JP5094447B2 - Pulse radar equipment - Google Patents
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Description
本発明は、目標との相対速度が０でない場合においても、合成帯域処理によって、正しい高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置に関する。 The present invention relates to a pulse radar apparatus that performs distance measurement with a correct high-range resolution by synthetic band processing even when the relative speed to a target is not zero.
従来のパルスレーダ装置において、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合に合成帯域処理を行うためには、合成帯域モードと相対速度計測モードを設け、相対速度計測モードで計測した相対速度を用いて、合成帯域モードで取得した信号に対して相対速度補正を行った後の合成帯域処理を行うものがある（例えば、特許文献１参照）。また、合成帯域処理に関する先行技術文献としては、非特許文献１がある。
In the conventional pulse radar device, in order to perform synthetic band processing when the relative velocity between the pulse radar device and the target is not 0, a synthetic band mode and a relative velocity measurement mode are provided, and measurement is performed in the relative velocity measurement mode. There is a technique that performs a combined band process after performing a relative speed correction on a signal acquired in the combined band mode using a relative speed (see, for example, Patent Document 1). Further,
しかしながら、従来技術には以下の課題がある。図７は、従来のパルスレーダ装置における送信パルスを示した図である。合成帯域処理を用いたパルスレーダ装置では、送信時に、図７に示すように、Ｎ個の送信パルスＳｔ０〜ＳｔＮ−１に対して、パルス毎に送信周波数をｆ０〜ｆＮ−１まで周波数ステップ間隔Δｆ毎に変化させる。 However, the prior art has the following problems. FIG. 7 is a diagram showing transmission pulses in a conventional pulse radar device. In the pulse radar apparatus using the synthetic band processing, as shown in FIG. 7, the transmission frequency is set to f 0 to f N−1 for each pulse with respect to N transmission pulses St 0 to St N−1 at the time of transmission. Until the frequency step interval Δf.
受信時に、目標から反射してきた各受信信号を、レンジゲートによってレンジビン毎に分割して受信し、送信パルスと同じ周波数、同じ初期位相の局部発振信号でダウンコンバートして、Ｉ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を生成する。さらに、同じレンジビンのＮ個のＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を逆フーリエ変換することによって帯域を合成し、各レンジビン内の高分解能相対距離を得ることができる。 During reception, each received signal reflected from the target is divided and received for each range bin by a range gate, down-converted with a local oscillation signal having the same frequency and the same initial phase as the transmission pulse, and an I component video signal, Q A component video signal is generated. Furthermore, the band can be synthesized by performing inverse Fourier transform on N I component video signals and Q component video signals in the same range bin, and a high resolution relative distance in each range bin can be obtained.
図８は、従来のパルスレーダ装置における受信信号強度の状態を示した図である。パルスレーダ装置と目標との相対速度が０でない場合には、この相対速度の影響により、相対距離Ｒ０が正確に求まらない問題がある。すなわち、相対速度が０でない場合には、合成帯域処理によって距離分解能ΔＲの高距離分解能化して得られたパルスレーダ装置と目標との相対距離は、基準の時刻のパルスレーダ装置と目標との相対距離Ｒ０と異なる距離を示すこととなる。 FIG. 8 is a diagram showing the state of received signal strength in a conventional pulse radar apparatus. When the relative speed between the pulse radar device and the target is not 0, there is a problem that the relative distance R 0 cannot be obtained accurately due to the influence of the relative speed. That is, when the relative speed is not 0, the relative distance between the pulse radar device obtained by increasing the distance resolution ΔR by the synthesis band processing and the target is the relative distance between the pulse radar device at the reference time and the target. A distance different from the distance R 0 is indicated.
図８において、Ｓｒｐは、目標との相対速度が０のときの目標からの反射信号を示しており、Ｓｒｐ’は、目標との相対速度が０でないときの目標からの反射信号を示している。相対速度が０の場合には、反射信号Ｓｒｐから相対距離Ｒ０を求めることができるが、相対速度が０でない場合には、反射信号Ｓｒｐ’から相対距離Ｒ０を求めることができないこととなる。 In FIG. 8, Srp indicates a reflected signal from the target when the relative speed with respect to the target is 0, and Srp ′ indicates a reflected signal from the target when the relative speed with respect to the target is not 0. . When the relative speed is 0, the relative distance R 0 can be obtained from the reflected signal Srp. However, when the relative speed is not 0, the relative distance R 0 cannot be obtained from the reflected signal Srp ′. .
その解決策として、特許文献１に記載されている従来技術では、合成帯域モードと相対速度計測モードを設け、相対速度計測モードで計測した相対速度を用いて、合成帯域モードで取得した信号に対して相対速度補正を行った後に合成帯域処理を行い、高分解能測距結果を得ている。
As a solution to this problem, in the conventional technique described in
そのため、１回の高分解能測距結果を得るために、相対速度計測モードによる観測時間と合成帯域モードによる観測時間の両方が必要になる。さらに、相対速度計測モードと合成帯域モードのそれぞれの処理に別々の受信信号を用いるため、相対速度変化の大きい目標に対しては、相対速度補正の精度が劣化するという問題点があった。 Therefore, in order to obtain one high-resolution distance measurement result, both the observation time in the relative velocity measurement mode and the observation time in the composite band mode are required. Furthermore, since separate received signals are used for the processing of the relative speed measurement mode and the combined band mode, there is a problem that the accuracy of the relative speed correction deteriorates for a target having a large relative speed change.
一方、合成帯域処理において、あいまいさ（アンビギュイティ）なく測距可能な最大の計測距離Ｒｍａｘは、周波数ステップ間隔Δｆを用いて次式（１）で表される。 On the other hand, the maximum measurement distance R max that can be measured without ambiguity in the combined band processing is expressed by the following equation (1) using the frequency step interval Δf.
ただし、ｃは光速を表す。一方、１レンジビンの距離範囲Ｒｂｉｎは、送信パルス幅Ｔｐを用いて次式（２）で表される。 However, c represents the speed of light. On the other hand, the distance range R bin of one range bin is expressed by the following equation (2) using the transmission pulse width T p .
よって、合成帯域処理によって、１レンジビンの距離範囲Ｒｂｉｎ内をあいまいさなく高距離分解能化するためには、あいまいさなく測距可能な最大の距離Ｒｍａｘを１レンジビンの距離範囲Ｒｂｉｎ以上にする必要がある。よって、周波数ステップ幅Δｆと、送信パルス幅Ｔｐは、次式（３）の関係となるように設定する必要がある。 Therefore, in order to achieve high range resolution without ambiguity within the range range R bin of one range bin by combining band processing, the maximum distance R max that can be measured without ambiguity is set to be equal to or greater than the range range R bin of one range bin . There is a need to. Therefore, it is necessary to set the frequency step width Δf and the transmission pulse width T p so as to satisfy the relationship of the following equation (3).
よって、周波数ステップ幅Δｆは、最大でも、送信パルス幅Ｔｐの逆数の値となる。また、目標反射信号対雑音電力を最大にするためには、受信機最終段のマッチドフィルターの３ｄＢＤｏｗｎ帯域幅を送信パルス幅の逆数の１．２倍とすることが望ましい。よって、周波数ステップ幅Δｆを送信パルス幅Ｔｐの逆数とした場合、受信機の信号通過帯域幅Ｂｒｘは、次式（４）で表される。 Therefore, the frequency step size Δf may be a maximum, a value of the reciprocal of the transmission pulse width T p. In order to maximize the target reflected signal-to-noise power, it is desirable that the 3 dB Down bandwidth of the matched filter at the final stage of the receiver is 1.2 times the reciprocal of the transmission pulse width. Therefore, when the frequency step width Δf as the reciprocal of the transmission pulse width T p, the signal pass bandwidth B rx receiver is expressed by the following equation (4).
図９は、従来のパルスレーダ装置における受信機最終段のマッチドフィルター特性を示す図であり、中心周波数を０とした特性を示している。また、図１０は、従来のパルスレーダ装置における２通りの距離（Ｒ１、Ｒ２）からの受信パルスのタイミングを示した図である。 FIG. 9 is a diagram showing matched filter characteristics at the final stage of the receiver in the conventional pulse radar apparatus, and shows characteristics with a center frequency of zero. FIG. 10 is a diagram showing the timing of received pulses from two distances (R 1 , R 2 ) in a conventional pulse radar device.
図１０（ａ）は、目標までの距離がＲ１のときに、送信パルスと同一のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ内に、送信パルスに対応する受信パルスを受信している場合を示している。また、図１０（ｂ）は、目標までの距離がＲ２のときに、送信パルスの次のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ内に、送信パルスに対応する受信パルスを受信している場合を示している。 FIG. 10A shows a case where the reception pulse corresponding to the transmission pulse is received within the same pulse repetition period T pri as the transmission pulse when the distance to the target is R 1 . FIG. 10B shows a case where the reception pulse corresponding to the transmission pulse is received within the next pulse repetition period T pri of the transmission pulse when the distance to the target is R 2 . .
さらに、図１１は、従来のパルスレーダ装置における図１０に対応したマッチドフィルター特性を示す図である。図１１（ａ）は、図１０（ａ）の受信パルスのパターンに対応するマッチドフィルター特性を示している。また、図１１（ｂ）は、図１０（ｂ）の受信パルスのパターンに対応するマッチドフィルター特性を示している。 Further, FIG. 11 is a diagram showing matched filter characteristics corresponding to FIG. 10 in the conventional pulse radar device. FIG. 11A shows a matched filter characteristic corresponding to the received pulse pattern of FIG. FIG. 11B shows matched filter characteristics corresponding to the received pulse pattern shown in FIG.
パルス毎に送信周波数をｆ０からｆＮ−１まで一定の周波数ステップ間隔Δｆ毎に変化させた場合、図１０（ａ）に示すように、目標との相対距離が、次式（５）に示すパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉより短い距離Ｒ１のときには、必ず受信パルスの周波数と局部発振信号の周波数が一致する。 When the transmission frequency is changed for each pulse from f 0 to f N−1 at a constant frequency step interval Δf, the relative distance from the target is expressed by the following equation (5) as shown in FIG. When the distance R 1 is shorter than the distance R pri corresponding to the pulse repetition period shown, the frequency of the received pulse and the frequency of the local oscillation signal always match.
例えば、周波数ｆ０の受信パルスは、周波数ｆ０の局部発振信号でダウンコンバートすることとなり、生成したビデオ信号の中心周波数は０となり、３ｄＢＤｏｗｎの帯域幅Ｂｖは、次式（６）で表される値となる。 For example, the received pulse of frequency f 0, will be down-converted by a local oscillation signal of a frequency f 0, the center frequency is zero of the generated video signal, the bandwidth B v of 3dBDown, the table by the following equation (6) It becomes the value to be.
そのため、受信パルスのスペクトルとマッチドフィルター形状とは、周波数軸上では、図１１（ａ）に示すようになり、マッチドフィルターを受信パルスが通過する関係を有し、受信パルスを正確に抽出できる。 Therefore, the spectrum of the received pulse and the matched filter shape are as shown in FIG. 11A on the frequency axis, and the received pulse passes through the matched filter so that the received pulse can be extracted accurately.
しかし、図１０（ｂ）に示すように、例えば、目標との相対距離がＲ１よりパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉだけ長いＲ２のときには、周波数ｆ１の局部発振信号のところに周波数ｆ０の受信パルスが帰ってくることになる。そのため、周波数ｆ０の受信パルスをｆ１の局部発振信号でダウンコンバートすることになり、生成したビデオ信号に−Δｆの周波数成分が生じる。 However, as shown in FIG. 10 (b), for example, when the relative distance to the target is R 2 longer than R 1 by a distance R pri corresponding to the pulse repetition period, the frequency is at the local oscillation signal of frequency f 1. The received pulse of f 0 will be returned. Therefore, the received pulse having the frequency f 0 is down-converted by the local oscillation signal having the frequency f 1 , and a frequency component of −Δf is generated in the generated video signal.
このことは、周波数軸上で、図１１（ｂ）に示すように、マッチドフィルターに対して−Δｆだけ周波数がシフトした受信パルスのスペクトルが入力されることとなる。よって、図１１（ｂ）に示す受信パルスのスペクトルの内、斜線で示した成分がマッチドフィルターを通過していくこととなる。 This means that, as shown in FIG. 11B, on the frequency axis, the spectrum of the received pulse whose frequency is shifted by −Δf is input to the matched filter. Therefore, in the received pulse spectrum shown in FIG. 11 (b), the components indicated by diagonal lines pass through the matched filter.
そのため、送信パルス毎の初期位相が等間隔に変化している場合、合成帯域処理を行うと、受信信号強度はある程度劣化するが、相対距離がＲ２の目標についても、あたかも、相対距離がＲ２よりパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉだけ短い距離Ｒ１に存在するように測距を行う。 Therefore, if the initial phase of each transmitted pulse is changed at regular intervals, when the synthetic band processing, the received signal strength is somewhat degraded, for the relative distance of R 2 target, though, the relative distance R The distance measurement is performed so that the distance R 1 is shorter than the distance R 1 by a distance R pri corresponding to the pulse repetition period.
このことは、本来目標がいない相対距離に目標がいると誤測距する危険性があることを示す。また、地面からの反射等のように、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉより遠くにある反射物からの受信信号強度が非常に大きい場合、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉより近い目標が、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉより遠くにある反射物からの受信信号に埋もれて、検出ができなくなるという問題が生じる。 This indicates that there is a risk of erroneous ranging if there is a target at a relative distance where there is no target. In addition, when the received signal intensity from a reflector far from the distance R pri corresponding to the pulse repetition period, such as reflection from the ground, is very large, the target closer to the distance R pri corresponding to the pulse repetition period is There is a problem that detection is impossible due to being buried in the received signal from the reflector farther away than the distance R pri corresponding to the pulse repetition period.
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で、高精度に目標までの相対距離を検出することができるパルスレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and in order to obtain a single high-resolution distance measurement result even when the relative speed between the pulse radar device and the target is not zero. The purpose is to obtain a pulse radar device capable of detecting a relative distance to a target with high accuracy after shortening a necessary signal transmission time interval within a range applicable to a distance to a target to be originally detected. .
本発明に係るパルスレーダ装置は、パルス繰り返し周期毎に送信周波数が所定の周波数間隔ずつ変化する送信パルス列を目標方向へ送信し、パルス繰り返し周期毎に得られる反射信号を受信してＩ成分ビデオ信号およびＱ成分ビデオ信号を生成するパルスレーダ装置であって、隣り合う送信パルスの周波数差を受信機の信号通過帯域幅以上として、パルス毎に異なる周波数で送信するように、送信パルス列を生成する送信パルス列生成手段を備え、送信パルス列生成手段は、同じ時間間隔だけ離れた２つの送信パルスを１つのペアとみなし、各ペア内の周波数の小さい方の送信パルスを送信パルス群Ａを構成する送信パルスとし、各ペア内の周波数の大きい方の送信パルスを送信パルス群Ｂを構成する送信パルスとし、全ペア内の送信パルス間の周波数差が同じになるように、送信パルス列を生成し、送信パルス群Ａの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ａ、および送信パルス群Ｂの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、符号を反転したＱ成分ビデオ信号を虚部とした複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを生成し、複素ディジタルビデオ信号Ａと複素共役ディジタルビデオ信号Ｂの乗算を行って相対速度計測用複素信号を生成する複素乗算手段と、相対速度計測用複素信号の周波数スペクトルを求める周波数スペクトル分析手段と、周波数スペクトルを用いて目標との相対速度を求める相対速度計測手段とをさらに備えるものである。
The pulse radar apparatus according to the present invention transmits a transmission pulse train whose transmission frequency changes by a predetermined frequency interval for each pulse repetition period in a target direction, receives a reflection signal obtained for each pulse repetition period, and receives an I component video signal. And a pulse radar apparatus for generating a Q component video signal, wherein a transmission pulse train is generated so that a frequency difference between adjacent transmission pulses is equal to or greater than a signal pass bandwidth of a receiver and transmitted at a different frequency for each pulse. The transmission pulse train generation means includes two transmission pulses separated by the same time interval as one pair, and the transmission pulse having the smaller frequency in each pair constitutes the transmission pulse group A. The transmission pulse having the larger frequency in each pair is used as the transmission pulse constituting the transmission pulse group B, and the transmission pulses in all pairs The transmission pulse train is generated so that the frequency difference of the transmission pulse group A is the same, and the I component video signal of the same range bin number obtained from the reception signal with respect to the transmission signal of the transmission pulse group A is the real part, and the Q component video signal is the imaginary part. Complex conjugate digital video signal A and I component video signal of the same range bin number obtained from the received signal with respect to the transmission signal of transmission pulse group B as a real part, and a complex conjugate digital having a Q component video signal whose sign is inverted as an imaginary part Complex multiplication means for generating a video signal B, multiplying the complex digital video signal A and the complex conjugate digital video signal B to generate a relative velocity measurement complex signal, and a frequency for obtaining a frequency spectrum of the relative velocity measurement complex signal and spectral analysis means further Ru and a relative speed measuring means for determining the relative speed of the target by using the frequency spectrum Than is.
本発明によれば、隣り合う送信パルスの周波数差を受信機の信号通過帯域幅以上として、パルス毎に異なる周波数を有するパルス列からなる送信信号を用いることにより、同じ受信信号に基づいて相対速度の検出を行うことができ、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で、高精度に目標までの相対距離を検出することができるパルスレーダ装置を得ることができる。 According to the present invention, the frequency difference between adjacent transmission pulses is set to be equal to or greater than the signal pass bandwidth of the receiver, and by using a transmission signal composed of a pulse train having a different frequency for each pulse, the relative speed of the same reception signal is obtained. Even if the relative speed between the pulse radar device and the target is not zero, the signal transmission time interval necessary for obtaining a single high-resolution distance measurement result should be detected. It is possible to obtain a pulse radar device that can detect the relative distance to the target with high accuracy while shortening it within a range applicable to the distance to the target.
以下、本発明のパルスレーダ装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
本発明のパルスレーダ装置は、同一の受信信号を用いて、目標との相対速度計測、および相対速度補正後の合成帯域処理による目標との高分解能相対距離計測を行うことによって、相対速度補正の精度の向上と、１回の合成帯域処理による目標との高分解能相対距離を得るために必要な受信信号観測時間の短縮化の両立を図り、さらに、パルス繰り返し周期に相当する距離より遠い距離にある物体からの反射信号の抑圧を図ることができる。
Hereinafter, a preferred embodiment of a pulse radar device of the present invention will be described with reference to the drawings.
The pulse radar device of the present invention performs relative velocity correction by performing relative velocity measurement with the target using the same received signal and high-resolution relative distance measurement with the target by synthetic band processing after the relative velocity correction. Improving accuracy and shortening the received signal observation time necessary to obtain a high-resolution relative distance from the target by one synthesis band processing, and further to a distance farther than the distance corresponding to the pulse repetition period It is possible to suppress the reflection signal from a certain object.
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるパルスレーダ装置の構成図である。図１を用いて、各構成要素の機能について説明する。タイミング発生器１は、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉの間隔で、タイミング信号を発生する。このタイミング信号は、周波数シンセサイザ２では周波数切替信号として使用され、パルス変調器７ではパルス変調信号として使用され、送受切替器９では送受切替信号として使用される。
FIG. 1 is a configuration diagram of a pulse radar device according to
一方、周波数設定器３は、隣り合う送信パルスの周波数差を、上式（４）で示した受信機の信号通過帯域幅Ｂｒｘ以上とし、さらに、同じ時間間隔だけ離れた２つの送信パルスを１つのペアとみなし、全ペアのパルス間の周波数差が同じとなるような条件を満たすように、パルス毎の送信周波数を設定する。
On the other hand, the
図２は、本発明の実施の形態１における周波数設定器３から出力される送信パルス毎の周波数、複素乗算器１７で処理される送信パルス毎の周波数、並び替え器２１から出力される送信パルス毎の周波数に関する説明図である。図２（ａ）は、送信パルス数Ｎを３２とした場合の、周波数設定器３から出力される送信パルス毎の周波数の一例を示した図である。また、複素乗算器１７による処理の説明図である図２（ｂ）、および並び替え器２１による処理の説明図である図２（ｃ）については、後に詳述する。
2 shows the frequency for each transmission pulse output from the
図２（ａ）においては、隣り合う送信パルスの周波数差は、３Δｆまたは−５Δｆとなり、前述の条件を満たしている。また、１パルス繰り返し周期離れた０番目のパルスと１番目のパルス、２番目のパルスと３番目のパルス、・・・、３０番目のパルスと３１番目のパルスをそれぞれペアとすると、全ペアのパルス間の送信周波数の差は、いずれも−５Δｆで同じとなり、前述の条件を満たしている。 In FIG. 2A, the frequency difference between adjacent transmission pulses is 3Δf or −5Δf, which satisfies the above-described conditions. If the 0th pulse and the 1st pulse separated by 1 pulse repetition period, the 2nd pulse and the 3rd pulse,..., The 30th pulse and the 31st pulse are paired, all pairs The difference in transmission frequency between pulses is the same at −5Δf, which satisfies the above-described conditions.
周波数シンセサイザ２は、タイミング発生器１からのタイミング信号（周波数切替信号に相当）によって、周波数設定器３から入力され送信周波数に応じて、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に周波数を生成し、分配器４ａに出力する。
The
図２（ａ）に示すように、送信パルス列毎の周波数を設定することによって、相対距離がＲ１よりパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉだけ長いＲ２のところからの反射信号（すなわち、本来検出したい目標以外からの反射信号）は、例えば、周波数ｆ５の局部発振信号のところに周波数ｆ０の受信パルスが、周波数ｆ２の局部発振信号のところに周波数ｆ５の受信パルスが帰ってくることになる。 As shown in FIG. 2 (a), by setting the frequency for each transmission pulse train, the reflected signal from R 2 (ie, originally, the relative distance is longer than R 1 by a distance R pri corresponding to the pulse repetition period) reflected signals from other than the target to be detected) is, for example, receives a pulse of frequency f 0 at the local oscillation signal of the frequency f 5 is back the received pulse frequency f 5 at the local oscillation signal of a frequency f 2 Will come.
このため、周波数ｆ0の受信パルスをｆ5の局部発振信号でダウンコンバートし、周波数ｆ5の受信パルスをｆ2の局部発振信号でダウンコンバートすることになり、生成したビデオ信号に−５Δｆあるいは３Δｆの周波数成分が生じる。 Thus, the received pulse frequency f 0 downconvert with the local oscillation signal f 5, a received pulse of frequency f 5 will be down-converted by a local oscillation signal f 2, -5Δf the generated video signal or A frequency component of 3Δf is generated.
図３は、本発明の実施の形態１における図２のパルス列に対応したマッチドフィルターの説明図である。より具体的には、周波数ｆ0の受信パルスを周波数ｆ5の局部発振信号でダウンコンバートした場合のマッチドフィルターの説明図である。Ｒ２からの受信信号をダウンコンバートすることにより生成されたビデオ信号に−５Δｆの周波数成分が生じることは、周波数軸上で、図３に示すように、マッチドフィルターに−５Δｆだけ周波数がシフトした受信パルスのスペクトルが入力されることとなる。同様に、周波数ｆ5の受信パルスを周波数ｆ2の局部発振信号でダウンコンバートした場合は、Ｒ２からの受信信号をダウンコンバートすることにより生成されたビデオ信号に３Δｆの周波数成分が生じ、周波数軸上で、マッチドフィルターに３Δｆだけ周波数がシフトした受信パルスのスペクトルが入力されることとなる。
FIG. 3 is an explanatory diagram of a matched filter corresponding to the pulse train of FIG. 2 in
従って、このように受信パルスのスペクトルの周波数が−５Δｆ、あるいは３Δｆだけシフトしている場合には、受信パルスが、マッチドフィルターを通過していくことはなくなる。この結果、相対距離がパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉより長い目標からの反射信号は、マッチドフィルターを通過することなく、その後の合成帯域処理に影響を及ぼさなくなり、誤検出を防止することができる。 Therefore, when the frequency of the spectrum of the reception pulse is shifted by −5Δf or 3Δf in this way, the reception pulse does not pass through the matched filter. As a result, the reflected signal from the target whose relative distance is longer than the distance R pri corresponding to the pulse repetition period does not pass through the matched filter and does not affect the subsequent synthesis band processing, thereby preventing erroneous detection. it can.
分配器４ａは、周波数シンセサイザ２からの入力信号を２分し、一方を送信信号生成用の局部発振信号として周波数変換器６ａに出力し、もう一方を中間周波数信号生成用の局部発振信号として、周波数変換器６ｂに出力する。
The distributor 4a divides the input signal from the
基準中間周波数信号生成器５は、基準中間周波数信号を生成する。周波数変換器６ａは、分配器４ａからの局部発振信号の周波数と、基準中間周波数信号生成器５で生成された基準中間周波数信号の周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成する。
The reference intermediate
パルス変調器７は、周波数変換器６ａで生成された送信キャリア信号に対して、タイミング発生器１からのタイミング信号（パルス変調信号に相当）によって、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に、予め定めたパルス幅Ｔｐのパルス変調を行う。電力増幅器８は、パルス変調器７の出力信号を取り込み、電力増幅を行う。
The
送受切替器９は、タイミング発生器１からのタイミング信号（送受切替信号に相当）によって、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に、予め定めた時間間隔で、電力増幅器８からの入力信号を出力する。アンテナ１０は、送受切替器９からの入力信号を、送信信号として空間へ放射する。
The transmission /
送信信号は、目標１１、および背景に反射し、反射信号となってアンテナ１０で受信され、送受切替器９に出力される。送受切替器９は、タイミング発生器１からのタイミング信号（送受切替信号に相当）によって、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ毎に、予め定めた時間間隔で、アンテナ１０からの入力信号を周波数変換器６ｂに出力する。
The transmission signal is reflected on the
また、周波数変換器６ｂには、中間周波数信号の生成用として、分配器４ａからの局部発振信号も入力される。そして、周波数変換器６ｂは、受信信号の周波数と局部発振信号の周波数との差の周波数である中間周波数信号を生成し、中間周波数増幅器１２へ出力する。
The frequency converter 6b is also supplied with a local oscillation signal from the distributor 4a for generating an intermediate frequency signal. Then, the frequency converter 6 b generates an intermediate frequency signal that is the difference between the frequency of the received signal and the frequency of the local oscillation signal, and outputs the intermediate frequency signal to the
中間周波数増幅器１２は、中間周波数信号の電力の増幅を行い、その結果を分配器４ｂに出力する。分配器４ｂは、中間周波数増幅器１２で増幅された中間周波数信号を２分し、それぞれを位相検波器１４ａ、１４ｂに出力する。
The
一方、９０度ハイブリッド器１３は、基準中間周波数信号生成器５で生成された基準中間周波数信号を、９０度の位相差を持った２つの信号に分離し、位相検波器１４ａ、１４ｂに出力する。位相検波器１４ａ、１４ｂは、分配器４ｂからの入力信号、および９０度ハイブリッド器１３からの入力信号から、中間周波数信号の周波数と基準中間周波数信号の周波数との差の周波数を持ち、互いに９０度の位相差を持つＩ成分、Ｑ成分のビデオ信号（以下、Ｉ、Ｑビデオ信号と称す）を生成する。
On the other hand, the 90-
生成されたＩ、Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数が１／Ｔｐ（送信パルス幅Ｔｐの逆数に相当）のＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂに入力され、送信パルス幅Ｔｐと同じ間隔のレンジビン毎のディジタルＩ、Ｑビデオ信号に変換され、ビデオ信号保存用メモリ１６に記憶される。ビデオ信号保存用メモリ１６は、パルス繰り返し周期ＴｐｒｉのＮ倍の時間間隔のすべてのレンジビン番号のディジタルＩビデオ信号を実部、ディジタルＱビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号を保存する。
The generated I, Q video signals, A / D converter 15a of the
複素乗算器１７は、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、送信パルスの各ペアにおいて周波数の小さい方を送信パルス群Ａ、周波数の大きい方を送信パルス群Ｂとして扱う。そして、複素乗算器１７は、ビデオ信号保存用メモリ１６から、周波数シンセサイザ２で生成された送信パルス群Ａの送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号の複素ディジタルビデオ信号Ａを取り出す。
As shown in FIGS. 2A and 2B, the complex multiplier 17 treats each pair of transmission pulses as a transmission pulse group A with a lower frequency and a transmission pulse group B with a higher frequency. Then, the complex multiplier 17 extracts from the video
さらに、複素乗算器１７は、ビデオ信号保存用メモリ１６から、周波数シンセサイザ２で生成された送信パルス群Ｂの送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号の複素ディジタルビデオ信号Ｂを取り出す。
Further, the complex multiplier 17 extracts from the video signal storage memory 16 a complex digital video signal B having the same range bin number obtained from the reception signal for the transmission pulse of the transmission pulse group B generated by the
そして、複素乗算器１７は、それぞれＭ個（＝Ｎ／２個）からなる複素ディジタルビデオ信号Ａ、および複素ディジタルビデオ信号Ｂの虚部の符号を反転させた複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを同じ番号同士で乗算することによって、Ｍ個の相対速度計測用複素ディジタル信号（Ｘ（０）〜Ｘ（Ｍ−１））を生成する。図４は、本発明の実施の形態１における複素乗算器１７により生成される相対速度計測用複素ディジタル信号の説明図である。さらに、複素乗算器１７は、生成したＭ個の相対速度計測用複素ディジタル信号を周波数スペクトル分析器１８に出力する。ここでは、複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを用いる場合を示しているが、複素ディジタルビデオ信号Ａの虚部の符号を反転させた素共役ディジタルビデオ信号Ａと複素ディジタルビデオ信号Ｂを同じ番号同士で乗算してもかまわない。
The complex multiplier 17 assigns the same number to each of the complex digital video signal A composed of M (= N / 2) and the complex conjugate digital video signal B obtained by inverting the sign of the imaginary part of the complex digital video signal B. By multiplying them, M complex digital signals for measuring relative velocity (X (0) to X (M-1)) are generated. FIG. 4 is an explanatory diagram of a complex digital signal for relative speed measurement generated by the complex multiplier 17 according to
パルスレーダ装置と目標との相対速度がｖの場合の複素ディジタルビデオ信号Ａに相当するＶＡ（ｎ）（ｎ＝０、２、・・・、Ｎ−２）と、複素ディジタルビデオ信号Ｂに相当するＶＢ（ｎ）（ｎ＝１、３、・・・、Ｎ−１）は、それぞれ次式（７）（８）で表される。ただし、ここでは、図２で示した、送信パルス群Ａと送信パルス群Ｂの同じ番号間の周波数差が５Δｆの場合を示している。 V A (n) (n = 0, 2,..., N−2) corresponding to the complex digital video signal A when the relative velocity between the pulse radar apparatus and the target is v, and the complex digital video signal B The corresponding V B (n) (n = 1, 3,..., N−1) is expressed by the following equations (7) and (8), respectively. However, the case where the frequency difference between the same numbers of the transmission pulse group A and the transmission pulse group B shown in FIG. 2 is 5Δf is shown here.
ただし、Ｅは、複素ディジタルビデオ信号の振幅を表し、ここでは、複素ディジタルビデオ信号Ａ、複素ディジタルビデオ信号Ｂ共に、全てのｎに対して、同じ値としている。 However, E represents the amplitude of the complex digital video signal. Here, both the complex digital video signal A and the complex digital video signal B have the same value for all n.
Ｍ＝Ｎ／２の関係から、上式（７）のｎ＝０、２、・・・、Ｎ−２に対し、ｎ＝２ｍとしたＶＡ（ｍ）（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ−１）と、上式（８）のｎ＝１、３、・・・、Ｎ−１に対し、ｎ＝２ｍ＋１としたＶＢ（ｍ）（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ−１）は、それぞれ下式（９）（１０）で表される。 From the relationship of M = N / 2, V A (m) (m = 0, 1,...) With n = 2 m for n = 0, 2,... , M−1) and V B (m) (m = 0, 1,...) With n = 2m + 1 for n = 1, 3,. , M-1) are represented by the following formulas (9) and (10), respectively.
よって、複素ディジタルビデオ信号Ａに相当するＶＡ（ｍ）と、複素ディジタルビデオ信号Ｂの虚部の符号を反転させた複素共役ディジタルビデオ信号Ｂに相当するＶＢ ＊（ｍ）に対して、図４に示す処理を行った場合、その出力信号である相対速度計測用複素ディジタル信号Ｘ（ｍ）（ｍ＝０、１、・・・Ｍ−１）は、次式（１１）で表される。 Therefore, for V A (m) corresponding to the complex digital video signal A and V B * (m) corresponding to the complex conjugate digital video signal B obtained by inverting the sign of the imaginary part of the complex digital video signal B, When the processing shown in FIG. 4 is performed, the complex speed digital signal X (m) (m = 0, 1,... M−1) for measuring the relative speed, which is the output signal, is expressed by the following equation (11). The
ただし、ＶＢ ＊（ｎ）の「＊」、は複素共役を示す。 However, “*” in V B * (n) represents a complex conjugate.
上式（１１）で表される相対速度計測用複素ディジタル信号Ｘ（ｍ）（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ−１）に対して、周波数スペクトル分析を行った場合、第１項ｅｘｐ（−ｊ２πｆ０（２ｖ／ｃ）Ｔｐｒｉ）、第２項ｅｘｐ（ｊ２π５Δｆ（２Ｒ０／ｃ））、第３項ｅｘｐ（−ｊ２π５Δｆ（２ｖ／ｃ）Ｔｐｒｉ）は、それぞれ、変数ｍには関係のない項なので、これらは初期位相としてしか影響しない。 When the frequency spectrum analysis is performed on the complex digital signal X (m) (m = 0, 1,..., M−1) for relative speed measurement represented by the above equation (11), the first term exp (−j2πf 0 (2v / c) T pri ), second term exp (j2π5Δf (2R 0 / c)), and third term exp (−j2π5Δf (2v / c) T pri ) are respectively set to the variable m. Since are unrelated terms, these only affect the initial phase.
一方、第４項ｅｘｐ（−ｊ２π１２Δｆ（２ｖ／ｃ）ｍＴｐｒｉ）は、送信キャリア周波数が１２Δｆの信号に対するドップラ周波数を表す。周波数スペクトル分析方法として逆フーリエ変換を用いた場合、上式（１１）で表される相対速度計測用複素ディジタル信号Ｘ（ｍ）に対してＭ点で逆フーリエ変換した信号、すなわち、相対速度計測用複素ディジタル信号の周波数スペクトルＰＸ（ｋ’）は、下式（１２）で表される。 On the other hand, the fourth term exp (−j2π12Δf (2v / c) mT pri ) represents a Doppler frequency for a signal having a transmission carrier frequency of 12Δf. When inverse Fourier transform is used as the frequency spectrum analysis method, a signal obtained by inverse Fourier transform at the M point with respect to the complex digital signal X (m) for relative speed measurement represented by the above equation (11), that is, relative speed measurement. The frequency spectrum P X (k ′) of the complex digital signal for use is expressed by the following equation (12).
周波数スペクトル分析器１８は、上述のように、逆フーリエ変換を用いて、複素乗算器１７からの相対速度計測用複素ディジタル信号の周波数スペクトルを求め、その結果を相対速度計測器１９に出力する。
As described above, the
上式（１２）より、下式（１３）が成り立つときに、ＰＸ（ｋ′）の絶対値として求められる振幅値（強度）がピーク値となることがわかる。 From the above equation (12), it can be seen that the amplitude value (intensity) obtained as the absolute value of P X (k ′) becomes the peak value when the following equation (13) holds.
ＰＸ（ｋ′）の振幅値が最大値をとるｋ′の値をｋｐとすると、ｋｐを求めることにより、下式（１４）を用いて、パルスレーダ装置と目標との相対速度ｖを求めることができる。 If the value of k ′ at which the amplitude value of P X (k ′) takes the maximum value is k p , the relative velocity v between the pulse radar device and the target is obtained using the following equation (14) by obtaining k p. Can be requested.
相対速度計測器１９は、上述のように、周波数スペクトル分析器１８からの相対速度計測用複素ディジタル信号の周波数スペクトルの振幅値のピーク信号を検出することにより目標との相対速度を求め、その結果を相対速度補正器２０に出力する。
As described above, the relative
相対速度補正器２０は、相対速度計測器１９で求めた目標との相対速度をｖｃａｌとして、下式（１５）（１６）で表される相対速度補正量ＺＡ（ｍ）、ＺＲ（ｍ）を求める。
The
さらに、相対速度補正器２０は、目標との相対速度計測のために複素乗算器１７で用いたものと同じ複素ディジタルビデオ信号Ａと複素ディジタルビデオ信号Ｂをビデオ信号保存用メモリ１６から取り出し、下式（１７）、（１８）で示す相対速度の補正を行い、それぞれに対する相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号ＶｃＡ（ｍ）、ＶｃＢ（ｍ）を求める。
Further, the
そして、相対速度補正器２０は、求めた相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号ＶｃＡ（ｍ）、ＶｃＢ（ｍ）を並び替え器２１に出力する。並び替え器２１は、相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号ＶｃＡ（ｍ）、ＶｃＢ（ｍ）の両方を合わせた信号に対して、対応する送信周波数が昇順、あるいは降順になるように並び替え、並び替え後の複素ディジタルビデオ信号を生成し、合成帯域器２２に出力する。
Then, the
すなわち、並び替え器２１は、先の図２（ａ）を昇順に並び替える場合を例にすれば、図２（ｃ）に示すように、周波数番号がｆ４、ｆ５、・・・、ｆ３１の順番となるように並び替えることにより、並び替え後の複素ディジタルビデオ信号を生成する。ただし、この場合は、等間隔に周波数差がならないｆ０、ｆ２、ｆ３３、ｆ３５を用いない場合を示しているが、用いることも可能である。
That is, when the
合成帯域器２２は、並び替え器２１から入力された並び替え後の複素ディジタルビデオ信号を逆フーリエ変換することによって、帯域の合成を行い、パルス幅Ｔｐ以下の距離分解能ΔＲを持つ複素信号を生成し、その結果を包絡線検波器２３に出力する。包絡線検波器２３は、合成帯域器２２から入力されるすべての複素信号の振幅値を求め、合成帯域処理による高距離分解能相対距離計測結果として、表示器２４に出力する。表示器２４は、包絡線検波器２３からの入力信号を表示する。
以上のように、実施の形態１によれば、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合に、所定の条件を満たす複数のパルス列からなる送信信号を用いることにより、送信信号に対応した受信結果から相対速度計測用複素信号を算出して相対速度を容易に求めることが可能となる。 As described above, according to the first embodiment, when the relative speed between the pulse radar device and the target is not 0, by using the transmission signal composed of a plurality of pulse trains that satisfy the predetermined condition, It is possible to easily obtain the relative speed by calculating the complex signal for measuring the relative speed from the corresponding reception result.
さらに、相対速度を算出するために使用したものと同じ受信結果に対して、相対速度による補正を施し、相対速度の補正後の受信結果に基づいて合成帯域処理を行うことにより目標までの測距結果を求めることができる。これにより、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、相対速度の影響により測距結果を間違うことがなく、高分解能相対距離計測結果を得ることができる。 Further, the same reception result as that used to calculate the relative speed is corrected by relative speed, and synthetic band processing is performed based on the reception result after correcting the relative speed, thereby ranging to the target. The result can be determined. Thereby, even when the relative speed between the pulse radar device and the target is not 0, the distance measurement result is not mistaken due to the influence of the relative speed, and the high-resolution relative distance measurement result can be obtained.
さらに、隣同士の送信信号の周波数差を信号通過帯域幅以上に設定することにより、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉより遠い目標からの反射信号を除去することができる。これにより、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉより近いところにある検出すべき本来の目標の誤検出あるいは未検出を防ぐことができる。 Furthermore, by setting the frequency difference between adjacent transmission signals to be equal to or greater than the signal pass bandwidth, it is possible to remove a reflected signal from a target farther than the distance R pri corresponding to the pulse repetition period. As a result, it is possible to prevent false detection or non-detection of the original target to be detected that is closer than the distance R pri corresponding to the pulse repetition period.
さらに、相対速度の影響による相対距離計測結果の劣化を防止することができ、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒｐｒｉより遠い目標からの反射信号を除去することができることにより、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で、高精度に目標までの相対距離を検出することができるパルスレーダ装置を得ることが可能となる。 Furthermore, the deterioration of the relative distance measurement result due to the influence of the relative speed can be prevented, and the reflected signal from the target farther than the distance R pri corresponding to the pulse repetition period can be removed, so that the pulse radar device and the target Even if the relative speed between the two is not 0, the signal transmission time interval necessary to obtain one high-resolution distance measurement result is shortened within a range applicable to the distance to the target to be detected originally. It is possible to obtain a pulse radar device that can detect the relative distance to the target with high accuracy.
実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２におけるパルスレーダ装置の構成図である。図５における本実施の形態２のパルスレーダ装置は、図１における先の実施の形態１のパルスレーダ装置と比較すると、相対速度補正器２０と並び替え器２１との間に、相対速度再補正処理部３０がさらに設けられている点が異なっている。
FIG. 5 is a configuration diagram of the pulse radar apparatus according to
ここで、本実施の形態２で追加になった相対速度再補正処理部３０は、相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ３１、並び替え器３２、合成帯域器３３、ピーク検出器３４、相対速度補正誤差算出器３５、および相対速度再補正器３６で構成される。
Here, the relative speed
次に、本実施の形態２におけるパルスレーダ装置の動作について、先の実施の形態１と異なる構成である相対速度再補正処理部３０を中心に説明する。図５において、相対速度補正器２０までの動作は、先の実施の形態１の動作と同様である。
Next, the operation of the pulse radar device according to the second embodiment will be described focusing on the relative speed
相対速度再補正処理部３０において、相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ３１は、相対速度補正器２０から出力される相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号ＶｃＡ（ｎ）、ＶｃＢ（ｎ）を保存する。並び替え器３２、合成帯域器３３は、相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ３１より相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号ＶｃＡ（ｎ）、ＶｃＢ（ｎ）を取り出し、先の実施の形態１で説明した並び替え器２１、合成帯域器２２と同様の処理を行う。
In the relative speed
ピーク検出器３４は、合成帯域器３３の出力信号より、上式（１）で求まる合成帯域処理において、あいまいさなく測距可能な最大の計測距離Ｒｍａｘの半分の距離間隔だけ離れた２つのピークを求める。図６は、本発明の実施の形態２におけるピーク検出器で求める２つのピークを示した図である。ピーク検出器３４は、振幅の大きい方のピークの振幅Ｇ１、位相Φ１、振幅の小さい方のピークの振幅Ｇ２、位相Φ２をそれぞれ求め、相対速度補正誤差算出器３５に出力する。
相対速度補正誤差算出器３５は、ピーク検出器３４から入力された、２つのピークにおける振幅Ｇ１、Ｇ２を用いて、次式（１９）により、相対速度補正誤差Ｖｅｒｒを求める。
The relative speed
上式（１９）は、ｃｏｓ−１を用いているため、正負２つの値が求まる。次に、相対速度補正誤差算出器３５は、２つのピークにおける位相Φ、１Φ２を用いて、次式（２０）の演算を行い、位相差Φ１２を求める。
Since the above equation (19) uses cos −1 , two values, positive and negative, are obtained. Next, the relative velocity
そして、相対速度補正誤差算出器３５は、Φ１2が正の場合には、上式（１９）で求まった負の値を相対速度補正誤差Ｖｅｒｒとし、Φ１2が負の場合には、上式（１９）で求まった正の値を相対速度補正誤差Ｖｅｒｒとして、相対速度再補正器３６に出力する。
Then, the relative velocity
相対速度再補正器３６は、相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ３１より取り出した相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号ＶｃＡ（ｍ）、ＶｃＢ（ｍ）と、相対速度補正誤差算出器３５で算出された相対速度補正誤差Ｖｅｒｒに基づいて、次式（２１）（２２）により、相対速度の再補正を行った後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ’ｃＡ（ｍ）、Ｖ’ｃＢ（ｍ）を求め、並び替え器２１に出力する。
The
並び替え器２１以降の処理は、先の実施の形態１と同じである。
The processing after the
以上のように、実施の形態２によれば、相対速度再補正の処理結果を用いて、最終的な相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号を求めている。これにより、先の実施の形態１に比べ、さらに相対速度計測の精度を向上することができ、相対速度計測誤差の合成帯域処理結果への影響を低減することができる。 As described above, according to the second embodiment, the complex digital video signal after the final relative speed correction is obtained using the processing result of the relative speed re-correction. As a result, the accuracy of relative speed measurement can be further improved as compared with the first embodiment, and the influence of the relative speed measurement error on the combined band processing result can be reduced.
１ タイミング発生器、２ 周波数シンセサイザ、３ 周波数設定器、４ａ、４ｂ 分配器、５ 基準中間周波数信号生成器、６ａ、６ｂ 周波数変換器、７ パルス変調器、８ 電力増幅器、９ 送受切替器、１０ アンテナ、１１ 目標、１２ 中間周波数増幅器、１３ ９０度ハイブリッド器、１４ａ、１４ｂ 位相検波器、１５ａ、１５ｂ Ａ／Ｄ変換器、１６ ビデオ信号保存用メモリ、１７ 複素乗算器（複素乗算手段）、１８ 周波数スペクトル分析器（周波数スペクトル分析手段）、１９ 相対速度計測器（相対速度計測手段）、２０ 相対速度補正器（相対速度補正手段）、２１ 並び替え器（第１の並び替え手段）、２２ 合成帯域器（第１の合成帯域手段）、２３ 包絡線検波器、２４ 表示器、３０ 相対速度再補正処理部、３１ 相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ、３２ 並び替え器（第２の並び替え手段）、３３ 合成帯域器（第２の合成帯域手段）、３４ ピーク検出器、３５ 相対速度補正誤差算出器（相対速度補正誤差算出手段）、３６ 相対速度再補正器（相対速度再補正手段）。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
隣り合う送信パルスの周波数差を受信機の信号通過帯域幅以上として、パルス毎に異なる周波数で送信するように、前記送信パルス列を生成する送信パルス列生成手段を備え、
前記送信パルス列生成手段は、同じ時間間隔だけ離れた２つの送信パルスを１つのペアとみなし、各ペア内の周波数の小さい方の送信パルスを送信パルス群Ａを構成する送信パルスとし、各ペア内の周波数の大きい方の送信パルスを送信パルス群Ｂを構成する送信パルスとし、全ペア内の送信パルス間の周波数差が同じになるように、前記送信パルス列を生成し、
前記送信パルス群Ａの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ａ、および前記送信パルス群Ｂの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、符号を反転したＱ成分ビデオ信号を虚部とした複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを生成し、前記複素ディジタルビデオ信号Ａと前記複素共役ディジタルビデオ信号Ｂの乗算を行って相対速度計測用複素信号を生成する複素乗算手段と、
前記相対速度計測用複素信号の周波数スペクトルを求める周波数スペクトル分析手段と、
前記周波数スペクトルを用いて前記目標との相対速度を求める相対速度計測手段と
をさらに備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。 A pulse that transmits a transmission pulse train whose transmission frequency changes by a predetermined frequency interval in each pulse repetition period in a target direction, receives a reflection signal obtained in each pulse repetition period, and generates an I component video signal and a Q component video signal A radar device,
A transmission pulse train generation means for generating the transmission pulse train so that the frequency difference between adjacent transmission pulses is equal to or greater than the signal pass bandwidth of the receiver and is transmitted at a different frequency for each pulse ,
The transmission pulse train generating means regards two transmission pulses separated by the same time interval as one pair, and sets the transmission pulse having the smaller frequency in each pair as a transmission pulse constituting the transmission pulse group A. The transmission pulse having the larger frequency is set as a transmission pulse constituting the transmission pulse group B, and the transmission pulse train is generated so that the frequency difference between the transmission pulses in all pairs is the same,
Transmission of the complex digital video signal A having the same range bin number obtained from the reception signal with respect to the transmission signal of the transmission pulse group A as a real part and the Q component video signal as an imaginary part, and the transmission pulse group B A complex conjugate digital video signal B having a real part of an I component video signal having the same range bin number obtained from a received signal with respect to the signal and an imaginary part of a Q component video signal having an inverted sign, and generating the complex digital video signal A and Complex multiplication means for multiplying the complex conjugate digital video signal B to generate a complex signal for relative velocity measurement;
A frequency spectrum analyzing means for obtaining a frequency spectrum of the complex signal for relative velocity measurement;
A relative speed measuring means for obtaining a relative speed with respect to the target using the frequency spectrum;
A pulse radar device , further comprising:
前記複素乗算手段を、前記送信パルス群Ｂの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ｂ、および前記送信パルス群Ａの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、符号を反転したＱ成分ビデオ信号を虚部とした複素共役ディジタルビデオ信号Ａを生成し、前記複素ディジタルビデオ信号Ｂと前記複素共役ディジタルビデオ信号Ａの乗算を行って相対速度計測用複素信号を生成する複素乗算手段に置き換えたことを特徴とするパルスレーダ装置。 The pulse radar device according to claim 1 , wherein
A complex digital video signal B having a real part of an I component video signal of the same range bin number obtained from a reception signal for a transmission signal of the transmission pulse group B and a imaginary part of a Q component video signal; Generating a complex conjugate digital video signal A having a real part of an I component video signal of the same range bin number obtained from a received signal with respect to a transmission signal of a transmission pulse group A, and an imaginary part of a Q component video signal having an inverted sign, A pulse radar apparatus, characterized in that the complex digital video signal B and the complex conjugate digital video signal A are multiplied by complex multiplication means for generating a complex signal for measuring relative velocity.
前記相対速度計測用複素信号の生成に用いた前記送信パルス群Ａおよび送信パルス群Ｂに対する同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号に対して、前記相対速度計測手段で求めた前記相対速度による補正を行う相対速度補正手段と、
相対速度補正後の送信パルス群Ａおよび送信パルス群Ｂに対するＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号全てに対し、対応する送信周波数が昇順あるいは降順になるように並び替える第１の並び替え手段と、
前記第１の並び替え手段で並び替えられたＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を用いて帯域の合成を行い、所定の分解能で前記目標との相対距離を得る合成帯域手段と
をさらに備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to claim 1 or 2 ,
For the I component video signal and the Q component video signal having the same range bin number for the transmission pulse group A and the transmission pulse group B used for generating the complex signal for measuring the relative velocity, the relative velocity obtained by the relative velocity measuring means is used. Relative speed correction means for correcting by speed;
First rearranging means for rearranging all the I component video signals and Q component video signals for the transmission pulse group A and the transmission pulse group B after the relative speed correction so that the corresponding transmission frequencies are in ascending order or descending order;
A synthesis band unit that performs band synthesis using the I component video signal and the Q component video signal rearranged by the first rearrangement unit and obtains a relative distance from the target with a predetermined resolution; A pulse radar device characterized by that.
前記相対速度補正手段による相対速度補正後のＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号に基づいて求めた相対速度補正誤差を用いて、相対速度の再補正を行った後のＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を求め、前記第１の並び替え手段に出力する相対速度再補正処理部をさらに備え、
前記第１の並び替え手段は、前記相対速度再補正処理部による相対速度再補正後の送信パルス群Ａおよび送信パルス群Ｂに対するＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号全てに対し、対応する送信周波数が昇順あるいは降順になるように並び替える
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to claim 3 ,
I component video signal and Q component after re-correction of relative velocity using relative velocity correction error obtained based on I component video signal and Q component video signal after relative velocity correction by the relative velocity correcting means A relative speed re-correction processing unit that obtains a video signal and outputs the video signal to the first rearranging unit;
The first rearranging means corresponds to all the transmission frequency corresponding to the I component video signal and the Q component video signal for the transmission pulse group A and the transmission pulse group B after the relative velocity recorrection by the relative velocity recorrection processing unit. The pulse radar device is characterized by rearranging in order of ascending or descending order.
前記相対速度再補正処理部は、
前記相対速度補正手段による相対速度補正後の送信パルス群Ａおよび送信パルス群Ｂに対するＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号全てに対し、対応する送信周波数が昇順あるいは降順になるように並び替える第２の並び替え手段と、
前記第２の並び替え手段で並び替えられたＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を用いて帯域の合成を行い、所定の分解能で前記目標との相対距離を得る第２の合成帯域手段と、
前記第２の合成帯域手段の結果から、相対速度補正誤差を求める相対速度補正誤差算出手段と、
前記相対速度補正手段による相対速度補正後の前記送信パルス群Ａおよび前記送信パルス群Ｂに対するＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号全てに対し、前記相対速度補正誤差算出手段で求めた前記相対速度補正誤差を用いて、相対速度補正誤差を補正する相対速度再補正手段と
を含むことを特徴とするパルスレーダ装置。 The pulse radar device according to claim 4 , wherein
The relative speed re-correction processing unit
The second rearrangement is performed so that the corresponding transmission frequencies are in ascending order or descending order for all the I component video signals and Q component video signals for the transmission pulse group A and transmission pulse group B after the relative speed correction by the relative speed correction means. Reordering means,
Second combining band means for performing band combining using the I component video signal and Q component video signal rearranged by the second rearranging means and obtaining a relative distance from the target with a predetermined resolution;
A relative speed correction error calculating means for obtaining a relative speed correction error from the result of the second synthesis band means;
The relative speed correction obtained by the relative speed correction error calculating means for all the I component video signals and Q component video signals for the transmission pulse group A and the transmission pulse group B after the relative speed correction by the relative speed correction means. And a relative speed re-correction means for correcting a relative speed correction error using the error.
前記相対速度補正誤差算出手段は、前記送信パルスの周波数差から求まる距離情報と前記第２の合成帯域手段の測距結果の２つのピーク値の振幅と位相を用いて前記相対速度補正誤差を求めることを特徴とするパルスレーダ装置。 The pulse radar device according to claim 5 , wherein
The relative speed correction error calculating means obtains the relative speed correction error using distance information obtained from a frequency difference of the transmission pulse and amplitudes and phases of two peak values of a distance measurement result of the second synthetic band means. A pulse radar device characterized by that.
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