distance shifted complex digital video is obtained. A signal V ′ (n) is generated and output to the signal suppressor 16. However, in the frequency synthesizer 2, when the frequency is randomly generated for each pulse repetition period T pri , the complex digital video signal is arranged in ascending order from the lowest frequency of the transmission pulse, or from the highest frequency to the descending order. The above processing is performed after rearranging.

信号抑圧器１６では、式（１２）に示すように、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）に対して、予め定めた送信パルス数Ｎ未満の正の整数値αだけずらした距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ＋α）から距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を生成し、合成帯域器１８に出力する。合成帯域器１８では、信号抑圧器１６から入力された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を式（１８）に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）の逆フーリエ変換への入力点数がＮより小さい場合は、０詰めを行う。 In the signal suppressor 16, as shown in the equation (12), the distance shift complex digital signal V ′ (n) shifted by a positive integer value α less than a predetermined number N of transmission pulses is shifted from the distance shift complex digital video signal V ′ (n). By subtracting the distance shift complex digital video signal V ′ (n) from the digital video signal V ′ (n + α), a post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is generated and output to the synthesis bander 18. In the combining zone 18, is input from the signal suppression unit 16, the suppression after the complex digital video signal G alpha '(n) is as shown in equation (18), the distance of less than the pulse width T p by inverse Fourier transform A band for obtaining the resolution ΔR is synthesized, and the result is output to the envelope detector 19. However, when the number of input points to the inverse Fourier transform of the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is smaller than N, zero padding is performed.

包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を距離補正器２１に出力する。式（２０）からも分かるように、距離シフト器１５の作用によって包絡線検波後の出力信号は、相対距離Ｒの目標からの反射信号強度を相対距離Ｒからシフト距離Ｒs１だけ引いた距離を示している。距離補正器２１では、振幅判定器２２より入力された距離情報より求まる距離シフト器１５で用いたシフト距離Ｒs１と同じ値のシフト距離Ｒs２を用いて包絡線検波後の出力信号に対し、図８に示す距離補正を行い、真の相対距離Ｒを求め、その結果を表示器２０に出力する。表示器２０では、距離補正器２１からの入力信号を表示する。 The envelope detector 19 calculates the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the distance corrector 21. As can be seen from equation (20), the output signal after envelope detection by the action of the distance shifter 15 is obtained by subtracting the reflected signal intensity from the target of the relative distance R by the shift distance R s1 from the relative distance R. Show. The distance corrector 21 uses the shift distance R s2 having the same value as the shift distance R s1 used in the distance shifter 15 obtained from the distance information input from the amplitude determiner 22 for the output signal after envelope detection. The distance correction shown in FIG. 8 is performed to determine the true relative distance R, and the result is output to the display device 20. The display device 20 displays an input signal from the distance corrector 21.

また、上述した説明では、振幅判定器２２において検出された、強度の大きい信号の距離が一つの場合について動作の説明をしたが、検出された強度の大きい信号の距離が複数ある場合は、図１４に示す処理を行う。すなわち、図１４に示すように、信号抑圧器１６の出力信号である抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を距離シフト器１５に戻し、距離シフト器１５において、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を新たな複素ディジタルビデオ信号Ｖ（ｎ）とし、前回の抑圧した距離と、今回抑圧したい距離の差の情報より求めた新たなシフト距離Ｒｓ１を用いて、式（１１）の演算を行い、その結果を信号抑圧器１６に出力する。この距離シフト器１５と信号抑圧器１６の処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）として、合成帯域器１８に出力する。 In the above description, the operation has been described in the case where the distance of the high-intensity signal detected by the amplitude determiner 22 is one. However, when there are a plurality of detected distances of the high-intensity signal, FIG. 14 is performed. That is, as shown in FIG. 14, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) that is the output signal of the signal suppressor 16 is returned to the distance shifter 15, and the post-suppression complex digital video signal in the distance shifter 15. Using G α ′ (n) as a new complex digital video signal V (n), using the new shift distance R s1 obtained from the information on the difference between the previously suppressed distance and the distance to be suppressed this time, ) And outputs the result to the signal suppressor 16. After the processes of the distance shifter 15 and the signal suppressor 16 are repeated for the number of distances to be suppressed, the final output is output as a post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) to the synthesis bander 18.

合成帯域器１８では、信号抑圧器１６から入力された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を式（１８）に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）の逆フーリエ変換への入力点数がＮより小さい場合は、０詰めを行う。包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を距離補正器２１に出力する。距離補正器２１では、距離シフト器１５で用いたシフト距離の総和をシフト距離Ｒs２として包絡線検波後の出力信号に対し、図８に示す距離補正を行い、真の相対距離Ｒを求め、その結果を表示器２０に出力する。表示器２０では、距離補正器２１からの入力信号を表示する。 In the combining zone 18, is input from the signal suppression unit 16, the suppression after the complex digital video signal G alpha '(n) is as shown in equation (18), the distance of less than the pulse width T p by inverse Fourier transform A band for obtaining the resolution ΔR is synthesized, and the result is output to the envelope detector 19. However, when the number of input points to the inverse Fourier transform of the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is smaller than N, zero padding is performed. The envelope detector 19 calculates the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the distance corrector 21. The distance corrector 21 performs the distance correction shown in FIG. 8 on the output signal after envelope detection with the sum of the shift distances used in the distance shifter 15 as the shift distance R s2 to obtain the true relative distance R, The result is output to the display 20. The display device 20 displays an input signal from the distance corrector 21.

このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、信号強度の大きな受信信号の存在する距離の振幅を０にする、すなわち、抑圧することができる。それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、実施の形態１、２のように、抑圧したい距離の情報を、レーダ装置の高度とアンテナ指向方向から求めたり、他のレーダシステムよりもらう必要がなくなる。加えて、実施の形態２と同様に式（１３）で示した複素乗算が必要でないため、実施の形態３に比べ高速な処理が可能となる。   By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the distance where the received signal having a large signal strength exists can be reduced to 0, that is, suppressed. Accordingly, the range side lobe of the reception signal having a high signal strength is also suppressed, and the reception signal having a low signal strength can be detected without being buried in the range side lobe of the reception signal having a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Further, as in the first and second embodiments, it is not necessary to obtain information on the distance to be suppressed from the altitude of the radar device and the antenna pointing direction, or obtain from other radar systems. In addition, similar to the second embodiment, the complex multiplication represented by the equation (13) is not necessary, and therefore, higher-speed processing is possible as compared with the third embodiment.

実施の形態５．
図１５は、この発明の実施の形態５に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１５に示す実施の形態５において、図１に示す実施の形態１と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図１５に示す実施の形態５においては、信号抑圧器１６で生成された抑圧後ビデオ信号を保存するメモリー２７ｂと、包絡線検波器１９を介した合成帯域器１８による帯域の合成後の信号に対し、抑圧したい距離の信号強度が要求される強度よりも大きいかどうかの判断を行い、大きい場合にその判断情報を信号抑圧器１６に出力する抑圧判断器２３とをさらに備え、信号抑圧器１６は、抑圧判断器２３から抑圧したい距離の信号強度が要求される強度よりも大きいという判断情報が入力された場合に、メモリー２７ｂから取り出した抑圧後ビデオ信号を新たな距離シフトビデオ信号として予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から距離シフトビデオ信号を引くことによって新たに抑圧後ビデオ信号を生成するようになされている。 Embodiment 5 FIG.
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. In the fifth embodiment shown in FIG. 15, the same parts as those in the first embodiment shown in FIG. In the fifth embodiment shown in FIG. 15, the signal after the band synthesis by the synthesis bander 18 via the memory 27b for storing the video signal after suppression generated by the signal suppressor 16 and the envelope detector 19 is used. The signal suppressor 16 further includes a suppression determiner 23 that determines whether or not the signal strength of the distance to be suppressed is larger than the required strength, and outputs the determination information to the signal suppressor 16 when the signal strength is large. When the determination information that the signal strength of the distance to be suppressed is larger than the required strength is input from the suppression determiner 23, the post-suppression video signal extracted from the memory 27b is determined in advance as a new distance shift video signal. Newly subtracted video by subtracting the distance-shifted video signal from the distance-shifted video signal with the transmission frequency number shifted by a positive integer less than N It is adapted to generate the item.

この実施の形態５に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図１５に示す実施の形態５において、Ａ／Ｄ変換器１４ａ、１４ｂまでの動作は実施の形態１と同様の動作である。Ａ／Ｄ変換器１４ａ、１４ｂで生成されたディジタルＩ、Ｑビデオ信号は、距離シフト器１５に出力される。距離シフト器１５では、Ｎ個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のディジタルＩビデオ信号を実部、ディジタルＱビデオ信号を虚部とした、式（５）で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、予め、レーダ装置の高度とアンテナ指向方向から求めた、あるいは他のレーダシステムより得られた抑圧したい距離の情報より求まるシフト距離Ｒs１を用いて式（１１）で表される処理を行い、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を生成し、信号抑圧器１６に出力する。ただし、周波数シンセサイザ２において、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。 The operation of the pulse radar device according to the fifth embodiment will be described. In the fifth embodiment shown in FIG. 15, the operations up to A / D converters 14a and 14b are the same as those in the first embodiment. The digital I and Q video signals generated by the A / D converters 14 a and 14 b are output to the distance shifter 15. In the distance shifter 15, the digital I video signal having the same range bin number obtained from the received signal with respect to the N transmission pulses having different frequencies is represented as a real part and the digital Q video signal is represented as an imaginary part. (11) using a shift distance R s1 which is obtained in advance from the information on the distance to be suppressed obtained from the altitude of the radar device and the antenna pointing direction or obtained from another radar system. The distance shift complex digital video signal V ′ (n) is generated and output to the signal suppressor 16. However, in the frequency synthesizer 2, when the frequency is randomly generated for each pulse repetition period T pri , the complex digital video signal is arranged in ascending order from the lowest frequency of the transmission pulse, or from the highest frequency to the descending order. The above processing is performed after rearranging.

信号抑圧器１６では、式（１２）に示すように、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）に対して、予め定めた送信パルス数Ｎ未満の正の整数値αだけずらした距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ＋α）から距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を生成し、距離逆シフト器１７に出力すると共にメモリー２７ｂに出力する。メモリー２７ｂでは、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を保存する。
一方、距離逆シフト器１７では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）に対して、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器１５で用いたシフト距離Ｒs１と同じ値のシフト距離Ｒs２を用いて式（１３）で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を生成し、合成帯域器１８に出力する。 In the signal suppressor 16, as shown in the equation (12), the distance shift complex digital signal V ′ (n) shifted by a positive integer value α less than a predetermined number N of transmission pulses is shifted from the distance shift complex digital video signal V ′ (n). By subtracting the distance-shift complex digital video signal V ′ (n) from the digital video signal V ′ (n + α), a post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is generated and output to the distance inverse shifter 17. The data is output to the memory 27b. In the memory 27b, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is stored.
On the other hand, in the distance reverse shifter 17, the shift distance R having the same value as the shift distance R s1 used in the distance shifter 15 obtained from the information on the distance to be suppressed is obtained for the suppressed complex digital video signal G α ′ (n). The processing represented by the equation (13) is performed using s2 , and a distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is generated and output to the synthesis bander 18.

合成帯域器１８では、距離逆シフト器１７から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を式（１５）に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）の逆フーリエ変換への入力点数がＮより小さい場合は、０詰めを行う。包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を抑圧判断器２３に出力する。 In the synthesis bander 18, the distance inverse shift complex digital video signal H α ′ (n) input from the distance inverse shifter 17 is subjected to inverse Fourier transform as shown in the equation (15) to obtain a pulse width T p or less. Is obtained, and the result is output to the envelope detector 19. However, when the number of input points to the inverse Fourier transform of the distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is smaller than N, zero padding is performed. The envelope detector 19 obtains the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the suppression determiner 23.

抑圧判断器２３では、包絡線検波器からの入力信号に対して、抑圧したい距離の信号強度が、要求される強度よりも大きいかどうかの判断を行い、大きい場合は、大きいという情報を信号抑圧器１６にもどす。また、小さい場合は、包絡線検波器からの入力信号をそのまま表示器２０に出力する。表示器２０では、包絡線検波器１９からの入力信号を表示する。   The suppression determiner 23 determines whether the signal strength at the distance to be suppressed is larger than the required strength for the input signal from the envelope detector. Return to vessel 16. On the other hand, if it is smaller, the input signal from the envelope detector is output to the display 20 as it is. The display 20 displays an input signal from the envelope detector 19.

信号抑圧器１６では、抑圧判断器２３より、抑圧したい距離の信号強度が、要求される強度よりも大きいという情報がきた場合は、メモリー２７ｂより、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を取り出し、取り出した抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を新たな距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）とし式（１２）で表される処理を行い、新たな抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を生成し、距離逆シフト器１７に出力すると共にメモリー２７ｂに出力する。メモリー２７ｂでは、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を保存する。以降、信号抑圧器１６から抑圧判断器２３までの処理を、抑圧判断器２３において、抑圧したい距離の信号強度が、要求される強度よりも小さくなるまで繰り返す。 In the signal suppressor 16, when information indicating that the signal strength of the distance to be suppressed is larger than the required strength is received from the suppression determiner 23, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is received from the memory 27 b. And the extracted complex digital video signal G α ′ (n) after suppression is set as a new distance-shift complex digital video signal V ′ (n), and the processing represented by the equation (12) is performed. A video signal G α ′ (n) is generated and output to the distance reverse shifter 17 and also to the memory 27b. In the memory 27b, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is stored. Thereafter, the processing from the signal suppressor 16 to the suppression determiner 23 is repeated until the signal strength of the distance to be suppressed becomes smaller than the required strength in the suppression determiner 23.

このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Ｒｓ１の信号の振幅を０にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、抑圧したい距離と信号強度の大きな受信信号の距離とに誤差があった場合にでも、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Furthermore, even if there is an error between the distance to be suppressed and the distance of the received signal having a high signal strength, it is possible to suppress the received signal having a high signal strength, and accordingly, the range side lobe of the received signal having a high signal strength. Therefore, it is possible to detect a received signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the received signal having a high signal strength.

図１６に、図４ないし図６と同様に、目標Ａが１５０ｍ，目標Ｂが２００ｍの距離にあり、目標Ｂの受信信号強度が目標Ａの受信信号強度よりも５０ｄＢ小さい場合において、抑圧したい距離を１４９ｍとして、信号抑圧器１６から抑圧判断器２３までの処理を１回行った時の包絡線検波後信号の相対強度を、図１７に、同じ条件で、信号抑圧器１６から抑圧判断器２３までの処理を２回行った時の包絡線検波後信号の相対強度を示す。図１６及び図１７より、信号抑圧器１６から抑圧判断器２３までの処理を１回行った時は、目標Ｂは目標Ａのサイドローブと区別がつかず検出が困難であるのに対し、信号抑圧器１６から抑圧判断器２３までの処理を２回行った時は、目標Ａを抑圧することができ、それに伴い目標Ａのレンジサイドローブも抑圧され、目標Ｂが検出可能になることが分かる。   In FIG. 16, as in FIGS. 4 to 6, when the target A is 150 m and the target B is 200 m, and the received signal strength of the target B is 50 dB smaller than the received signal strength of the target A, the distance to be suppressed 149m, and the relative intensity of the signal after envelope detection when the processing from the signal suppressor 16 to the suppression determiner 23 is performed once, the signal suppressor 16 to the suppression determiner 23 under the same conditions as shown in FIG. The relative intensity of the signal after envelope detection when the processes up to are performed twice is shown. 16 and 17, when the process from the signal suppressor 16 to the suppression determiner 23 is performed once, the target B is indistinguishable from the side lobe of the target A and is difficult to detect. When the processing from the suppressor 16 to the suppression determiner 23 is performed twice, it can be understood that the target A can be suppressed, and accordingly, the range side lobe of the target A is also suppressed, and the target B can be detected. .

また、上述した説明では、実施の形態１で示したパルスレーダ装置の適用例を示したが、実施の形態２、３、４にも適用可能である。   In the above description, the application example of the pulse radar device shown in the first embodiment has been described. However, the present invention can also be applied to the second, third, and fourth embodiments.

実施の形態６．
図１８は、この発明の実施の形態６に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１８に示す実施の形態６において、図１に示す実施の形態１と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図１８に示す実施の形態６においては、図１に示す実施の形態１に係る周波数シンセサイザ２の代わりにステップ周波数可変周波数シンセサイザ２４を設けて、送信手段を、可変なステップ周波数で予め定めたパルス繰り返し周期毎にパルスを生成する送信手段に置き換えると共に、包絡線検波器１９を介した合成帯域器１８による帯域の合成後の信号を保存するメモリー２７ｃと、メモリー２７ｃに保存された帯域の合成後の信号と包絡線検波器１９を介した合成帯域器１８による帯域の合成後の信号とを同じ距離どうしで加算するレンジ合成器２５とをさらに備えている。 Embodiment 6 FIG.
FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. In the sixth embodiment shown in FIG. 18, the same parts as those in the first embodiment shown in FIG. In the sixth embodiment shown in FIG. 18, a step frequency variable frequency synthesizer 24 is provided in place of the frequency synthesizer 2 according to the first embodiment shown in FIG. It replaces with the transmission means which produces | generates a pulse for every repetition period, and after the synthesis | combination of the memory 27c which preserve | saves the signal after the synthetic | combination of the band by the synthetic | combination bander 18 via the envelope detector 19, and the band preserve | saved at the memory 27c And a range synthesizer 25 for adding the signals after the synthesis of the bands by the synthesis bander 18 via the envelope detector 19 at the same distance.

この実施の形態６に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図１８に示す実施の形態６において、タイミング発生器１では、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉの間隔で、周波数切換信号をステップ周波数可変周波数シンセサイザ２４へ、パルス変調信号をパルス変調器６へ、送受切換信号を送受切替器８へそれぞれ出力する。ステップ周波数可変周波数シンセサイ２４では、タイミング発生器１からの周波数切換信号によって、予め周波数、初期位相及びステップ周波数を定めたＮ種類の信号の中の一種類を、最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順に、あるいはランダムにパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に生成し、分配器３ａに出力する。以降、分配器３ａから包絡線検波器１９までの処理は、上記実施の形態１と同様である。 The operation of the pulse radar device according to the sixth embodiment will be described. In the sixth embodiment shown in FIG. 18, in the timing generator 1, the frequency switching signal is sent to the step frequency variable frequency synthesizer 24, the pulse modulation signal is sent to the pulse modulator 6, and the transmission / reception switching signal at intervals of the pulse repetition period T pri . Are output to the transmission / reception switch 8 respectively. In the step frequency variable frequency synthesizer 24, one of the N types of signals in which the frequency, the initial phase, and the step frequency are determined in advance by the frequency switching signal from the timing generator 1 in ascending order from the lowest frequency, or the highest. It generates in descending order from the high frequency or randomly for each pulse repetition period T pri and outputs it to the distributor 3a. Thereafter, the processing from the distributor 3a to the envelope detector 19 is the same as that in the first embodiment.

包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべての複素信号の振幅値を求め、その結果をメモリー２７ｃに出力する。メモリー２７ｃでは、包絡線検波器１９から入力された複素信号の振幅値を保存する。次に、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ２４では、タイミング発生器１からの周波数切換信号によって、予め周波数、初期位相を定めたＮ種類の信号の中の一種類を、最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順に、あるいはランダムに、１回目とは異なるステップ周波数でパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に生成し、以降、分配器３ａから包絡線検波器１９までの処理は、上記実施の形態１と同様である。 The envelope detector 19 obtains the amplitude values of all the complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the results to the memory 27c. In the memory 27c, the amplitude value of the complex signal input from the envelope detector 19 is stored. Next, in the step frequency variable frequency synthesizer 24, one of the N types of signals whose frequency and initial phase are determined in advance in ascending order from the lowest frequency or the highest in response to the frequency switching signal from the timing generator 1 is used. From the highest frequency in descending order or randomly, the pulse frequency is generated for each pulse repetition period T pri at a step frequency different from the first, and the processing from the distributor 3a to the envelope detector 19 is the same as that of the first embodiment. It is the same.

包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果をレンジ合成器２５に出力する。レンジ合成器２５では、メモリー２７ｃに保存された信号と包絡線検波器１９から入力された信号を、同じ距離どうしで、和、或いは２値化した後の論理和をとり、その結果を表示器２０に出力する。表示器２０では、包絡線検波器１９からの入力信号を表示する。   The envelope detector 19 obtains the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the range synthesizer 25. In the range synthesizer 25, the signal stored in the memory 27c and the signal input from the envelope detector 19 are summed or binarized at the same distance, and the result is displayed on the display. 20 is output. The display 20 displays an input signal from the envelope detector 19.

また、ここでは、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ２４から包絡線検波器１９までの繰り返しが２回の場合について説明したが、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ２４において、毎回異なるステップ周波数を用い、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ２４から包絡線検波器１９までの処理を２回以上繰り返し、その度に、包絡線検波器１９の出力結果をすべてメモリー２７ｃに保存し、レンジ合成器２５で、メモリー２７ｃに保存された全データに対し、同じ距離どうしで、和、或いは２値化した後の論理和をとってもかまわない。   Here, the case where the repetition from the step frequency variable frequency synthesizer 24 to the envelope detector 19 has been described twice has been described. However, the step frequency variable frequency synthesizer 24 uses a different step frequency each time, and uses a step frequency variable frequency synthesizer. The process from 24 to the envelope detector 19 is repeated twice or more, and each time the output result of the envelope detector 19 is stored in the memory 27c, and the range synthesizer 25 stores all the data stored in the memory 27c. On the other hand, a sum or a logical sum after binarization may be taken at the same distance.

このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Ｒｓ１の信号の振幅を０にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、抑圧したい距離以外の距離の信号を抑圧することを抑制することができる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Furthermore, it is possible to suppress suppression of signals at distances other than the distance to be suppressed.

図１９に、抑圧したい距離を１５０ｍとして、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ２４において、ステップ周波数を７４９．４８２ｋＨｚとした場合の抑圧器２３での抑圧度３０、ステップ周波数を１１２３．２２３ｋＨｚとした場合の抑圧器２３での抑圧度３１、およびそれらの和の抑圧度３２を示す。ステップ周波数を７４９．４８２ｋＨｚとした場合の抑圧器２３での抑圧度３０では、抑圧したい距離１５０の他に３５０ｍの抑圧度が大きくなり、また、ステップ周波数を１１２３．２２３ｋＨｚとした場合の抑圧器２３での抑圧度３１では、抑圧したい距離１５０の他に１６．５ｍ、２８３．５ｍの抑圧度が大きくなるのに対し、それらの和の抑圧度３２では、抑圧したい距離である１５０ｍのみの抑圧度が大きくなっていることが分かる。   FIG. 19 shows that the distance to be suppressed is 150 m, and in the step frequency variable frequency synthesizer 24, the suppression degree 30 in the suppressor 23 when the step frequency is 749.482 kHz, and the suppressor when the step frequency is 1123.223 kHz. The degree of suppression 31 at 23 and the degree of suppression 32 of their sum are shown. In the suppression degree 30 of the suppressor 23 when the step frequency is 749.482 kHz, the suppression degree of 350 m is increased in addition to the distance 150 to be suppressed, and the suppressor 23 when the step frequency is 1123.223 kHz. In the degree of suppression 31, the suppression degree of 16.5 m and 283.5 m is increased in addition to the distance 150 to be suppressed, whereas in the sum suppression degree 32, the suppression degree of only 150 m, which is the distance to be suppressed. It can be seen that is increasing.

また、上述した説明では、実施の形態１で示したパルスレーダ装置の適用例を示したが、実施の形態２、３、４、５にも適用可能である。   In the above description, the application example of the pulse radar device shown in the first embodiment has been described. However, the present invention can also be applied to the second, third, fourth, and fifth embodiments.

実施の形態７．
図２０は、この発明の実施の形態７に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図２０に示す実施の形態７において、図１に示す実施の形態１と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図２０に示す実施の形態７においては、図１に示す実施の形態１の信号抑圧器１６を、距離シフトビデオ信号をずらすＮ未満の正の整数の送信周波数番号が可変な可変信号抑圧器２６に置き換えると共に、距離シフト器１５からの距離シフトビデオ信号を保存するメモリー２７ｅと、包絡線検波器１９を介した合成帯域器１８による帯域の合成後の信号を保存するメモリー２７ｃと、メモリー２７ｃに保存された帯域の合成後の信号と包絡線検波器１９を介した合成帯域器１８による帯域の合成後の信号とを同じ距離どうしで加算するレンジ合成器２５とをさらに備え、可変信号抑圧器２６により、メモリー２７ｅから取り出した距離シフトビデオ信号に対して送信周波数番号を異なる値ずらして抑圧後ビデオ信号を生成するようになされている。 Embodiment 7 FIG.
FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of the pulse radar apparatus according to Embodiment 7 of the present invention. In the seventh embodiment shown in FIG. 20, the same parts as those in the first embodiment shown in FIG. In the seventh embodiment shown in FIG. 20, the signal suppressor 16 of the first embodiment shown in FIG. 1 is replaced with a variable signal suppressor 26 having a variable transmission frequency number of a positive integer less than N for shifting the distance shift video signal. And a memory 27e for storing the distance-shifted video signal from the distance shifter 15, a memory 27c for storing the signal after the band synthesis by the synthesis bander 18 via the envelope detector 19, and a memory 27c. A variable synthesizer 25 further comprising a range synthesizer 25 for adding the signal after the synthesis of the stored band and the signal after the synthesis of the band by the synthesis bander 18 via the envelope detector 19 at the same distance; 26, the transmission frequency number is shifted by a different value with respect to the distance-shifted video signal extracted from the memory 27e to generate a suppressed video signal. That.

この実施の形態７に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図２０に示す実施の形態７において、距離シフト器１５までの動作は実施の形態１と同様の動作である。距離シフト器１５で生成された距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）は、可変信号抑圧器２６に出力されると共に、メモリー２７ｅに出力される。メモリー２７ｅでは、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を保存する。   The operation of the pulse radar device according to the seventh embodiment will be described. In the seventh embodiment shown in FIG. 20, the operations up to the distance shifter 15 are the same as those in the first embodiment. The distance shift complex digital video signal V ′ (n) generated by the distance shifter 15 is output to the variable signal suppressor 26 and also to the memory 27e. The memory 27e stores the distance shift complex digital video signal V ′ (n).

一方、可変信号抑圧器２６では、距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）から、ステップ数Ｎ未満の予め定めた整数値αだけ送信周波数番号をずらした信号Ｖ’（ｎ＋α）を生成し、式（１２）に示すように、Ｖ’（ｎ＋α）からＶ’（ｎ）を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）を生成し、距離逆シフト器１７に出力する。距離逆シフト器１７では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇα’（ｎ）に対して、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器１５で用いたシフト距離Ｒs１と同じ値のシフト距離Ｒs２を用いて式（１３）で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を生成し、合成帯域器１８に出力する。 On the other hand, the variable signal suppressor 26 generates a signal V ′ (n + α) in which the transmission frequency number is shifted from the distance shift complex digital video signal V ′ (n) by a predetermined integer value α less than the number of steps N, As shown in Expression (12), by subtracting V ′ (n) from V ′ (n + α), a post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) is generated and output to the distance inverse shifter 17. In the distance inverse shifter 17, the shift distance R s2 having the same value as the shift distance R s1 used in the distance shifter 15 obtained from the information of the distance to be suppressed is applied to the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n). Then, the processing represented by the equation (13) is performed to generate a distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) and output it to the synthesis bander 18.

合成帯域器１８では、距離逆シフト器１７から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）を式（１５）に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）の逆フーリエ変換への入力点数がＮより小さい場合は、０詰めを行う。包絡線検波器１９は、包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果をメモリー２７ｃに出力する。 In the synthesis bander 18, the distance inverse shift complex digital video signal H α ′ (n) input from the distance inverse shifter 17 is subjected to inverse Fourier transform as shown in the equation (15) to obtain a pulse width T p or less. Is obtained, and the result is output to the envelope detector 19. However, when the number of input points to the inverse Fourier transform of the distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is smaller than N, zero padding is performed. The envelope detector 19 obtains amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 in the envelope detector 19 and outputs the result to the memory 27c.

メモリー２７ｃでは、包絡線検波器１９から入力された複素信号の振幅値を保存する。また、可変信号抑圧器２６では、メモリー２７ｅより保存した距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）を取り出し、取り出した距離シフト複素ディジタルビデオ信号Ｖ’（ｎ）に対して、ステップ数Ｎ未満の予め定めた整数値であるかつ１回目の値と異なる整数値βだけ送信周波数番号をずらした信号Ｖ’（ｎ＋β）を生成し、式（２１）に示すように、Ｖ’（ｎ＋β）からＶ’（ｎ）を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇβ’（ｎ）を生成し、距離逆シフト器１７に出力する。 In the memory 27c, the amplitude value of the complex signal input from the envelope detector 19 is stored. Further, the variable signal suppressor 26 extracts the distance shift complex digital video signal V ′ (n) stored from the memory 27e, and the number of steps is less than N for the extracted distance shift complex digital video signal V ′ (n). A signal V ′ (n + β) having a predetermined integer value and a transmission frequency number shifted by an integer value β different from the first value is generated, and V ′ (n + β) is calculated from V ′ (n + β) as shown in Expression (21). By subtracting '(n), a post-suppression complex digital video signal G β ' (n) is generated and output to the distance inverse shifter 17.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

距離逆シフト器１７では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Ｇβ’（ｎ）に対して、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器１５で用いたシフト距離Ｒs１と同じ値のシフト距離Ｒs２を用いて式（２２）で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈβ’（ｎ）を生成し、合成帯域器１８に出力する。 In the distance inverse shifter 17, the shift distance R s2 having the same value as the shift distance R s1 used in the distance shifter 15 obtained from the information of the distance to be suppressed is applied to the post-suppression complex digital video signal G β ′ (n). Then, the processing expressed by the equation (22) is performed to generate the distance inversely shifted complex digital video signal H β ′ (n) and output to the synthesis bander 18.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

式（２２）おいて、今、シフト距離Ｒs１とシフト距離Ｒs２が等しいために、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈβ’（ｎ）は次式で表される。 In Expression (22), since the shift distance R s1 and the shift distance R s2 are equal, the distance inversely shifted complex digital video signal H β ′ (n) is expressed by the following expression.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

合成帯域器１８では、距離逆シフト器１７から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈβ’（ｎ）を式（２４）に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器１９に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Ｈα’（ｎ）の逆フーリエ変換への入力点数がＮより小さい場合は、０詰めを行う。 In the synthesis bander 18, the distance inversely shifted complex digital video signal H β ′ (n) input from the distance inverse shifter 17 is subjected to inverse Fourier transform as shown in the equation (24) to obtain a pulse width T p or less. Is obtained, and the result is output to the envelope detector 19. However, when the number of input points to the inverse Fourier transform of the distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is smaller than N, zero padding is performed.

Figure 0004451203
Figure 0004451203

包絡線検波器１９では、合成帯域器１８から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果をレンジ合成器２５に出力する。レンジ合成器２５では、メモリー２７ｃに保存された信号と包絡線検波器１９から入力された信号を、同じ距離どうしで、和、或いは２値化した後の論理和をとり、その結果を表示器２０に出力する。表示器２０では、包絡線検波器１９からの入力信号を表示する。   The envelope detector 19 obtains the amplitude values of all complex signals input from the synthesis bander 18 and outputs the result to the range synthesizer 25. In the range synthesizer 25, the signal stored in the memory 27c and the signal input from the envelope detector 19 are summed or binarized at the same distance, and the result is displayed on the display. 20 is output. The display 20 displays an input signal from the envelope detector 19.

また、ここでは、可変信号抑圧器２６から包絡線検波器１９までの繰り返しが２回の場合について説明したが、可変信号抑圧器２６において、送信周波数番号を毎回異なる整数値ずらして、可変信号抑圧器２６からから包絡線検波器１９までの処理を２回以上繰り返し、その度に、包絡線検波器１９の出力結果をすべてメモリー２７ｃに保存し、レンジ合成器２５で、メモリー２７ｃに保存された全データに対し、同じ距離どうしで、和、或いは２値化した後の論理和をとってもかまわない。   In addition, here, the case where the repetition from the variable signal suppressor 26 to the envelope detector 19 has been described twice has been described. However, in the variable signal suppressor 26, the transmission frequency number is shifted every different integer value every time, and the variable signal suppression is performed. The processing from the detector 26 to the envelope detector 19 is repeated twice or more, and each time the output result of the envelope detector 19 is stored in the memory 27c, and the range synthesizer 25 stores it in the memory 27c. For all data, the same distance may be used, or the sum or binarized logical sum may be taken.

このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Ｒｓ１の信号の振幅を０にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、抑圧したい距離以外の距離の信号を抑圧することを抑制することができる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Furthermore, it is possible to suppress suppression of signals at distances other than the distance to be suppressed.

図２１に、抑圧したい距離を１５０ｍとして、可変信号抑圧器２６において、送信周波数番号を２ずらした場合の抑圧器２３での抑圧度３３、送信周波数番号を３ずらした場合の抑圧器２３での抑圧度３４、およびそれらの和の抑圧度３５を示す。送信周波数番号を２ずらした場合の抑圧器２３での抑圧度３３では、抑圧したい距離１５０の他に３５０ｍの抑圧度が大きくなり、また、送信周波数番号を３ずらした場合の抑圧器２３での抑圧度３４では、抑圧したい距離１５０の他に１６．５ｍ、２８３．５ｍの抑圧度が大きくなるのに対し、それらの和の抑圧度３５では、抑圧したい距離である１５０ｍのみの抑圧度が大きくなっていることが分かる。   In FIG. 21, assuming that the distance to be suppressed is 150 m, in the variable signal suppressor 26, the suppression degree 33 in the suppressor 23 when the transmission frequency number is shifted by 2 and the suppressor 23 when the transmission frequency number is shifted by 3 are shown. The suppression degree 34 and the suppression degree 35 of those sums are shown. In the suppression degree 33 in the suppressor 23 when the transmission frequency number is shifted by 2, the suppression degree of 350 m is increased in addition to the distance 150 to be suppressed, and in the suppressor 23 when the transmission frequency number is shifted by 3 In the suppression degree 34, in addition to the distance 150 to be suppressed, the suppression degrees of 16.5 m and 283.5 m are large, whereas in the sum suppression degree 35, the suppression degree of only 150 m that is the distance to be suppressed is large. You can see that

また、上述した説明では、実施の形態１で示したパルスレーダ装置の適用例を示したが、実施の形態２、３、４、５にも適用可能である。   In the above description, the application example of the pulse radar device shown in the first embodiment has been described. However, the present invention can also be applied to the second, third, fourth, and fifth embodiments.

この発明の実施の形態１に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１の変形例に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on the modification of Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１の他の変形例に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on the other modification of Embodiment 1 of this invention. 目標Ａが１５０ｍ，目標Ｂが２００ｍの距離にあり、目標Ｂの受信信号強度が目標Ａの受信信号強度よりも５０ｄＢ小さい場合に、窓関数を用いずに合成帯域処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度を示す図である。When target A is 150 m and target B is at a distance of 200 m, and the received signal strength of target B is 50 dB smaller than the received signal strength of target A, an envelope when performing the synthetic band processing without using the window function It is a figure which shows the relative strength of the signal after a detection. 目標Ａが１５０ｍ，目標Ｂが２００ｍの距離にあり、目標Ｂの受信信号強度が目標Ａの受信信号強度よりも５０ｄＢ小さい場合に、窓関数としてＨａｍｍｉｎｇ窓を用いて合成帯域処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度を示す図である。When the target A is 150 m and the target B is at a distance of 200 m, and the received signal strength of the target B is 50 dB smaller than the received signal strength of the target A, the composite band processing is performed using the Hamming window as the window function. It is a figure which shows the relative strength of the signal after an envelope detection. 目標Ａが１５０ｍ，目標Ｂが２００ｍの距離にあり、目標Ｂの受信信号強度が目標Ａの受信信号強度よりも５０ｄＢ小さい場合に、この発明の実施の形態１に係る処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度を示す図である。When target A is at a distance of 150 m and target B is at a distance of 200 m, and the received signal strength of target B is 50 dB smaller than the received signal strength of target A, the envelope when processing according to Embodiment 1 of the present invention is performed It is a figure which shows the relative strength of the signal after a line detection. この発明の実施の形態２に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention. 図７の距離補正器２１の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the distance correction | amendment device 21 of FIG. この発明の実施の形態２の変形例に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on the modification of Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態３に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態３の他の変形例に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on the other modification of Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態３のさらに他の変形例に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on the further another modification of Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態４に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態４の他の変形例に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on the other modification of Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態５に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention. 目標Ａが１５０ｍ，目標Ｂが２００ｍの距離にあり、目標Ｂの受信信号強度が目標Ａの受信信号強度よりも５０ｄＢ小さい場合に、抑圧したい距離を１４９ｍとして、この発明の実施の形態５に係る信号抑圧器１６から抑圧判断器２３までの処理を１回行った時の包絡線検波後信号の相対強度を示す図である。When the target A is 150 m and the target B is 200 m, and the received signal strength of the target B is 50 dB smaller than the received signal strength of the target A, the distance to be suppressed is set to 149 m and the fifth embodiment of the present invention is applied. It is a figure which shows the relative strength of the signal after an envelope detection when the process from the signal suppressor 16 to the suppression judgment device 23 is performed once. 図１６と同じ条件で、この発明の実施の形態５に係る信号抑圧器１６から抑圧判断器２３までの処理を２回行った時の包絡線検波後信号の相対強度を示す図である。It is a figure which shows the relative strength of the signal after envelope detection when the process from the signal suppressor 16 which concerns on Embodiment 5 of this invention to the suppression judgment device 23 is performed twice on the same conditions as FIG. この発明の実施の形態６に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus concerning Embodiment 6 of this invention. 抑圧したい距離を１５０ｍとして、この発明の実施の形態６に係るステップ周波数可変周波数シンセサイザ２４においてステップ周波数を７４９．４８２ｋＨｚと１１２３．２２３ｋＨｚとした場合の抑圧器２３での抑圧度を示す図である。It is a figure which shows the suppression degree in the suppressor 23 when the distance which wants to suppress is set to 150 m, and the step frequency is 749.482 kHz and 1123.223 kHz in the step frequency variable frequency synthesizer 24 according to Embodiment 6 of the present invention. この発明の実施の形態７に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse radar apparatus concerning Embodiment 7 of this invention. 抑圧したい距離を１５０ｍとして、この発明の実施の形態７に係る可変信号抑圧器２６において送信周波数番号を２と３ずらした場合の抑圧器２３での抑圧度を示す図である。It is a figure which shows the suppression degree in the suppressor 23 when the distance which wants to suppress is 150 m, and the transmission frequency number shifts 2 and 3 in the variable signal suppressor 26 concerning Embodiment 7 of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１ タイミング発生器、２ 周波数シンセサイザ、３ａ，３ｂ 分配器、４ 基準中間周波数信号発生器、５ａ，５ｂ 周波数変換機、６ パルス変調器、７ 電力増幅器、８ 送受切替器、９ アンテナ、１０ 目標、１１ 中間周波数増幅器、１２ ９０度ハイブリッド器、１３ａ，１３ｂ 位相検波器、１４ａ，１４ｂ Ａ／Ｄ変換器、１５ 距離シフト器、１６ 信号抑圧器、１７ 距離逆シフト器、１８ 合成帯域器、１９ 包絡線検波器、２０ 表示器、２１ 距離補正器、２２ 振幅判定器、２３ 抑圧判断器、２５ レンジ合成器、２６ 可変信号抑圧器、２７ａ，２７ｂ，２７ｃ，２７ｅ メモリー。   1 timing generator, 2 frequency synthesizer, 3a, 3b distributor, 4 reference intermediate frequency signal generator, 5a, 5b frequency converter, 6 pulse modulator, 7 power amplifier, 8 duplexer, 9 antenna, 10 target, 11 Intermediate Frequency Amplifier, 12 90 Degree Hybridizer, 13a, 13b Phase Detector, 14a, 14b A / D Converter, 15 Distance Shifter, 16 Signal Suppressor, 17 Distance Inverse Shifter, 18 Synthetic Bandpasser, 19 Envelope Line detector, 20 display, 21 distance corrector, 22 amplitude determiner, 23 suppression determiner, 25 range synthesizer, 26 variable signal suppressor, 27a, 27b, 27c, 27e memory.

Claims (10)

予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、
前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、
Ｎ（２以上の整数）個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し抑制したい距離の情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、
前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器と、
前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と
を備えたパルスレーダ装置。 A transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width;
Receiving means for generating a video signal using a local transmission signal corresponding to a transmission frequency from a reception signal for each transmission pulse obtained for each pulse repetition period;
A distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from information on a distance to be suppressed with respect to a video signal having the same range bin number obtained from received signals with respect to N (an integer of 2 or more) transmission pulses having different frequencies. A distance shifter that generates
The distance shift video signal from the distance shifter is suppressed by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a predetermined positive integer value less than N. A signal suppressor for generating a post-video signal;
For the video signal after suppression from the signal suppressor, the distance is inverted by shifting the distance in the direction opposite to the distance shift direction of the distance shifter using a shift distance having the same value as the shift distance used by the distance shifter. A distance inverse shifter for generating a shifted video signal;
A pulse radar apparatus comprising: a synthesis bander for synthesizing a band with respect to the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter. 予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、
前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、
Ｎ（２以上の整数）個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し抑制したい距離の情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、
前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器と
を備えたパルスレーダ装置。 A transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width;
Receiving means for generating a video signal using a local transmission signal corresponding to a transmission frequency from a reception signal for each transmission pulse obtained for each pulse repetition period;
A distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from information on a distance to be suppressed with respect to a video signal having the same range bin number obtained from received signals with respect to N (an integer of 2 or more) transmission pulses having different frequencies. A distance shifter that generates
The distance shift video signal from the distance shifter is suppressed by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a predetermined positive integer value less than N. A signal suppressor for generating a post-video signal;
A combining bander that combines bands with the video signal after suppression from the signal suppressor;
A pulse radar apparatus comprising: a distance corrector that corrects a distance using a shift distance having the same value as the shift distance used by the distance shifter with respect to the signal after the synthesis of the band by the synthesis bander. 予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、
前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、
前記受信手段からのビデオ信号を保存するメモリーと、
Ｎ（２以上の整数）個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号の振幅値に基づいて抑制したい距離情報を求め、求めた距離情報を出力する振幅判定器と、
前記メモリーより取り出したビデオ信号に対し前記振幅判定器からの距離情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、
前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器と、
前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と
を備えたパルスレーダ装置。 A transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width;
Receiving means for generating a video signal using a local transmission signal corresponding to a transmission frequency from a reception signal for each transmission pulse obtained for each pulse repetition period;
A memory for storing a video signal from the receiving means;
A synthesis bander for synthesizing a band of video signals having the same range bin number obtained from received signals with respect to transmission pulses of N (integers of 2 or more) different frequencies;
Obtaining distance information to be suppressed based on the amplitude value of the signal after the synthesis of the band by the synthesis bander, and an amplitude determination unit that outputs the obtained distance information;
A distance shifter that generates a distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from distance information from the amplitude determiner with respect to the video signal extracted from the memory;
The distance shift video signal from the distance shifter is suppressed by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a predetermined positive integer value less than N. A signal suppressor for generating a post-video signal;
For the video signal after suppression from the signal suppressor, the distance is inverted by shifting the distance in the direction opposite to the distance shift direction of the distance shifter using a shift distance having the same value as the shift distance used by the distance shifter. A distance inverse shifter for generating a shifted video signal;
A pulse radar apparatus comprising: a synthesis bander for synthesizing a band with respect to the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter. 予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、
前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、
前記受信手段からのビデオ信号を保存するメモリーと、
Ｎ（２以上の整数）個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号の振幅値に基づいて抑制したい距離情報を求め、求めた距離情報を出力する振幅判定器と、
前記メモリーより取り出したビデオ信号に対し前記振幅判定器からの距離情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、
前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器と
を備えたパルスレーダ装置。 A transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width;
Receiving means for generating a video signal using a local transmission signal corresponding to a transmission frequency from a reception signal for each transmission pulse obtained for each pulse repetition period;
A memory for storing a video signal from the receiving means;
A synthesis bander for synthesizing a band of video signals having the same range bin number obtained from received signals with respect to transmission pulses of N (integers of 2 or more) different frequencies;
Obtaining distance information to be suppressed based on the amplitude value of the signal after the synthesis of the band by the synthesis bander, and an amplitude determination unit that outputs the obtained distance information;
A distance shifter that generates a distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from distance information from the amplitude determiner with respect to the video signal extracted from the memory;
The distance shift video signal from the distance shifter is suppressed by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a predetermined positive integer value less than N. A signal suppressor for generating a post-video signal;
A combining bander that combines bands with the video signal after suppression from the signal suppressor;
A pulse radar apparatus comprising: a distance corrector that corrects a distance using a shift distance having the same value as the shift distance used by the distance shifter with respect to the signal after the synthesis of the band by the synthesis bander. 請求項１または３に記載のパルスレーダ装置において、
前記距離シフト器は、前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号を新たなビデオ信号とし、当該新たなビデオ信号に対し新たなシフト距離を用いて距離シフトさせた距離シフトビデオ信号を生成し、
前記合成帯域器は、前記距離シフト器から前記距離逆シフト器までの処理を距離情報の数だけ繰り返した後の前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to claim 1 or 3,
The distance shifter generates a distance shift video signal obtained by shifting the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter to a new video signal and shifting the new video signal using a new shift distance. ,
The combining bander performs band combining on the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter after repeating the processing from the distance shifter to the distance reverse shifter by the number of distance information. A characteristic pulse radar device. 請求項１または３に記載のパルスレーダ装置において、
前記距離シフト器は、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号を新たなビデオ信号とし、当該新たなビデオ信号に対し新たなシフト距離を用いて距離シフトさせた距離シフトビデオ信号を生成し、
距離逆シフト器は、前記距離シフト器と前記信号抑圧器との処理を距離情報の数だけ繰り返した後の抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離の総和と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to claim 1 or 3,
The distance shifter generates a distance-shifted video signal obtained by shifting the new video signal using the new shift distance to the new video signal after the suppressed video signal from the signal suppressor,
The distance inverse shifter shifts the same value as the sum of the shift distances used by the distance shifter for the post-suppression video signal after the processing of the distance shifter and the signal suppressor is repeated by the number of distance information. A pulse radar apparatus, wherein a distance reverse shift video signal is generated by shifting a distance in a direction opposite to a distance shift direction of the distance shifter using a distance. 請求項２または４に記載のパルスレーダ装置において、
前記距離シフト器は、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号を新たな距離シフトビデオ信号とし、当該新たな距離シフトビデオ信号に対し新たなシフト距離を用いて距離シフトさせた距離シフトビデオ信号を生成し、
前記合成処理器は、前記距離シフト器と前記信号抑圧器との処理を距離情報の数だけ繰り返した後の抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行い、
前記距離補正器は、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離の総和と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to claim 2 or 4,
The distance shifter uses the post-suppression video signal from the signal suppressor as a new distance shift video signal, and a distance shift video signal obtained by performing a distance shift on the new distance shift video signal using a new shift distance. Generate
The synthesis processor performs band synthesis on the post-suppression video signal after repeating the processing of the distance shifter and the signal suppressor by the number of distance information,
The distance correction device corrects the distance using a shift distance having the same value as the sum of the shift distances used in the distance shifter with respect to the signal after the combination of the bands by the combination bander. apparatus. 請求項１ないし７のいずれか１項に記載のパルスレーダ装置において、
前記信号抑圧器で生成された抑圧後ビデオ信号を保存するメモリーと、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し、抑圧したい距離の信号強度が要求される強度よりも大きいかどうかの判断を行い、大きい場合にその判断情報を前記信号抑圧器に出力する抑圧判断器と
をさらに備え、
前記信号抑圧器は、前記抑圧判断器から抑圧したい距離の信号強度が要求される強度よりも大きいという判断情報が入力された場合に、前記メモリーから取り出した抑圧後ビデオ信号を新たな距離シフトビデオ信号として予め定めたＮ未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって新たな抑圧後ビデオ信号を生成する
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to any one of claims 1 to 7,
A memory for storing the post-suppression video signal generated by the signal suppressor;
Suppression that determines whether the signal strength of the distance to be suppressed is greater than the required strength with respect to the signal after band synthesis by the synthesis bander, and outputs the judgment information to the signal suppressor if it is larger A judgment device and
The signal suppressor receives the determination information that the signal strength of the distance to be suppressed is larger than the required strength from the suppression determiner, and converts the suppressed video signal extracted from the memory into a new distance shift video. A new post-suppression video signal is generated by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal with the transmission frequency number shifted by a positive integer value less than a predetermined N as a signal. A pulse radar device. 請求項１ないし７のいずれか１項に記載のパルスレーダ装置において、
前記送信手段を、可変なステップ周波数で予め定めたパルス繰り返し周期毎にパルスを生成する送信手段に置き換えると共に、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号を保存するメモリーと、
前記メモリーに保存された帯域の合成後の信号と前記合成帯域器による帯域の合成後の信号とを同じ距離どうしで加算するレンジ合成器と
をさらに備えた
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to any one of claims 1 to 7,
Replacing the transmission means with a transmission means for generating a pulse every predetermined pulse repetition period at a variable step frequency;
A memory for storing a signal after the synthesis of the band by the synthesis bander;
A pulse radar apparatus, further comprising: a range synthesizer that adds the band-combined signal stored in the memory and the band-combined signal by the synthesis bander at the same distance. 請求項１ないし７のいずれか１項に記載のパルスレーダ装置において、
前記信号抑圧器を、距離シフトビデオ信号をずらすＮ未満の正の整数の送信周波数番号が可変な可変信号抑圧器に置き換えると共に、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を保存するメモリーと、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号を保存するメモリーと、
前記メモリーに保存された帯域の合成後の信号と前記合成帯域器による帯域の合成後の信号とを同じ距離どうしで加算するレンジ合成器と
をさらに備え、
前記可変信号抑圧器は、前記メモリーから取り出した距離シフトビデオ信号に対して送信周波数番号を異なる値ずらして抑圧後ビデオ信号を生成する
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to any one of claims 1 to 7,
Replacing the signal suppressor with a variable signal suppressor having a variable transmission frequency number of a positive integer less than N for shifting the distance-shifted video signal;
A memory for storing a distance shift video signal from the distance shifter;
A memory for storing a signal after the synthesis of the band by the synthesis bander;
A range synthesizer that adds the band-combined signal stored in the memory and the band-combined signal by the synthesis bander at the same distance; and
The pulse radar apparatus, wherein the variable signal suppressor generates a post-suppression video signal by shifting a transmission frequency number by a different value with respect to the distance-shifted video signal extracted from the memory.
JP2004134194A 2004-04-28 2004-04-28 Pulse radar equipment Expired - Fee Related JP4451203B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004134194A JP4451203B2 (en) 2004-04-28 2004-04-28 Pulse radar equipment

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004134194A JP4451203B2 (en) 2004-04-28 2004-04-28 Pulse radar equipment

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2005315738A JP2005315738A (en) 2005-11-10
JP4451203B2 true JP4451203B2 (en) 2010-04-14

Family

ID=35443325

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2004134194A Expired - Fee Related JP4451203B2 (en) 2004-04-28 2004-04-28 Pulse radar equipment

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4451203B2 (en)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4630767B2 (en) * 2005-08-29 2011-02-09 株式会社東芝 Radar equipment
JP5605983B2 (en) * 2008-09-01 2014-10-15 三菱電機株式会社 Radar equipment
JP5586217B2 (en) * 2009-12-16 2014-09-10 三菱電機株式会社 Radar equipment
EP3693758B1 (en) * 2017-12-28 2023-03-01 Furukawa Electric Co., Ltd. Radar device and object detecting method for radar device
CN114391812B (en) * 2022-01-13 2024-06-18 武汉资联虹康科技股份有限公司 Double-track time division signal acquisition system and method for near infrared brain function imaging

Also Published As

Publication number Publication date
JP2005315738A (en) 2005-11-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5999119A (en) CW radar range measuring system with improved range resolution
US7683824B2 (en) Radar apparatus
JP4544306B2 (en) Radar
US5229775A (en) Digital pulse compression apparatus
JP5110531B2 (en) FM-CW radar equipment
US5793327A (en) CW radar range measuring system
EP1635192B1 (en) Radar apparatus with DC offset correction
JP5460290B2 (en) Radar equipment
JP4702117B2 (en) Pulse radar apparatus and distance measuring method
JP6290178B2 (en) Detection apparatus, radar apparatus, detection method, and detection program
JP4451203B2 (en) Pulse radar equipment
JP5094447B2 (en) Pulse radar equipment
JP5607424B2 (en) Pulse compression device, radar device, pulse compression method, and pulse compression program
JP6217887B1 (en) Frequency calculation device and radar device
JP2006105968A (en) Radar apparatus
JP2982769B2 (en) Signal processing device
EP2169428A1 (en) Method for processing a radar echo signal provided by a target, for compensating degradation effects introduced in said signal by target motion
JP4754981B2 (en) Pulse radar equipment
JP5160022B2 (en) Pulse radar equipment
JP5465148B2 (en) Radar equipment
JP2015129695A (en) Pulse compression radar device and radar signal processing method therefor
JP2019100947A (en) Radar device and radar signal processing method of the same
JP4784332B2 (en) Pulse radar equipment
JP6037625B2 (en) Radar interference canceling apparatus and radar interference canceling method
JP2006153658A (en) Fm-cw radar installation

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20070320

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20090724

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20090804

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20090904

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20100126

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20100127

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4451203

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130205

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130205

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140205

Year of fee payment: 4

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees