RU2497146C2 - Pulsed doppler monopulse radar - Google Patents

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: invention enables to simulate two identical targets independent of the direction and combination of signs of linear frequency variation rate, wherein the first target, which is the primary target, can be simulated in a range shorter than the range of the radar system carrier, and the second target will be treated according to range and with appropriate selection of parameters, will not hinder correct monitoring of the primary target.

EFFECT: simulating a target with a range greater than or shorter than the range of the carrier with both analogue and digital processing of the signal without deterioration of quality of the simulated images of the targets.

3 cl, 3 dwg

Description

Предлагаемое изобретение относится к радиолокации, в частности к импульсно-доплеровским моноимпульсным РЛСThe present invention relates to radar, in particular to a pulse-Doppler monopulse radar

Тенденцией развития современных РЛС является широкое применение сложных сигналов, параметры которых перестраиваются в широком диапазоне, в сочетании с когерентным режимом работы совместно позволяющие как снизить импульсную мощность передатчика, так и повысить помехозащищенность, улучшить селекцию сигнала цели на фоне пассивных помех.The development trend of modern radars is the widespread use of complex signals, the parameters of which are tunable in a wide range, in combination with a coherent mode of operation, together allowing both to reduce the pulse power of the transmitter, and to increase noise immunity, improve the selection of the target signal against the background of passive interference.

Примером такой моноимпульсной РЛС с активной фазированной антенной решеткой (АФАР) является [1], в которой приемопередающие модули (ППМ) соединены с соответствующими излучающими элементами антенной решетки. В каждом ППМ сигнал на несущей частоте формируется в квадратурном модуляторе (квадратурном балансном смесителе) за счет смешивания квадратурного модулированного по фазе и частоте сигнала на первой промежуточной частоте с опорным стабильным гетеродинным сигналом. Данный сигнал импульсно модулируется по длительности, усиливается по мощности и излучается соответствующим элементом АФАР. Особенностью формирования квадратурного модулированного по фазе и частоте сигнала на первой промежуточной частоте является то, что он формируется методом прямого цифрового синтеза (ПЦС), где жестко цифровым способом устанавливается и частота, и начальная фаза генерируемого сигнала, начало генерации и фаза ПЦС сигнала синхронизируется каждым сигналом периода повторения. При приеме принятый ППМ сигнал через последовательно включенные циркулятор и малошумящий усилитель поступает на квадратурный балансный смеситель, где смешивается с гетеродинным, переносится на первую промежуточную частоту, далее с помощью второго балансного смесителя принятый сигнал в квадратуре переносится на вторую промежуточную частоту, оцифровывается, поступает на единый процессор, где производится пространственно-временная согласованная обработка выходных сигналов всех ППМ, доплеровская фильтрация, обнаружение, селекция цели и измерение ее координат. Особенностью формирования квадратурного опорного сигнала, приходящего на второй балансный смеситель, является, то что он формируется тем же генератором ПЦС, что и при формировании зондирующего сигнала, при этом по окончании зондирующего сигнала снимается модуляция фазы и понижается частота на величину, равную удвоенной ширине спектра зондирующего сигнала. Частота выборки аналогового сигнала на выходе второго балансного смесителя в четыре раза более второй промежуточной частоты.An example of such a monopulse radar with an active phased antenna array (AFAR) is [1], in which transceiver modules (MRP) are connected to the corresponding radiating elements of the antenna array. In each MRP, a signal at a carrier frequency is generated in a quadrature modulator (quadrature balanced mixer) by mixing a quadrature signal that is phase and frequency modulated at the first intermediate frequency with a reference stable local oscillator signal. This signal is pulse-modulated in duration, amplified in power and emitted by the corresponding AFAR element. A feature of the formation of a quadrature phase and frequency modulated signal at the first intermediate frequency is that it is generated by direct digital synthesis (DSP), where both the frequency and the initial phase of the generated signal, the beginning of generation and the phase of the DSP signal are synchronized with each signal repetition period. When receiving, the received PPM signal through a series-connected circulator and a low-noise amplifier is fed to a quadrature balanced mixer, where it is mixed with a local oscillator, transferred to the first intermediate frequency, then using the second balanced mixer, the received signal is quadrature transferred to the second intermediate frequency, digitized, fed to a single a processor where spatiotemporal coordinated processing of the output signals of all PPMs is performed, Doppler filtering, detection, selection of targets and measuring its coordinates. A feature of the formation of the quadrature reference signal arriving at the second balanced mixer is that it is generated by the same PCB generator as during the formation of the probing signal, and at the end of the probing signal, phase modulation is removed and the frequency decreases by an amount equal to twice the width of the probe spectrum signal. The sampling frequency of the analog signal at the output of the second balanced mixer is four times the second intermediate frequency.

Достоинством схемы является возможность формирования с помощью генератора ПЦС сложных сигналов с перестраиваемыми параметрами, обеспечивающими когерентный прием отраженного сигнала.The advantage of the circuit is the possibility of generating complex signals with tunable parameters using a PCB generator, which provide coherent reception of the reflected signal.

Недостатком схемы является то, что перестройка несущей частоты может быть выполнена в относительно узком частотном диапазоне, определяемом возможностью перестройки частоты генератора ПЦС, что снижает эффективность борьбы РЛС с прицельными шумовыми помехами.The disadvantage of this scheme is that the tuning of the carrier frequency can be performed in a relatively narrow frequency range, which is determined by the possibility of tuning the frequency of the generator of the PCB, which reduces the effectiveness of the radar’s fight with impact noise.

В другой известной моноимпульсной РЛС [2], принятой в качестве прототипа, зондирующий сигнал формируется в следующей последовательности: путем ПЦС на относительно низкой частоте получают модулированный по фазе (частоте) непрерывный сигнал, который переносится на более высокую промежуточную частоту с помощью квадратурного модулятора, частота которого путем умножения частоты в целое число раз поднимается на частоту гетеродина, сигнал гетеродина используется приемником при приеме отраженного сигнала и передатчиком для получения сигнала на несущей частоте путем умножения частоты гетеродина в целое число раз до несущей. Далее в передатчике непрерывный сигнал на несущей частоте подвергается импульсной модуляции, усиливается по мощности и излучается антенной в заданном направлении. Отраженный сигнал принимается моноимпульсной антенной, проходит суммарно-разностный преобразователь с получением суммарного и разностного сигналов, поступающих в суммарный и разностные каналы приема, в каждом канале приема сигнал через последовательно соединенные малошумящий усилитель и преселектор поступает на квадратурный смеситель, на выходе которого получают квадратурный сигнал на нулевой частоте как результат биений отраженного сигнала с гармониками гетеродинного сигнала, далее квадратурные сигналы селектируются по частоте фильтрами низкой частоты, усиливаются и оцифровываются. Обработка оцифрованных сигналов (сжатие, доплеровская фильтрация, обнаружение, селекция цели и сопровождение с оценкой координат цели) производится процессором.In another known monopulse radar [2], adopted as a prototype, a probing signal is generated in the following sequence: a continuous phase-modulated signal is received by means of a PCB at a relatively low frequency, which is transferred to a higher intermediate frequency using a quadrature modulator, frequency which by multiplying the frequency by an integer number of times rises by the local oscillator frequency, the local oscillator signal is used by the receiver when receiving the reflected signal and the transmitter to receive the signal at the carrier frequency by multiplying the local oscillator frequency an integer number of times to the carrier. Further, in the transmitter, a continuous signal at the carrier frequency is subjected to pulse modulation, amplified by power and radiated by the antenna in a given direction. The reflected signal is received by a monopulse antenna, a sum-difference converter is passed to obtain the sum and difference signals supplied to the sum and difference reception channels, in each reception channel, the signal through a series-connected low-noise amplifier and preselector is fed to a quadrature mixer, the output of which is a quadrature signal zero frequency as a result of beats of the reflected signal with harmonics of the heterodyne signal, then the quadrature signals are selected in frequency low-pass filters, amplified and digitized. Processing of digitized signals (compression, Doppler filtering, detection, target selection and tracking with the estimation of target coordinates) is performed by the processor.

Достоинством схемы является возможность формирования с помощью генератора ПЦС сложных сигналов с перестраиваемыми параметрами, обеспечивающими когерентный прием.The advantage of the circuit is the possibility of generating complex signals with tunable parameters using a PCB generator that can be tuned to provide coherent reception.

Недостатком схемы является то, что перестройка несущей частоты может быть выполнена в относительно узком частотном диапазоне, определяемом диапазоном перестройки частоты генератора прямого цифрового синтеза, умноженным на коэффициент умножения частоты квадратурного модулятора до несущей, что при малых коэффициентах умножения может оказаться не достаточным для борьбы РЛС с прицельными шумовыми помехами.The disadvantage of the scheme is that the tuning of the carrier frequency can be performed in a relatively narrow frequency range, determined by the tuning range of the frequency of the direct digital synthesis generator, multiplied by the frequency multiplier of the frequency of the quadrature modulator to the carrier, which at low multiplication coefficients may not be sufficient to combat radar with sighting noise interference.

Целью предполагаемого изобретения является повышение эффективности борьбы с прицельными шумовыми помехами за счет расширения диапазона перестройки несущей частотыThe aim of the proposed invention is to increase the effectiveness of the fight against impact noise interference by expanding the range of tuning of the carrier frequency

Поставленная цель реализуется тем, что как сигнал несущей частоты, так и гетеродинный сигнал формируются аналогичными схемами из периодического фазомодулированного управляемого сигнала, синхронизированного частотой повторения, формируемого генератором ПЦС, путем сдвига его на две перестраиваемые частоты, разность между которыми постоянна при всех значениях несущей частоты, умножением полученных сигналов по частоте в одинаковое число раз формируют непрерывные сигналы несущей и гетеродинной частоты соответственно. Импульсный зондирующий сигнал получают вырезкой части непрерывного сигнала несущей частоты на интервале длительности импульса модуляции, следующего с частотой периода повторения, полученный сигнал усиливают по мощности и излучают. При приеме отраженного сигнала моноимпульсной антенной системой формируют суммарные и разностные сигналы, которые после усиления и преобразования на видео частоту и оцифровки обрабатываются процессором. Совместной перестройкой первой и второй частот, синхронизирующих схемы первого и второго частотного сдвига, и частоты, формируемой генератором ЦПС, обеспечивается более широкий диапазон перестройки несущей частоты.The goal is realized in that both the carrier frequency signal and the local oscillator signal are formed by similar schemes from a periodic phase-modulated controlled signal synchronized by the repetition rate generated by the PCB generator by shifting it by two tunable frequencies, the difference between which is constant at all values of the carrier frequency, by multiplying the received signals in frequency by the same number of times, continuous signals of the carrier and heterodyne frequencies are formed, respectively. A pulsed probe signal is obtained by cutting out a portion of a continuous carrier frequency signal in the interval of the modulation pulse duration following with the frequency of the repetition period, the received signal is amplified in power and emitted. When a reflected signal is received by a monopulse antenna system, total and difference signals are generated, which, after amplification and conversion to video, the frequency and digitization are processed by the processor. The joint tuning of the first and second frequencies, synchronizing the schemes of the first and second frequency shift, and the frequency generated by the DSP generator, provides a wider range of tuning of the carrier frequency.

Для достижения поставленной цели в моноимпульсной РЛС [2], содержащей кварцевый генератор, соединенный через петлю цифровой фазовой автоподстройки частоты (ЦФАПЧ) с генератором, управляемым напряжением (ГУН), выход которого соединен с вторым входом ЦФАПЧ, последовательно соединенные синхронизатор, генератор прямого цифрового синтеза (ГПЦС), первый и второй выходы которого соединены с первым и вторым входами квадратурного векторного модулятора, первый делитель мощности, первый полосовой фильтр, последовательно соединенные первый умножитель частоты и второй полосовой фильтр, последовательно соединенные импульсный модулятор, усилитель мощности, антенный переключатель, суммарно-разностный преобразователь, антенная система, второй, третий и четвертый входы-выходы которой соединены с одноименными входами-выходами суммарно-разностного преобразователя, последовательно соединенные второй умножитель частоты и четвертый полосовой фильтр, первый и второй приемные каналы, второй и первый выходы которых соединены с пятым и шестым, третьим и четвертым входами процессора соответственно, каждый приемный канал содержит преселектор, малошумящий усилитель высокой частоты (МШУ), квадратурный балансный смеситель, видеоусилитель, второй выход синхронизатора соединен с вторым входом импульсного модулятора, процессор выполняет в каждый период повторения спектральный анализ суммарного и разностного сигналов с выходов первого и второго приемных каналов, отличающуюся тем, что введены синтезатор сетки частот, первая и вторая схема сдвига частоты сигнала, третий полосовой фильтр, вентиль, второй делитель мощности, коммутатор, в первый и второй приемные каналы введены блок подавления зеркального канала, последовательно соединенные двойной балансный смеситель и усилитель промежуточной частоты (УПЧ), при этом выход ГУН соединен с первым входом синтезатора сетки частот, первый выход которого соединен с первым входом синхронизатора, пятый выход синтезатора сетки частот соединен с третьим входом квадратурного модулятора, выход которого через вентиль соединен с входом первого делителя мощности, первый выход которого через последовательно соединенные первый полосовой фильтр, первую схему сдвига частоты соединен с входом первого умножителя частоты, второй выход первого делителя мощности через последовательно соединенные третий полосовой фильтр и вторую схему сдвига частоты соединен с входом второго умножителя частоты, третий и четвертый выход синтезатора сетки частот соединены с вторыми входами второй и первой схемы сдвига частоты соответственно, шестой выход синтезатора сетки частот соединен с первым входом генератора прямого цифрового синтеза, второй выход синтезатора сетки частот соединен через первые входы первого и второго приемных каналов с вторыми входами соответствующих квадратурных балансных смесителей, выход второго полосового фильтра соединен с первым входом импульсного модулятора, второй вход которого соединен с вторым входом усилителя мощности, выход четвертого полосового фильтра через второй делитель мощности, соединен с вторым входом двойного балансного смесителя первого приемного канала, второй выход второго делителя мощности соединен с вторым входом двойного балансного смесителя второго приемного канала, в первом и втором приемных каналах, выход преселектора через МШУ соединен с первым входом двойного балансного смесителя, второй вход-выход приемного канала соединен с третьим входом-выходом блока подавления зеркального канала и вторым входом-выходом УПЧ, выход которого соединен с первым входом квадратурного балансного смесителя, первый и второй выходы квадратурного балансного смесителя соединены с одноименными входами блока подавления зеркального канала, первый и второй дифференциальный выходы блока подавления зеркального канала соединены с одноименными входами видео усилителя, дифференциальные выходы которого являются первым и вторым выходами приемного канала, третий выход антенного переключателя через третий вход первого приемного канала соединен с входом преселектора первого приемного канала, первый и второй выход суммарно-разностного преобразователя соединены с первым и третьим входами коммутатора соответственно, выход коммутатора соединен с входом преселектора второго приемного канала, второй вход-выход процессора соединен с вторыми входами-выходами синхронизатора, синтезатора сетки частот, ГПЦС, коммутатора, первого и второго приемных каналов и пятым входом-выходом антенной системы, первый вход-выход процессора является интерфейсным входом-выходом РЛС.To achieve this goal in a monopulse radar [2], containing a crystal oscillator connected through a digital phase-locked loop (DFC) to a voltage-controlled oscillator (VCO), the output of which is connected to the second input of the DFCA, a synchronizer is connected in series, and a direct digital synthesis generator (ГПЦС), the first and second outputs of which are connected to the first and second inputs of the quadrature vector modulator, the first power divider, the first band-pass filter, the first multiply connected in series frequency span and a second bandpass filter, serially connected pulse modulator, power amplifier, antenna switch, sum-difference converter, antenna system, the second, third and fourth inputs-outputs of which are connected to the same inputs-outputs of the sum-difference converter, the second multiplier connected in series frequencies and a fourth bandpass filter, the first and second receiving channels, the second and first outputs of which are connected to the fifth and sixth, third and fourth inputs of the processor, respectively Actually, each receiving channel contains a preselector, a low-noise high-frequency amplifier (LNA), a quadrature balanced mixer, a video amplifier, the second output of the synchronizer is connected to the second input of the pulse modulator, the processor performs spectral analysis of the sum and difference signals from the outputs of the first and second receiving channels, characterized in that a frequency grid synthesizer, a first and second signal frequency shift circuit, a third bandpass filter, a gate, a second power divider, comm a tator, a mirror channel suppression unit, a double balanced mixer and an intermediate frequency amplifier (IFA) are connected in series to the first and second receiving channels, while the VCO output is connected to the first input of the frequency synthesizer, the first output of which is connected to the first input of the synchronizer, the fifth output the frequency synthesizer is connected to the third input of the quadrature modulator, the output of which through the valve is connected to the input of the first power divider, the first output of which through series-connected first th bandpass filter, the first frequency shift circuit is connected to the input of the first frequency multiplier, the second output of the first power divider through series-connected third bandpass filter and the second frequency shift circuit is connected to the input of the second frequency multiplier, the third and fourth output of the frequency synthesizer are connected to the second inputs of the second and the first frequency shift circuit, respectively, the sixth output of the frequency synthesizer is connected to the first input of the direct digital synthesis generator, the second output of the frequency synthesizer connected through the first inputs of the first and second receiving channels with the second inputs of the corresponding quadrature balanced mixers, the output of the second bandpass filter is connected to the first input of the pulse modulator, the second input of which is connected to the second input of the power amplifier, the output of the fourth bandpass filter through the second power divider is connected to the second the input of the double balanced mixer of the first receiving channel, the second output of the second power divider is connected to the second input of the double balanced mixer of the second reception channel in the first and second receiving channels, the preselector output through the LNA is connected to the first input of the double balanced mixer, the second input-output of the receiving channel is connected to the third input-output of the mirror channel suppression unit and the second input-output of the amplifier, the output of which is connected to the first the input of the quadrature balanced mixer, the first and second outputs of the quadrature balanced mixer are connected to the same inputs of the block suppression mirror channel, the first and second differential outputs of the block suppression mirror of the first channel are connected to the same inputs of the video amplifier, the differential outputs of which are the first and second outputs of the receiving channel, the third output of the antenna switch through the third input of the first receiving channel is connected to the input of the selector of the first receiving channel, the first and second output of the sum-difference converter are connected to the first and the third inputs of the switch, respectively, the output of the switch is connected to the input of the preselector of the second receiving channel, the second input-output of the processor is connected to the second inputs and the outputs of the synchronizer, frequency grid synthesizer, GPCC, switch, the first and second receiving channels and the fifth input-output of the antenna system, the first input-output of the processor is the radar interface input-output.

Сущность изобретения поясняется дальнейшим описанием со ссылками на следующие чертежи.The invention is illustrated by further description with reference to the following drawings.

На Фиг.1 представлена структурная схема РЛС.Figure 1 presents the structural diagram of the radar.

На Фиг.2 представлен блок подавления зеркального канала 29, позволяющий управляемо подавить на видео частоте сигналы с отрицательным или положительным доплеровским сдвигом.Figure 2 presents the block suppression of the mirror channel 29, which allows you to manageably suppress the video frequency signals with a negative or positive Doppler shift.

На Фиг.3 представлены эпюры, поясняющие временную связь сигналов, формируемых в РЛС.Figure 3 presents diagrams explaining the temporal relationship of signals generated in the radar.

На фиг.1 приняты следующие обозначения:In figure 1, the following notation:

1 - Кварцевый генератор (КВ);1 - Crystal oscillator (HF);

2 - Генератор, управляемый напряжением (ГУН);2 - voltage-controlled generator (VCO);

3 - Цифровая фазовая автоподстройка частоты (ЦФАПЧ);3 - Digital phase-locked loop (TsFAPCH);

4 - Синтезатор сетки частот (СЧ);4 - Frequency mesh synthesizer (MF);

5 - Генератор прямого цифрового синтеза (ГПЦС);5 - Direct Digital Synthesis Generator (GPCS);

6 - Квадратурный модулятор (КВМ);6 - Quadrature modulator (KVM);

7 - Вентиль (В);7 - Valve (B);

8 - Первый делитель мощности (ДМ 1);8 - The first power divider (DM 1);

9 - Синхронизатор (СНХ);9 - Synchronizer (CHX);

10 - Первый полосовой фильтр (ПФ 1);10 - The first band-pass filter (PF 1);

11 - Первая схема сдвига частоты (СДЧ 1);11 - The first frequency shift circuit (MFD 1);

12 - Первый умножитель частоты (УмЧ 1);12 - The first frequency multiplier (UMCh 1);

13 - Второй полосовой фильтр (ПФ 2);13 - The second band-pass filter (PF 2);

14 - Импульсный модулятор (ИМ);14 - Pulse modulator (IM);

15 - Усилитель мощности (УМ);15 - Power Amplifier (PA);

16 - Антенная система (АС);16 - Antenna system (AC);

17 - Третий полосовой фильтр (ПФ 3);17 - The third band-pass filter (PF 3);

18 - Вторая схема сдвига частоты (СДЧ 2);18 - The second frequency shift circuit (MFR 2);

19 - Второй умножитель частоты (УмЧ 2);19 - The second frequency multiplier (UMCH 2);

20 - Четвертый полосовой фильтр (ПФ 4);20 - Fourth band-pass filter (PF 4);

21 - Второй делитель мощности (ДМ 2);21 - The second power divider (DM 2);

22 - Антенный переключатель (АП);22 - Antenna switch (AP);

23 - Процессор (ПРЦ);23 - Processor (PRC);

24 - Первый приемный канал (ПРМ 1);24 - The first receiving channel (PFP 1);

25 - Второй приемный канал (ПРМ 2);25 - The second receiving channel (PFP 2);

26 - Коммутатор (КОМ);26 - Switch (COM);

27 - Суммарно-разностный преобразователь (СРП);27 - Sum-difference Converter (PSA);

28 - Видео усилитель (ВУ);28 - Video amplifier (WU);

29 - Блок подавления зеркального канала (БПЗК);29 - Block suppression mirror channel (BPZK);

30 - Квадратурный балансный смеситель (КБС);30 - Quadrature balanced mixer (KBS);

31 - Усилитель промежуточной частоты (УПЧ);31 - Amplifier of intermediate frequency (UPCH);

32 - Двойной балансный смеситель (ДБС);32 - Double balanced mixer (DBS);

33 - Малошумящий усилитель высокой частоты (МШУ);33 - Low noise high frequency amplifier (LNA);

34 - Преселектор (ПС).34 - Preselector (PS).

На фиг.1 кварцевый генератор 1 через последовательно включенные петлю цифровой фазовой автоподстройкой частоты 3, ГУН 2, синтезатор сетки частот 4 соединен с первым входом ГЦПС 5, первый и второй выходы которого соединены с одноименными входами квадратурного модулятора 6, выход ГУН 2 соединен с вторым входом петли цифровой фазовой автоподстройкой частоты 3, выход квадратурного модулятора 6 через последовательно соединенные вентиль 7, первый делитель мощности 8, первый полосовой фильтр, первую схему сдвига частоты 11, первый умножитель частоты 12, второй полосовой фильтр 18, импульсный модулятор 14, усилитель мощности 15, антенный переключатель 22 соединен с пятым входом-выходом суммарно-разностного преобразователя 27, второй выход первого делителя мощности 8 через последовательно соединенные третий полосовой фильтр 17, вторую схему сдвига частоты 18, второй умножитель частоты 19, четвертый полосовой фильтр 20 соединен с входом второго делителя мощности 21, третий выход антенного переключателя 22 соединен с третьим входом первого приемного канала 24, первый и второй выходы которого соединены с шестым и пятым входами процессора 23 соответственно, первый выход суммарно-разностного преобразователя 27 через коммутатор 26 соединен с третьим входом второго приемного канала 25, первый и второй выходы которого соединены с четвертым и третьим входами процессора 23 соответственно, первый и второй выход второго делителя мощности 21 соединены с четвертыми входами первого 24 и второго 25 приемных каналов соответственно, третий вход первого 24 и второго 25 приемных каналов через последовательно соединенные преселектор 34, МШУ 33, двойной балансный смеситель 32 и УПЧ 31 соединен с первым входом квадратурного балансного смесителя 30, первый и второй выходы которого соединены с одноименными входами блока подавления зеркального канала 29, первый и второй дифференциальные выходы блока подавления зеркального канала 29 соединены с одноименными входами видео усилителя 28, первый и второй дифференциальный выходы видео усилителя 28 соединены с первым и вторым дифференциальными выходами соответствующих приемных каналов 24 и 25, второй выход синтезатора частот 4 соединен с первыми входами первого 24 и второго 25 приемных каналов, первый вход первого 24 и второго 25 приемных каналов соединен с вторым входом квадратурного балансного смесителя 30 соответствующего канала, второй вход-выход первого 24 и второго 25 приемных каналов соединен с третьим входом-выходом блока подавления зеркального канала 29 и вторым входом-выходом УПЧ 31 соответствующего канала, первый выход синтезатора сетки частот 4 соединен с первым входом синхронизатора 9, первый выход которого соединен с третьим входом ГПЦС 5, второй выход синхронизатора 9 соединен с вторыми входами импульсного модулятора 14 и усилителя мощности 15, четвертый и третий выходы синтезатора сетки частот 4 соединены с вторыми входами первой 11 и второй 18 схемы сдвига частоты соответственно, пятый выход синтезатора сетки частот 4 соединен с третьим входом квадратурного модулятора 6, второй вход-выход процессора 23 соединен с вторыми входами-выходами ГПЦС 5, синтезатора сетки частот 4, синхронизатора 9, первого 24 и второго 25 приемных каналов, коммутатора 26 и пятым входом-выходом антенной системы 16, первый, второй, третий и четвертый вход-выходы которой соединены с одноименными входами-выходами суммарно-разностного преобразователя, третий вход коммутатора 26 соединен с вторым выходом суммарно-разностного преобразователя 27, первый, второй, третий и четвертый входы-выходы суммарно-разностного преобразователя 27 соединены с одноименными входами-выходами антенной системы 16, первый вход-выход процессора 23 является интерфейсным входом-выходом РЛС.In Fig. 1, a crystal oscillator 1 through a series-connected loop of digital phase-locked loop 3, VCO 2, a frequency synthesizer 4 is connected to the first input of the GPCS 5, the first and second outputs of which are connected to the inputs of the quadrature modulator 6 of the same name, the output of the VCO 2 is connected to the second loop input digital phase-locked loop 3, the output of the quadrature modulator 6 through a series-connected valve 7, the first power divider 8, the first bandpass filter, the first frequency shift circuit 11, the first frequency multiplier 1 2, the second bandpass filter 18, the pulse modulator 14, the power amplifier 15, the antenna switch 22 is connected to the fifth input-output of the sum-difference converter 27, the second output of the first power divider 8 through a series-connected third band-pass filter 17, the second frequency shift circuit 18, the second frequency multiplier 19, the fourth bandpass filter 20 is connected to the input of the second power divider 21, the third output of the antenna switch 22 is connected to the third input of the first receiving channel 24, the first and second outputs of which are connected with the sixth and fifth inputs of the processor 23, respectively, the first output of the sum-differential converter 27 through the switch 26 is connected to the third input of the second receiving channel 25, the first and second outputs of which are connected to the fourth and third inputs of the processor 23, respectively, the first and second output of the second divider power 21 are connected to the fourth inputs of the first 24 and second 25 receiving channels, respectively, the third input of the first 24 and second 25 receiving channels through series-connected preselector 34, LNA 33, double balanced the th mixer 32 and UPCH 31 is connected to the first input of the quadrature balanced mixer 30, the first and second outputs of which are connected to the same inputs of the block suppression mirror channel 29, the first and second differential outputs of the block suppression mirror channel 29 are connected to the same inputs of the video amplifier 28, the first and the second differential outputs of the video amplifier 28 are connected to the first and second differential outputs of the respective receiving channels 24 and 25, the second output of the frequency synthesizer 4 is connected to the first inputs of the first 24 and the second 25 receiving channels, the first input of the first 24 and second 25 receiving channels is connected to the second input of the quadrature balanced mixer 30 of the corresponding channel, the second input-output of the first 24 and second 25 receiving channels is connected to the third input-output of the suppression unit of the mirror channel 29 and the second input-output of the amplifier 31 of the corresponding channel, the first output of the frequency synthesizer 4 is connected to the first input of the synchronizer 9, the first output of which is connected to the third input of the GPCS 5, the second output of the synchronizer 9 is connected to the second input by the odes of the pulse modulator 14 and the power amplifier 15, the fourth and third outputs of the frequency grid synthesizer 4 are connected to the second inputs of the first 11 and second 18 frequency shift circuits, respectively, the fifth output of the frequency grid synthesizer 4 is connected to the third input of the quadrature modulator 6, the second processor input-output 23 is connected to the second inputs-outputs of the GPCS 5, the frequency synthesizer 4, the synchronizer 9, the first 24 and the second 25 receiving channels, the switch 26 and the fifth input-output of the antenna system 16, the first, second, third and fourth input-output which are connected to the inputs-outputs of the sum-difference converter, the third input of the switch 26 is connected to the second output of the sum-difference converter 27, the first, second, third and fourth inputs-outputs of the sum-difference converter 27 are connected to the same inputs-outputs of the antenna system 16, the first input / output of the processor 23 is a radar interface input / output.

На фиг.2 приняты следующие обозначения:In figure 2, the following notation:

35 - Первая фазосдвигающая цепь (ФСЦ 1);35 - The first phase-shifting circuit (FSC 1);

36 - Вторая фазосдвигающая цепь (ФСЦ 2);36 - The second phase-shifting circuit (FSC 2);

37 - Сумматор (СУМ).37 - Adder (SUM).

На фиг.2 первый вход блока подавления зеркального канала 29 через последовательно соединенные первую фазосдвигающую цепь 35 и сумматор 37 соединен с первым дифференциальным выходом блока подавления зеркального канала 29, второй вход блока подавления зеркального канала 29 через вторую фазосдвигающую цепь 36 соединен с вторым входом сумматора 37, второй выход которого является вторым дифференциальным выходом блока подавления зеркального канала 29.In Fig.2, the first input of the block suppressing the mirror channel 29 through a series-connected first phase-shifting circuit 35 and the adder 37 is connected to the first differential output of the block suppressing the mirror channel 29, the second input of the block suppressing the mirror channel 29 through the second phase-shifting circuit 36 is connected to the second input of the adder 37 , the second output of which is the second differential output of the block suppression mirror channel 29.

На фиг.3 приняты следующие обозначения:In figure 3, the following notation:

f_СДЧ1 - частота сигнала на выходе первой схемы сдвига частоты,f _MF1 - the frequency of the signal at the output of the first frequency shift circuit,

f_СДЧ2 - частота сигнала на выходе второй схемы сдвига частоты,f _MF2 - the signal frequency at the output of the second frequency shift circuit,

Т_и - период повторения зондирующих импульсов,T _and - the repetition period of the probe pulses,

t_и - длительность зондирующего импульса,t _and - the duration of the probe pulse,

t_R - задержка отраженного сигнала,t _R is the delay of the reflected signal,

f_u - частота зондирующего сигнала,f _u is the frequency of the probing signal,

f_гет - частота гетеродина,f _get - the frequency of the local oscillator,

f_отр - частота отраженного сигнала,f _neg - the frequency of the reflected signal,

f_пр - промежуточная частота.f _CR - intermediate frequency.

В качестве синтезатора сетки частот 4 может быть использован набор цифровых делителей частоты и синтезаторов частоты с цифровой фазовой автоподстройкой частоты [3, с.33, рис 1.15].As a synthesizer of frequency grid 4, a set of digital frequency dividers and frequency synthesizers with digital phase-locked loop can be used [3, p. 33, Fig. 1.15].

В качестве ГПЦС 5 может быть использована микросхема AD9854 фирмы Analog Devices.As GPPC 5 can be used chip AD9854 company Analog Devices.

В качестве квадратурного модулятора 6 может быть использована микросхема НМС495 фирмы Hittite Microwave Corp.As a quadrature modulator 6 can be used chip NMS495 company Hittite Microwave Corp.

В качестве синхронизатора 9 может быть использована микросхема ЕР3С55 фирмы фирмы Altera.As a synchronizer 9, an EP3C55 chip from Altera can be used.

В качестве схем сдвига частоты 11 и 18 может быть применена микросхема HMC495LP3 фирмы Hittite Microwave Corp, построенная по принципу работы петли аналоговой фазовой автоподстройкой частоты в качестве смесителя [3, с.190, рис 4.10].As the frequency shift schemes 11 and 18, the HMC495LP3 microcircuit from Hittite Microwave Corp, built on the principle of working the loop with an analog phase-locked loop as a mixer, can be used [3, p.190, Fig. 4.10].

В качестве квадратурных балансных смесителей 31 может быть использована микросхема LT5516 фирмы Linean Technology.As quadrature balanced mixers 31 can be used chip LT5516 company Linean Technology.

В качестве процессора 23, выполняющего функции интерфейса, управляющего работой устройства и извлекающего из принятого отраженного сигнала навигационную информацию, может быть использована бортовая вычислительная машина ВБ-480-01.As the processor 23, which performs the functions of an interface that controls the operation of the device and extracts navigation information from the received reflected signal, an on-board computer VB-480-01 can be used.

Остальные элементы устройства широко используются в радиолокации и не требуют пояснений по реализации.The remaining elements of the device are widely used in radar and do not require explanation for implementation.

Координацию работы устройств РЛС выполняет процессор 23, передавая или принимая информацию через двунаправленную шину, соединяющую второй вход-выход процессора 23 с исполнительными устройствами. Первая часть разрядов двунаправленной шины использована для передачи адреса исполнительного устройства, вторая использована для двусторонней передачи информации, третья для управления приемом или передачей информации между процессором и исполнительными устройствамиThe coordination of the radar devices is performed by the processor 23, transmitting or receiving information through a bi-directional bus connecting the second input-output of the processor 23 with actuators. The first part of the bi-directional bus bits is used to transmit the address of the actuator, the second is used for two-way transmission of information, the third is to control the reception or transmission of information between the processor and actuators

Работа предлагаемой РЛС производится в следующей последовательности. Частота кварцевого генератора 1 с помощью ГУН 2, охваченного петлей цифровой фазовой автоподстройкой частоты 3, умножается в целое число раз и поступает на первый вход синтезатора сетки частот 4, с выходов которого снимается шесть частот: первая частота f₁ снимается с первого выхода, поступает на первый вход синхронизатора 9 и используется для синхронизации формируемых им сигналов, вторая частота f₂ снимается со второго выхода, поступает на вторые входы квадратурных балансных смесителей 31 приемных каналов 24 и 25 и является опорным сигналом промежуточной частоты f_пр, третья частота 13 снимается с третьего выхода, поступает на второй вход второй схемы сдвига частоты 18 и является второй перестраиваемой частотой синтезатора сетки частот 4, на которую сдвигается сигнал на первом входе второй схемы сдвига частоты 18, четвертая частота f₄ снимается с четвертого выхода, поступает на первую схему сдвига частоты 11 и является первой перестраиваемой частотой синтезатора сетки частот 4, на которую сдвигается частота на первом входе первой схемы сдвига частоты 11, пятая частота t₅ снимается с пятого выхода, поступает на третий вход квадратурного модулятора 6 и является модулируемой частотой, шестая частота f₆ снимается с шестого выхода, поступает на первый вход ГПЦС 5 и используется для синхронизации работы ГПЦС 5 на интервале между импульсами запуска ГЦПС, поступающими на его третий вход с синхронизатора 9. Соотношения между частотами на выходах синтезатора сетки частот 4 обеспечивают когерентный прием отраженного сигнала и описываются выражениями:The work of the proposed radar is performed in the following sequence. The frequency of the crystal oscillator 1 using the VCO 2, covered by a loop of digital phase-locked loop frequency 3, is multiplied by an integer number of times and goes to the first input of the frequency synthesizer 4, the outputs of which are taken six frequencies: the first frequency f ₁ is removed from the first output, is fed to a first input 9 and synchronizer is used to synchronize the signals generated by them, the second frequency f ₂ is removed from the second output is supplied to the second inputs of the quadrature balanced mixers 31 receiving channels 24 and 25 and a reference signal f omezhutochnoy frequency f _ave, third frequency 13 is removed from the third output is supplied to a second input of the second frequency shift circuit 18 and a second tunable grid frequency synthesizer 4, which is shifted to a signal at the first input of the second shift circuit frequency 18, the fourth frequency f ₄ is removed from the fourth output, it goes to the first frequency shift circuit 11 and is the first tunable frequency synthesizer of the frequency grid 4, by which the frequency is shifted at the first input of the first frequency shift circuit 11, the fifth frequency t ₅ is removed from the fifth output, is fed to the third input of the quadrature modulator 6 and is a modulated frequency, the sixth frequency f ₆ is removed from the sixth output, is fed to the first input of the GPCS 5 and is used to synchronize the operation of the GPCS 5 in the interval between the start pulses of the GPCS received at its third input with synchronizer 9. The relationship between the frequencies at the outputs of the synthesizer of the frequency grid 4 provide coherent reception of the reflected signal and are described by the expressions:

f₆=kf₁,f ₆ = kf ₁ ,

f₂=N(f₄-f₃)=f_пр,f ₂ = N (f ₄ -f ₃ ) = f _ol ,

где k - целое число,where k is an integer

N - целое число, соответствующее коэффициенту умножения частот в умножителях 12 и 19,N is an integer corresponding to the frequency multiplier in the multipliers 12 and 19,

f_пр - промежуточная частота приемных каналов 24 и 25.f _CR - the intermediate frequency of the receiving channels 24 and 25.

Перед началом боевой работы процессор 23 получает от потребителя на первом входе-выходе исходную информацию о скорости носителя V, априорной дальности R и угловом положении сцены (Ф_ААЗ, Ф_АУМ), в соответствии с которой по таблицам соответствия, записанным в память, определяются данные о периоде повторения и длительности зондирующего сигнала для настройки синхронизатора 9, крутизне перестройки частоты или кода фазовой внутриимпульсной модуляции для ГПЦС 5, параметрах настройки первого 24 и второго 25 канала приема. В частности, в первом 24 и втором 25 приемном канале в зависимости от дальности R выставляется усиление УПЧ 31, от параметров модуляции зондирующего сигнала - знак подавляемой доплеровской частоты в блоке подавления зеркального канала 29. Перечисленная информация последовательно выводится с второго входа-выхода процессора 23 через двунаправленную шину на соответствующие вторые входы-выходы синхронизатора 9, ГЦПС 5, блоков подавления зеркального канала 29 и УПЧ 31. Дополнительно процессор 23 с второго входа-выхода через двунаправленную шину вводит:Before the start of combat work, the processor 23 receives from the consumer at the first input-output initial information about the speed of the carrier V, the a priori range R and the angular position of the scene (F _AAZ , F _AUM ), according to which data is determined from the correspondence tables recorded in memory about the repetition period and the duration of the probe signal for setting the synchronizer 9, the steepness of the frequency tuning or phase intrapulse modulation code for GPPS 5, the settings of the first 24 and second 25 reception channels. In particular, in the first 24 and second 25 receiving channels, depending on the range R, the gain of the IF amplifier 31 is set, from the modulation parameters of the probing signal, the sign of the suppressed Doppler frequency in the suppression unit of the mirror channel 29. The listed information is sequentially output from the second input-output of the processor 23 through bidirectional bus to the corresponding second inputs / outputs of the synchronizer 9, GTsPS 5, suppression units of the mirror channel 29 and UPCH 31. Additionally, the processor 23 from the second input-output through the bidirectional input bus t:

- начальные перестраиваемые значения частот f₃ и f₄ в синтезатор частот 4, определяющие начальную несущую частоту зондирующего сигнала,- the initial tunable values of the frequencies f ₃ and f ₄ in the frequency synthesizer 4, defining the initial carrier frequency of the probing signal,

- сигнал управления коммутатором 26 на подключение азимутального (угломестного) разностного сигнала с второго (первого) выхода суммарно-разностного преобразователя 27 к входу второго приемного канала 25.- the control signal of the switch 26 to connect the azimuthal (elevation) difference signal from the second (first) output of the total difference converter 27 to the input of the second receiving channel 25.

Априорные данные о угловом положении сцены по азимуту и углу места (Ф_ААЗ, Ф_АУМ) используются процессором 23 для совмещения положения оси антенной системы 16 (центра сектора сканирования при поиске цели) с априорно известным положением сцены. При этом процессор 23 через второй вход-выход и двунаправленную шину запрашивает антенную систему 16 о угловом положении оси визирования, сравнивает с априорными данными о угловом положении сцены, формирует сигнал ошибки, определяющий скорость перестройки углового положения оси антенной системы к требуемому положению, и выдает его текущее значение на антенную систему 16 по той же двунаправленной шине.A priori data on the angular position of the scene in azimuth and elevation (F _AAZ , F _AUM ) are used by the processor 23 to combine the axis position of the antenna system 16 (the center of the scanning sector when searching for a target) with the a priori known scene position. In this case, the processor 23 through the second input-output and the bi-directional bus requests the antenna system 16 about the angular position of the axis of sight, compares it with a priori data on the angular position of the scene, generates an error signal that determines the speed of the angular position of the axis of the antenna system to the desired position, and gives it the current value on the antenna system 16 on the same bi-directional bus.

В соответствии с данными о периоде и длительности зондирующего сигнала синхронизатор 9 формирует импульс запуска ГПЦС 5 на первом выходе (фиг.3а) и импульс модуляции длительности зондирующего импульса длительностью t_и (фиг.3б), следующий на импульсный модулятор 14 и усилитель мощности 15 с расчетным периодом повторения Т_и. Импульс запуска ГПЦС опережает импульс модуляции на время переходного процесса в ГПЦС 5, который формирует на низкой частоте квадратурный аналоговый сигнал с расчетной фазовой модуляцией, соответствующей либо фазоманипулированному, либо частотно модулированному сигналу. Непрерывный квадратурный сигнал ГПЦС 5 поступает на квадратурный модулятор 6, где смещается по частоте на частоту f₅, приходящую на его третий вход от синтезатора сетки частот 4. Пример временной зависимости частоты сигнала на выходе квадратурного модулятора 6 от времени приведен на фиг.3в, где выходной частотно-модулированный сигнал обозначен f_КВМ. Полученный сигнал после прохождения вентиля 7 делится по мощности в первом делителе мощности 8, при этом сигнал с первого выхода делителя мощности 8 после фильтрации в первом полосовом фильтре 10, сдвигается по частоте первой схемой сдвига частоты 11 на первую перестраиваемую частоту f₄, приходящую на второй вход схемы с синтезатора сетки частот 4. Зависимость частоты на выходе первой схемы сдвига частоты 11 (фиг.3в) описывается выражением:In accordance with the data on the period and duration of the probe signal, the synchronizer 9 generates a start pulse of the GPCS 5 at the first output (Fig. 3a) and a modulation pulse of the probe pulse duration of duration t _and (Fig. 3b), the next to the pulse modulator 14 and the power amplifier 15 s the estimated repetition period T _and . The start-up pulse of the GPCS is ahead of the modulation pulse by the time of the transient in the GPCS 5, which generates at a low frequency a quadrature analog signal with a calculated phase modulation corresponding to either a phase-shift or frequency-modulated signal. The continuous quadrature signal of GPCC 5 is fed to a quadrature modulator 6, where it is shifted in frequency by a frequency f ₅ coming to its third input from the frequency synthesizer 4. An example of the time dependence of the frequency of the signal at the output of the quadrature modulator 6 is shown in Fig.3c, where the output frequency-modulated signal is designated f _KVM . The received signal after passing valve 7 is divided by the power in the first power divider 8, while the signal from the first output of the power divider 8 after filtering in the first band-pass filter 10 is shifted in frequency by the first frequency shift circuit 11 to the first tunable frequency f ₄ coming to the second the input of the circuit from the frequency grid synthesizer 4. The dependence of the frequency at the output of the first frequency shift circuit 11 (Fig.3c) is described by the expression:

f_СДЧ1(t)=f_КВМ(t)+f₄.f _SDM1 (t) = f _KVM (t) + f ₄ .

Далее производится умножение частоты сигнала f_СДЧ1(t) в целое число N раз в первом умножителе частоты 12 и фильтрация полученного сигнала во втором полосовом фильтре 13. Выходная частота сигнала после умножения соответствует несущей частоте, равной Nf_СДЧ1.Next, the frequency of the signal f _MF1 (t) is multiplied by an integer N times in the first frequency multiplier 12 and the received signal is filtered in the second band-pass filter 13. The output frequency of the signal after multiplication corresponds to the carrier frequency equal to Nf _MF1 .

После проведения предварительных настроек узлов РЛС начинается боевая работа, при этом непрерывный сигнал несущей частоты модулируется импульсом модуляции длительности зондирующего импульса, приходящего на второй вход импульсного модулятора 14 с синхронизатора 9, полученный импульсный сигнал усиливается по мощности в стробируемом усилителе мощности 15. Стробирование производится импульсом модуляции длительности, приходящим на второй вход усилителя мощности 15. Временная зависимость внутриимпульсной модуляции выходного сигнала f_И на выходе усилителя мощности 15 приведена на фиг.3г. Выходной сигнал усилителя мощности 15 проходит через антенный переключатель 22 и суммарно-разностный преобразователь 27 на антенную систему 16, где излучается в направлении, заданном положением антенной системы 16.After the preliminary settings of the radar units, the combat work begins, with the continuous carrier frequency signal being modulated by a pulse of modulation of the duration of the probe pulse arriving at the second input of the pulse modulator 14 from synchronizer 9, the received pulse signal is amplified by power in a gated power amplifier 15. Gating is performed by a modulation pulse the duration coming to the second input of the power amplifier 15. The time dependence of the intrapulse modulation of the output signal f _And on the output of the power amplifier 15 is shown in Fig.3g. The output signal of the power amplifier 15 passes through the antenna switch 22 and the sum-difference converter 27 to the antenna system 16, where it is radiated in the direction specified by the position of the antenna system 16.

Гетеродинный сигнал f_ГЕТ формируется аналогично непрерывному сигналу несущей частоты преобразованием частоты сигнала f_КВМ на втором выходе первого делителя мощности 8 последовательно включенными третьим полосовым фильтром 17, второй схемой сдвига частоты 18, вторым умножителем частоты 19 и четвертым полосовым фильтром 20. Зависимость гетеродинной частоты от времени (фиг.3г) описывается выражением:The heterodyne signal f _HET is generated similarly to a continuous carrier frequency signal by converting the frequency of the _KVM signal f at the second output of the first power divider 8 by the third bandpass filter 17, the second frequency shift circuit 18, the second frequency multiplier 19 and the fourth bandpass filter 20. The time-domain heterodyne frequency (figg) is described by the expression:

f_ГЕТ(t)=Nf_СДЧ2(t)=N(f_КВМ(t)+f₃),f _Get (t) = Nf _MFR2 (t) = N (f _CME (t) + f ₃ ),

где f_СДЧ2 - частота сигнала на выходе второй схемы сдвига частоты 18,where f _MFD2 is the frequency of the signal at the output of the second frequency shift circuit 18,

f₃ - вторая перестраиваемая частота синтезатора сетки частот 4, поступающая на второй вход второй схемы сдвига частоты 18.f ₃ - the second tunable frequency of the synthesizer frequency grid 4, supplied to the second input of the second frequency shift circuit 18.

Первый этап боевой работы связан с обнаружением заградительных помех, перестройкой несущей частоты в область частот, свободных от помех, получением суммарно-разностных сигналов сцены в координатах дальность - доплеровская частота. При этом антенная система 16 под действием управляющего сигнала процессора 23 сканирует в известном угловом секторе по азимуту Ф_САЗ=Ф_ААЗ±DФ_АЗ и углу места ф_СУМ=Ф_АУМ±DФ_УМ относительно выставленного центра сканирования (Ф_ААЗ, Ф_АУМ). Сканирование производится заданием угловых скоростей ω_АЗ и ω_УМ антенной системе 16 процессором 23 через второй вход-выход и двунаправленную шину с последующим запросом текущих координат оси антенной системы 16, сравнением их с границами сектора сканирования. Угловые скорости ω_АЗ и ω_УМ антенной системы 16 зависят от направления сканирования, близости оси визирования к заданному угловому положению и границам сектора.The first stage of combat work is associated with the detection of obstructive interference, the restructuring of the carrier frequency in the frequency domain, free from interference, obtaining the sum-difference signal of the scene in the coordinates of the range - Doppler frequency. In this antenna system 16 under the influence of the control signal processor 23 scans in a certain angular sector in azimuth _SAZ F = F _ASR ± dF _AZ and the elevation f _SUM = ± dF F _{AUM PA} exhibited relatively scanning center _(ASR F, F _AUM). Scanning is performed by setting the angular velocities ω _AZ and ω of the _AM antenna system 16 by the processor 23 through the second input-output and a bi-directional bus, followed by requesting the current coordinates of the axis of the antenna system 16, comparing them with the boundaries of the scanning sector. The angular velocities ω _AZ and ω of the _MIND antenna system 16 depend on the direction of scanning, the proximity of the axis of sight to a given angular position and the boundaries of the sector.

Отраженный сигнал f_ОТР (фиг.3г), задержанный относительно зондирующего на время t_R, поступает через антенную систему 16 на суммарно-разностный преобразователь 27, формирующий на пятом входе-выходе суммарный сигнал, на первом и втором выходах разностные азимутальные и угломестные сигналы соответственно. Суммарный сигнал с пятого входа-выхода суммарно-разностного преобразователя 27 через антенный переключатель 22 поступает на первый приемный канал 24. Один из разностных сигналов суммарно-разностного преобразователя 27 через коммутатор 26, управляемый процессором 23, поступает на второй приемный канал 25. В каждом из приемных каналов 24 и 25 отраженный сигнал с третьего входа поступает через преселектор 34 и МШУ 33 на двойной балансный смеситель 32, где смешивается с гетеродинным сигналом, приходящим с полосового фильтра 20 через второй делитель мощности 21 на его второй вход. Отраженный сигнал на промежуточной частоте f_ПР усиливается в УПЧ 31, поступает на квадратурный балансный смеситель 30, где с помощью опорного сигнала промежуточной частоты, приходящего на второй вход с синтезатора сетки частот 4, переносится на видеочастоту с получением квадратур, которые поступают на блок подавления зеркального канала 29 (фиг.2), в котором по сигналу управления, приходящему на третий вход-выход от процессора 23, подавляются сигналы либо с отрицательной, либо с положительной доплеровской частотой. Дифференциальный сигнал на выходе блока подавления зеркального канала 29 выводятся на дифференциальные входы видеоусилителя 28, где усиливается, и поступает через первый и второй дифференциальный выход приемного канала на обработку в процессор 23.The reflected signal f _OTP (Fig. 3d), delayed relative to the probe for a time t _R , enters through the antenna system 16 to the sum-difference converter 27, which forms a sum signal at the fifth input-output, difference azimuth and elevation signals at the first and second outputs, respectively . The total signal from the fifth input-output of the sum-difference converter 27 through the antenna switch 22 is supplied to the first receiving channel 24. One of the difference signals of the sum-differential converter 27 through the switch 26, controlled by the processor 23, is supplied to the second receiving channel 25. In each of of the receiving channels 24 and 25, the reflected signal from the third input enters through the preselector 34 and LNA 33 to the double balanced mixer 32, where it is mixed with the local oscillator signal coming from the bandpass filter 20 through the second power divider spine 21 at his second entrance. The reflected signal at the intermediate frequency f _{PR is} amplified in the amplifier 31, fed to the quadrature balanced mixer 30, where, using the intermediate frequency reference signal coming to the second input from the frequency synthesizer 4, it is transferred to the video frequency to obtain quadratures that are sent to the mirror suppression unit channel 29 (figure 2), in which the control signal coming to the third input-output from the processor 23, the signals are suppressed either with negative or positive Doppler frequency. The differential signal at the output of the suppression unit of the mirror channel 29 is output to the differential inputs of the video amplifier 28, where it is amplified and fed through the first and second differential output of the receiving channel to the processor 23.

В каждом периоде повторения процессор 23 производит оцифровку квадратур суммарных и разностных сигналов, приходящих на его третий и четвертый, пятый и шестой входы соответственно. В режиме поиска оцифрованные суммарные $$U_i^C\left(n\right)$$

и разностные $$U_i^P\left(n\right)$$

сигналы каждого периода повторения $$n=\overline{1,N}$$

с выходов первого 24 и второго 25 приемных каналов в процессоре 23 последовательно подвергаются:In each repetition period, the processor 23 digitizes the quadrature of the sum and difference signals arriving at its third and fourth, fifth and sixth inputs, respectively. In search mode, digitized total $$U_i^C\left(n\right)$$

and difference $$U_i^P\left(n\right)$$

signals of each repetition period $$n=\overline{\mathrm{one},N}$$

from the outputs of the first 24 and second 25 receiving channels in the processor 23 are sequentially subjected to:

- согласованной фильтрации, включающей получение спектра принятого сигнала в каждом периоде повторения с помощью алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ), перемножения с комплексно сопряженным априорно известном спектром зондирующего сигнала S(m) и обратное преобразование Фурье (ОБПФ) спектра сжатого сигнала во временную область с получением временных разверток суммарного и разностного сигналов по дальности $$X_i^C\left(n\right)$$

и $$X_i^P\left(n\right)$$

, где i - индекс выборки сигнала по дальности,- consistent filtering, including obtaining the spectrum of the received signal in each repetition period using the fast Fourier transform (FFT) algorithm, multiplying with the complex conjugate a priori known spectrum of the probe signal S (m) and the inverse Fourier transform (IFFT) of the compressed signal spectrum in the time domain with receiving time scans of the total and differential signals in range $$X_i^C\left(n\right)$$

and $$X_i^P\left(n\right)$$

where i is the range index of the signal,

- спектральному анализу сигнала на каждой i - той дальности с помощью алгоритма БПФ на интервале N периодов повторения с получением суммарных $$Z_{ij}^C$$

, и разностных $$Z_{ij}^P$$

сигналов сцены в координатах дальность-частота (i, j),- spectral analysis of the signal at each i-th range using the FFT algorithm in the interval of N repetition periods to obtain the total $$Z_{ij}^C$$

, and difference $$Z_{ij}^P$$

signals of the scene in the coordinates of the range-frequency (i, j),

- вычислению мощности сигнала в каждой (i, j) - той ячейке сцены $$P_{ij}={\left|Z_{ij}^C\right|}^2$$

,- calculating the signal power in each (i, j) - that cell in the scene $$P_{ij}={\left|Z_{ij}^C\right|}^2$$

,

- пороговому обнаружению заградительных шумовых помех в шумовом окне дальностей, ограниченном по дальности интервалом, где априорно отсутствует отраженный сигнал (i₀≤i≤i_Н), и границами доплеровского диапазона частот отраженного сигнала сцены (j_H≤j≤j_B). При этом $${П}_{Ш}=\{\begin{array}{l}1,если{\Sigma }_{i,j}{P}_{i,j}\ge порога1\\ 0,другиеслучаи\end{array}$$

.- threshold detection of obstructive noise interference in a range noise window, limited in range by an interval where a priori there is no reflected signal (i ₀ ≤i≤i _N ), and by the boundaries of the Doppler frequency range of the reflected scene signal (j _H ≤j≤j _B ). Wherein $$P_W=\{\begin{array}{l}\mathrm{one},e\mathrm{from}l\mathrm{and}{\Sigma }_{i,j}{P}_{i,j}\ge P\mathrm{about}R\mathrm{about}g\mathrm{but}\mathrm{one}\\ 0,dR\mathrm{at}g\mathrm{and}e\mathrm{from}l\mathrm{at}h\mathrm{but}\mathrm{and}\end{array}$$

.

При обнаружении заградительной шумовой помехи (П_Ш=1) процессор 23 через второй вход-выход и двунаправленную шину производит перестройку несущей частоты зондирующего сигнала либо через изменение частот f₃ и When detecting obstructive noise interference (P _W = 1), the processor 23 through the second input-output and bi-directional bus performs tuning of the carrier frequency of the probing signal or through a change in frequencies f ₃ and

$$f_4=\frac{f_{ПР}}{N}+f_3$$

$$f_{\mathrm{four}}=\frac{f_{PR}}{N}+{\mathrm{<figure-callout\; id="3"\; label="f"\; filenames="00000025.png"\; state="\{\{state\}\}">f</figure-callout>}}_3$$

формируемых синтезатором частот 16, либо частоты ГЦПС 5, либо совместно перестройкой частот синтезатора частоты 16 и ГЦПС 5. Для каждой новой несущей частоты процессор 23 производит анализ мощности сигнала Р_ij добиваясь получения П_Ш=0,frequencies synthesized by the synthesizer 16, either the frequency of the ГСПС 5, or jointly tuning the frequencies of the synthesizer of the frequency 16 and ГЦПС 5. For each new carrier frequency, the processor 23 analyzes the signal power Р _ij to obtain П П _Ш = 0,

- получение данных о суммарном $$Z_{ij}^C$$

и разностном $$Z_{ij}^P$$

сигнале в секторе сканирования с привязкой к угловому положению оси визирования (Ф_АЗ, Ф_УМ) при П_Ш=0,- receiving data on the total $$Z_{ij}^C$$

and difference $$Z_{ij}^P$$

a signal in the scanning sector with reference to the angular position of the axis of sight (Ф _АЗ , Ф _УМ ) at П _{Ш Ш} = 0,

- пороговое обнаружение сигналов цели в окне, ограниченном интервалом (i_Н≤i≤i_B), и границами доплеровского диапазона частот отраженного сигнала сцены (j_H≤i≤j_B). При этом $${П}_{ij}=\{\begin{array}{l}1,еслиP_{i,j}\ge порога2\\ 0,другиеслучаи\end{array}$$

,- threshold detection of target signals in a window bounded by the interval (i _H ≤i≤i _B ) and the boundaries of the Doppler frequency range of the reflected signal of the scene (j _H ≤i≤j _B ). Wherein $$P_{ij}=\{\begin{array}{l}\mathrm{one},e\mathrm{from}l\mathrm{and}{P}_{i,j}\ge P\mathrm{about}R\mathrm{about}g\mathrm{but}2\\ 0,dR\mathrm{at}g\mathrm{and}e\mathrm{from}l\mathrm{at}h\mathrm{but}\mathrm{and}\end{array}$$

,

- селекцию сигналов цели от сигналов фона по выполнению двух условий: П_ij=1 и ΔF_i<порог 3, где ΔF_i - ширина спектра сигнала на i - той дальности,- selection of target signals from background signals to satisfy two conditions: П _ij = 1 and ΔF _i <threshold 3, where ΔF _i is the width of the signal spectrum at i - that range,

- оценка угловых пеленгов целей сцены $$\left(Q_{ij}^{АЗ},Q_{ij}^{УМ}\right)$$

относительно от оси визирования (Ф_АЗ, Ф_УМ) по пеленгационным табличным зависимостям:- assessment of angular bearings of scene goals $$\left(Q_{ij}^{\mathrm{BUT}3},Q_{ij}^{\mathrm{At}M}\right)$$

relative to the axis of sight (F _AZ , F _UM ) according to direction-finding tabular dependencies:

$$Q_{ij}^{АЗ}=Q\left({\gamma }_{ij}^{АЗ}\right)$$

и $$Q_{ij}^{УМ}=Q\left({\gamma }_{ij}^{УМ}\right)$$

, $$Q_{ij}^{\mathrm{BUT}3}=Q\left({\gamma }_{ij}^{\mathrm{BUT}3}\right)$$

and $$Q_{ij}^{\mathrm{At}M}=Q\left({\gamma }_{ij}^{\mathrm{At}M}\right)$$

,

где $${\gamma }_{ij}^{АЗ}={\left(Z_{ij}^P\right)}_{АЗ}\left(Z_{ij}^C\right)*/P_{ij}$$

;Where $${\gamma }_{ij}^{\mathrm{BUT}3}={\left(Z_{ij}^P\right)}_{\mathrm{BUT}3}\left(Z_{ij}^C\right)*/P_{ij}$$

;

$${\gamma }_{ij}^{УМ}={\left(Z_{ij}^P\right)}_{УМ}\left(Z_{ij}^C\right)*/P_{ij}$$

; $${\gamma }_{ij}^{\mathrm{At}M}={\left(Z_{ij}^P\right)}_{\mathrm{At}M}\left(Z_{ij}^C\right)*/P_{ij}$$

;

$${\left(Z_{ij}^P\right)}_{АЗ}$$

и $${\left(Z_{ij}^P\right)}_{УМ}$$

- разностные сигналы по азимуту и углу места, полученные при соответствующих управляющих сигналах на втором входе коммутатора 26 от процессора 23, $${\left(Z_{ij}^P\right)}_{\mathrm{BUT}3}$$

and $${\left(Z_{ij}^P\right)}_{\mathrm{At}M}$$

- difference signals in azimuth and elevation obtained with the corresponding control signals at the second input of the switch 26 from the processor 23,

- оценка угловых координат целей сцены $$\left(W_{ij}^{АЗ},W_{ij}^{УМ}\right)$$

с учетом положения оси визирования (Ф_АЗ, Ф_УМ), при которых они обнаружены: $$W_{ij}^{АЗ}=Q_{ij}^{АЗ}+{Ф}_{АЗ}$$

и $$W_{ij}^{УМ}=Q_{ij}^{УМ}+{Ф}_{УМ}$$

,- assessment of the angular coordinates of the goals of the scene $$\left(W_{ij}^{\mathrm{BUT}3},W_{ij}^{\mathrm{At}M}\right)$$

taking into account the position of the axis of sight (F _AZ , F _UM ) at which they are detected: $$W_{ij}^{\mathrm{BUT}3}=Q_{ij}^{\mathrm{BUT}3}+F_{\mathrm{BUT}3}$$

and $$W_{ij}^{\mathrm{At}M}=Q_{ij}^{\mathrm{At}M}+F_{\mathrm{At}M}$$

,

- выбор одной из обнаруженных целей в качестве приоритетной, захват и сопровождение ее координат (i_ц, j_ц, $$W_{ц}^{АЗ}$$

, $$W_{ц}^{УМ}$$

). При слежении сигнал ошибки по углу выдается процессором 23 через двунаправленную шину на антенную систему 16, которая отрабатывает его в сторону устранения рассогласования направления антенной системы от направления на цель,- selection of one of the detected targets as a priority, capture and tracking of its coordinates (i _c , j _c , $$W_c^{\mathrm{BUT}3}$$

, $$W_c^{\mathrm{At}M}$$

) When tracking the error signal in the angle is issued by the processor 23 through a bi-directional bus to the antenna system 16, which processes it in the direction of eliminating the mismatch of the direction of the antenna system from the direction to the target,

- оценка и выдача координат сопровождаемой цели потребителю через первый интерфейсный вход-выход.- assessment and delivery of coordinates of the target to the consumer through the first interface input-output.

В качестве схем сдвига частоты 11 и 18, используемых в устройстве для перестройки в широком диапазоне несущей частоты зондирующего сигнала и формирования гетеродинного сигнала, используется аналоговая петля фазовой автоподстройкой частоты в режиме смесителя [3, с.190, рис.4.10], позволяющая получить требуемую спектральную чистоту сдвинутого по частоте сигнала и его мощность для последующего умножения.As the frequency shift schemes 11 and 18 used in the device for tuning in a wide range of the carrier frequency of the probing signal and forming a heterodyne signal, an analog loop with phase-locked loop in the mixer mode is used [3, p.190, Fig. 4.10], which allows to obtain the required spectral purity of the signal shifted in frequency and its power for subsequent multiplication.

Вариант блока подавления зеркального канала 29, осуществляющего управляемое подавление сигналов либо с положительной, либо с отрицательной доплеровской частотой приведен на фиг.2. Входной квадратурный сигнал приходит на первый и второй входы мультиплексора 35, где по управляющему сигналу на третьем входе-выходе квадратурные составляющие сигнала на выходе могут меняться местами. Сигналы квадратур с выхода мультиплексора 35 поступают через первую 36 и вторую 37 фазосдвигающие цепи на сумматор 38, выход которого является выходом блока подавления зеркального канала 29. Первая и вторая фазосдвигающие цепи 36 и 37 выполнены на базе схем с равномерной амплитудно-частотной характеристикой, фазочастотные характеристики которых во всем диапазоне частот имеют относительный сдвиг 90 град. [4, с.51, рис.2]. Сумматор выполнен на базе операционного усилителя с дифференциальным выходом.An embodiment of the suppression unit of the mirror channel 29, which carries out controlled suppression of signals with either positive or negative Doppler frequency, is shown in FIG. The input quadrature signal arrives at the first and second inputs of the multiplexer 35, where according to the control signal at the third input-output, the quadrature components of the output signal can be interchanged. The quadrature signals from the output of the multiplexer 35 are fed through the first 36 and second 37 phase-shifting circuits to the adder 38, the output of which is the output of the mirror channel suppression unit 29. The first and second phase-shifting circuits 36 and 37 are made on the basis of circuits with a uniform amplitude-frequency characteristic, phase-frequency characteristics which in the entire frequency range have a relative shift of 90 degrees. [4, p. 51, fig. 2]. The adder is based on an operational amplifier with a differential output.

Техническим преимуществом предлагаемой РЛС по сравнению с прототипом является расширение диапазона перестройки несущей частоты сигнала, обеспечивающее повышение эффективности борьбы РЛС с прицельными шумовыми помехами с сохранением преимуществ, связанных с возможностью перестройки параметров внутри импульсной модуляции зондирующего сигнала в широком диапазоне и когерентного приема.The technical advantage of the proposed radar in comparison with the prototype is the expansion of the tuning range of the carrier frequency of the signal, which increases the efficiency of the radar’s fight with impact noise interference while maintaining the advantages associated with the possibility of tuning the parameters inside the pulse modulation of the probe signal in a wide range and coherent reception.

Пользуясь сведениями, представленными в материалах заявки, устройство может быть изготовлено по существующей, известной в радиопромышленности технологии, на базе известных комплектующих изделий и использовано в моноимпульсных импульсно-доплеровских РЛС для навигации летательных аппаратов.Using the information presented in the application materials, the device can be manufactured according to the existing technology known in the radio industry, based on well-known components and used in monopulse pulse-Doppler radars for navigating aircraft.

ЛИТЕРАТУРАLITERATURE

1 Патент США №6441783 от 27.08.02 "Circuit module for a phased array".1 US Patent No. 6441783 dated 08/27/02 "Circuit module for a phased array".

2 Патент США №7002511 от 21.02.06 "Multimeter wave radar system".2 US Patent No. 7002511 of 02.21.06 "Multimeter wave radar system".

3 В.Манасевич. Синтезаторы частот (Теория и проектирование): Пер. с англ./ Под ред. А.С.Галина. М.: Связь. 1979.3 V. Manasevich. Frequency synthesizers (Theory and Design): Per. from English / Ed. A.S. Galina. M .: Communication. 1979.

4 Квадратурная схема на операционных усилителях. М.: Электроника, 1975 г., №17 (с.50, 51).4 Quadrature scheme on operational amplifiers. M .: Electronics, 1975, No. 17 (p. 50, 51).

Claims (3)

1. Моноимпульсная РЛС, содержащая кварцевый генератор, соединенный через петлю цифровой фазовой автоподстройки частоты (ЦФАПЧ) с генератором, управляемым напряжением (ГУН), выход которого соединен с вторым входом ЦФАПЧ, последовательно соединенные синхронизатор, генератор прямого цифрового синтеза (ГПЦС), первый и второй выходы которого соединены с первым и вторым входами квадратурного векторного модулятора, первый делитель мощности, первый полосовой фильтр, последовательно соединенные первый умножитель частоты и второй полосовой фильтр, последовательно соединенные импульсный модулятор, усилитель мощности, антенный переключатель, суммарно-разностный преобразователь, антенная система, второй, третий и четвертый входы-выходы которой соединены с одноименными входами-выходами суммарно-разностного преобразователя, последовательно соединенные второй умножитель частоты и четвертый полосовой фильтр, первый и второй приемные каналы, второй и первый выходы которых соединены с пятым и шестым, третьим и четвертым входами процессора соответственно, каждый приемный канал содержит преселектор, малошумящий усилитель высокой частоты (МШУ), квадратурный балансный смеситель, видеоусилитель, второй выход синхронизатора соединен с вторым входом импульсного модулятора, процессор выполняет в каждый период повторения спектральный анализ суммарного и разностного сигналов с выходов первого и второго приемных каналов, отличающаяся тем, что введены синтезатор сетки частот, первая и вторая схема сдвига частоты сигнала, третий полосовой фильтр, вентиль, второй делитель мощности, коммутатор, в каждый приемный канал введены блок подавления зеркального канала, последовательно соединенные двойной балансный смеситель и усилитель промежуточной частоты (УПЧ), при этом выход ГУН соединен с первым входом синтезатора сетки частот, первый выход которого соединен с первым входом синхронизатора, пятый выход синтезатора сетки частот соединен с третьим входом квадратурного модулятора, выход которого через вентиль соединен с входом первого делителя мощности, первый выход которого через последовательно соединенные первый полосовой фильтр, первую схему сдвига частоты соединен с входом первого умножителя частоты, второй выход первого делителя мощности через последовательно соединенные третий полосовой фильтр и вторую схему сдвига частоты соединен с входом второго умножителя частоты, третий и четвертый выход синтезатора сетки частот соединены с вторыми входами второй и первой схемы сдвига частоты соответственно, шестой выход синтезатора сетки частот соединен с первым входом генератора прямого цифрового синтеза, второй выход синтезатора сетки частот соединен через первые входы первого и второго приемных каналов с вторыми входами соответствующих квадратурных балансных смесителей, выход второго полосового фильтра соединен с первым входом импульсного модулятора, второй вход которого соединен с вторым входом усилителя мощности, выход четвертого полосового фильтра через второй делитель мощности соединен с вторым входом двойного балансного смесителя первого приемного канала, второй выход второго делителя мощности соединен с вторым входом двойного балансного смесителя второго приемного канала, в первом и втором приемных каналах выход преселектора через МШУ соединен с первым входом двойного балансного смесителя, второй вход-выход приемного канала соединен с третьим входом-выходом блока подавления зеркального канала и вторым входом-выходом УПЧ, выход которого соединен с первым входом квадратурного балансного смесителя, первый и второй выходы квадратурного балансного смесителя соединены с одноименными входами блока подавления зеркального канала, первый и второй дифференциальный выходы блока подавления зеркального канала соединены с одноименными входами видеоусилителя, дифференциальные выходы которого являются первым и вторым выходами приемного канала, третий выход антенного переключателя через третий вход первого приемного канала соединен с входом преселектора первого приемного канала, первый и второй выход суммарно-разностного преобразователя соединены с первым и третьим входами коммутатора соответственно, выход коммутатора соединен с входом преселектора второго приемного канала, второй вход-выход процессора соединен с вторыми входами-выходами синхронизатора, синтезатора сетки частот, ГПЦС, коммутатора, первого и второго приемных каналов и пятым входом-выходом антенной системы, первый вход-выход процессора является интерфейсным входом-выходом РЛС, предназначенным для связи с потребителем, через интерфейс процессор получает от потребителя исходную информацию о скорости носителя, априорном окне дальности и угле нахождения цели, в соответствии с которой рассчитывает данные о периоде повторения, производит выбор и управление несущей частотой, внутриимпульсной модуляцией, периодом повторения и длительностью излучаемого сигнала, длительности зондирующего сигнала для настройки синхронизатора, внутриимпульсной модуляции для ГПЦС и требуемом усилении сигнала в УПЧ первого и второго приемных каналах, исходные данные об угловом положении цели используются процессором для управления положением антенной системы в секторе сканирования при поиске цели в априорно известном окне углов, в процессе боевой работы процессор производит оцифровку, согласованную фильтрацию суммарно-разностных сигналов, доплеровскую фильтрацию, обнаружение, выбор цели и сопровождение с оценкой координат сопровождаемой цели, при обнаружении в принятом сигнале шумовых прицельных помех процессор производит перестройку несущей частоты и гетеродинного сигнала через перестройку частот формируемых синтезатором сетки частот, дополнительная перестройка несущей частоты производится управлением частоты ГЦПС, результаты оценок координат цели выдаются процессором потребителю через первый интерфейсный вход-выход.1. Monopulse radar containing a quartz oscillator connected through a digital phase-locked loop (DFCA) to a voltage-controlled oscillator (VCO), the output of which is connected to the second input of the DFCA, serially connected synchronizer, direct digital synthesis generator (DPCS), the first and the second outputs of which are connected to the first and second inputs of the quadrature vector modulator, the first power divider, the first bandpass filter, the first frequency multiplier and the second bandpass filter connected in series tr, serially connected pulse modulator, power amplifier, antenna switch, sum-difference converter, antenna system, the second, third and fourth inputs and outputs of which are connected to the same inputs-outputs of the sum-difference converter, the second frequency multiplier and the fourth band-pass filter connected in series , the first and second receiving channels, the second and first outputs of which are connected to the fifth and sixth, third and fourth inputs of the processor, respectively, each receiving channel is It holds a preselector, a low-noise high-frequency amplifier (LNA), a quadrature balanced mixer, a video amplifier, the second synchronizer output is connected to the second pulse modulator input, the processor performs a spectral analysis of the sum and difference signals from the outputs of the first and second receiving channels in each repetition period, characterized in that a frequency grid synthesizer, a first and second signal frequency shift circuit, a third bandpass filter, a gate, a second power divider, a switch, are introduced into each receiving channel They include a mirror channel suppression unit, a double balanced mixer and an intermediate frequency amplifier (IFA) connected in series, the output of the VCO connected to the first input of the frequency synthesizer, the first output of which connected to the first input of the synchronizer, the fifth output of the frequency synthesizer connected to the third quadrature input a modulator, the output of which through a valve is connected to the input of the first power divider, the first output of which through series-connected the first band-pass filter, the first shift circuit is often you are connected to the input of the first frequency multiplier, the second output of the first power divider through the third bandpass filter connected in series and the second frequency shift circuit is connected to the input of the second frequency multiplier, the third and fourth output of the frequency synthesizer are connected to the second inputs of the second and first frequency shift circuit, respectively, the sixth output of the frequency synthesizer is connected to the first input of the direct digital synthesis generator, the second output of the frequency synthesizer is connected through the first inputs of the first and second receiving channels with second inputs of the corresponding quadrature balanced mixers, the output of the second bandpass filter is connected to the first input of the pulse modulator, the second input of which is connected to the second input of the power amplifier, the output of the fourth bandpass filter through the second power divider is connected to the second input of the double balanced mixer of the first receiving channel, the second output of the second power divider is connected to the second input of the double balanced mixer of the second receiving channel, in the first and second receiving channels the preselector output through the LNA is connected to the first input of the double balanced mixer, the second input-output of the receiving channel is connected to the third input-output of the mirror channel suppression unit and the second input-output of the amplifier, the output of which is connected to the first input of the quadrature balanced mixer, the first and second outputs of the quadrature balanced mixer connected to the same inputs of the block suppressing the mirror channel, the first and second differential outputs of the block suppressing the mirror channel are connected to the same inputs power amplifier, the differential outputs of which are the first and second outputs of the receiving channel, the third output of the antenna switch through the third input of the first receiving channel is connected to the input of the selector of the first receiving channel, the first and second output of the sum-difference converter are connected to the first and third inputs of the switch, respectively, the output of the switch connected to the input of the preselector of the second receiving channel, the second input-output of the processor is connected to the second inputs-outputs of the synchronizer, grid synthesizer stot, GPCS, switch, the first and second receiving channels and the fifth input-output of the antenna system, the first input-output of the processor is the radar interface input-output, intended for communication with the consumer, through the interface the processor receives from the consumer the initial information about the carrier speed, a priori the range window and the target angle, in accordance with which it calculates data on the repetition period, selects and controls the carrier frequency, intrapulse modulation, repetition period and duration of the radiation the signal, the duration of the probe signal to configure the synchronizer, intrapulse modulation for the GPCS and the required signal amplification in the IF of the first and second receiving channels, the initial data on the angular position of the target are used by the processor to control the position of the antenna system in the scanning sector when searching for a target in the a priori known window of angles , in the process of combat work, the processor digitizes, agrees filtering of the total-difference signals, Doppler filtering, detection, target selection and monitoring the coordinates of the target being tracked, when noise is detected in the received signal, the processor performs tuning of the carrier frequency and heterodyne signal through tuning of the frequencies generated by the frequency synthesizer, additional tuning of the carrier frequency is performed by controlling the frequency of the GPCS, the coordinates of the target are given to the consumer through the first interface enter exit. 2. Моноимпульсная РЛС по п.1, отличающаяся тем, что в качестве схем сдвига частоты используется аналоговая петля фазовой автоподстройки частоты, работающая в режиме смесителя.2. Monopulse radar according to claim 1, characterized in that the analog phase-locked loop operating in the mixer mode is used as a frequency shift circuit. 3. Моноимпульсная РЛС по п.1, отличающаяся тем, что блок подавления зеркального канала содержит мультиплексор, первую и вторую фазосдвигающую цепь и сумматор, при этом первый вход блока подавления зеркального канала через последовательно соединенные мультиплексор, первую фазосдвигающую цепь и сумматор соединен с первым дифференциальным выходом блока подавления зеркального канала, второй вход блока подавления зеркального канала соединен с вторым входом мультиплексора, выход которого через вторую фазосдвигающую цепь соединен с вторым входом сумматора, второй выход которого является вторым дифференциальным выходом блока подавления зеркального канала, третий вход мультиплексора является третьим входом-выходом блока подавления зеркального канала. 3. The monopulse radar according to claim 1, characterized in that the mirror channel suppression unit comprises a multiplexer, a first and second phase-shifting circuit and an adder, wherein the first input of the mirror channel suppression unit is connected via a series-connected multiplexer, a first phase-shifting circuit and an adder to the first differential the output of the mirror channel suppression unit, the second input of the mirror channel suppression unit is connected to the second input of the multiplexer, the output of which is connected through the second phase-shifting circuit to the second the adder, the second output of which is the second differential output of the block suppression mirror channel, the third input of the multiplexer is the third input-output block suppression of the mirror channel.

Images