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Description
本発明は通信システムにおけるチャネル推定/等化に関する。本発明は、受信ノードへ信号を送信する複数のユーザ端末(各端末にはそれぞれの一組の送信サブキャリアが割り当てられる)を含むシステムにおける「アップリンク」送信での使用可能性に特に留意して開発された。
FDMA(周波数分割多重アクセス)と組み合わせたシングルキャリア(SC)送信(すなわちSC−FDMA)は、将来の無線通信システムの重要な多重アクセス方式として出現しつつある。例えば、SC−FDMA技術は現在のところUMTS(汎用移動体電話システム)の拡張用と考えられており、通常、拡張UTRA(E−UTRA)またはスーパー3G(S3G)システムと呼ばれる。
シングルキャリア無線アクセス技術はピーク対平均電力比(PAPR)が小さいという利点を有する。この特性は、携帯用ハンドセットの電力消費を最低限にするためにおよびアップリンクカバレッジ(移動端末から基地局まで)を最大限にするために重要であり、主として携帯用ハンドセット送信電力により制限される。SC−FDMA技術により、セル内のユーザはそのデータレートにかかわらず同時に送信することができる。
実際は、「シングルキャリア」技術と呼ばれるものの、この送信構成は、異なる周波数サブバンド(サブキャリア)に割り振られることにより「直交化」された様々なユーザを設ける。この特徴は時分散性チャネルにおいても維持される。受信機における等化技術により、一杯となったセルにおいてもそして時分散性チャネル上においても照合フィルタ限界に近い検知性能レベルに達することが可能となる。
将来の無線通信システムに有望と考えられる別の信号処理方式は、周波数領域のチャネル応答等化であり、文献では周波数領域等化(FDE)と呼ばれる。SC−FDMAと周波数領域等化とを組み合わせることにより、より低いピーク対平均電力比(PAPR)および実質的に同じ全体の複雑度でOFDM(直交周波数多重方式)と同等の性能レベルがもたらされる。言い換えると、低PAPRは、SC送信機の電力増幅器が所与の平均電力をサポートするためにより少ない線形領域を必要とすること、すなわちより少ないピーク電力バックオフを必要とすることを意味する。そのため、この手法により、同等のOFDM方式に対しより安価な電力増幅器を使用することができる。これは、電力増幅器はユーザ装置(UE)送受信機の最も高価な部品の1つであるので、極めて重要な利点である。
将来の広帯域無線システムにおける応用のために、現在、2つのタイプのSC−FDMA送信方式、すなわち「局所SC−FDMA(LFDMA)」と「分散SC−FDMA(DFDMA)」が考えられている。
LFDMAでは、システム帯域幅のある部分における一組の連続する周波数が各ユーザに割り当てられ、異なるユーザはノンオーバーラップ周波数帯域上で送信する。このような方式は、周波数計画送信(所与のユーザの伝送フォーマットはチャネル特性に基づいて選択される)に好適であり、そして発振器公差、位相ノイズ、またはドップラー効果による周波数オフセットに対し頑強である。一方、局所方法は広帯域の無線チャネルにおいて利用可能な周波数ダイバーシチを活用しない。
逆に、DFDMAでは、多重アクセスは、全体システム帯域上に分散された直交サブキャリアを異なるユーザに割り当てることにより実現される。ユーザ信号は異なる無相関サブキャリア上で送信されるので、DFDMAは周波数ダイバーシチを実現する。但し、起こり得る周波数オフセットによりユーザ直交性が失われるという事態を回避するためにある方策を採用しなければならない。
局所シングルキャリア信号と分散シングルキャリア信号の両方は時間領域または周波数領域のいずれにおいても生成され得る。シングルキャリア信号の時間領域生成は文献ではインタリーブFDMA(IFDMA)と呼ばれる。IFDMA送信技術の詳細な説明は、U.Sorger、I.De Broek、M.Schnell、「Interleaved FDMA−A new Spread−Spectrum Multiple−Access Scheme」、ICC 1998−IEEE International Conference on Communications、第1号、1998年6月)、1013−1017頁の論文に記載されている。
シングルキャリア信号もまた周波数領域において生成することができる。シングルキャリア信号の周波数領域での生成は文献ではDFT Spread OFDM(DFT−SOFDM)またはDFT Precoded OFDMと呼ばれる。DFT−SOFDM技術の詳細な説明は、R.Dinis、D.Falconer、「A Multiple Access Scheme for the Uplink of Broadband Wireless Systems」、IEEE Communications Society,Globecom 2004年、3808−3812頁の論文に記載されている。
シングルキャリア信号の時間領域生成と周波数領域生成により類似のタイプの信号がもたらされ、したがって信号復調には類似の受像機アーキテクチャを使用することができる。その低複雑性により特に魅力的な受像機アーキテクチャは周波数領域等化を備えたSC受像機(SC−FDE)である。
SC方式における周波数領域等化は、単純に、従来の線形時間領域等化器により行われるものの周波数領域における等価物である。厳しい遅延分散を有するチャネルに関し、等化は一度に一ブロックのデータに対し行なわれそしてこのブロックにおける演算は実質的に効率的なFFT演算とチャネル反転演算とを含むので、周波数領域等化は対応する時間領域等化より計算上簡単である。
周波数領域等化は、時間領域信号生成(例えばIFDMA送信)と周波数領域信号生成(例えばDFT−SOFDM送信)との両方の場合に使用することができる。周波数領域等化の原理は、D.Falconer、「Frequency Domain Equalization for Single−Carrier Broadband Wireless Systems」、IEEE Communication Magazine、2002年4月に記載されている。
具体的に特許文献を参照すると、米国特許第3864632号明細書には高速同期式データ伝送方式に好適な周波数領域等化システムが開示されている。インパルス応答のサンプルは離散フーリエ変換(FFT)装置により周波数領域のサンプルに変換される。これらの周波数領域サンプルの逆値は可逆回路から導出され、次に離散逆高速フーリエ変換(IFFT)装置により時間領域サンプルに変換される。この時間領域サンプルは、シンボル間干渉と雑音を起因とする受信信号におけるエラーを最少化するためにトランスバーサル時間領域等化器に適用される所望のタップ利得である。
逆に、米国特許出願公開第2004/0125235号明細書は、ディジタルテレビ受信機のチャネル等化器を例示する。このチャネル等化器はチャネル推定器、チャネル歪み補償器とノイズキャンセラーを含む。チャネル推定器はトレーニング信号を使用することにより時間領域の伝送チャネルインパルス応答
を推定する。チャネル歪み補償器は2つのFFTユニット、ROM、周波数領域等化器を含む。第1のFFTユニットは受信信号を時間領域から周波数領域に変換する。第2のFFTユニットは、チャネル推定器により推定された伝送チャネルインパルス応答
を時間領域から周波数領域に変換し、こうしてチャネル周波数応答
を得る。ROMメモリは、入力において第2のFFTから伝送チャネルの推定周波数応答
を受信し、チャネル周波数応答の逆数
を出力する。周波数領域等化器は、初期の等化係数として、ROMメモリから出力される逆チャネル周波数応答
を使用し、そして受信データシンボルによりトレーニングされたLMS(最小2乗平均)アルゴリズムを使用することによりチャネルを適応的に等化する。
米国特許第3864632号明細書
米国特許出願公開第2004/0125235号明細書
U.Sorger、I.De Broek、M.Schnell、「Interleaved FDMA−A new Spread−Spectrum Multiple−Access Scheme」、ICC 1998−IEEE International Conference on Communications、第1号、1998年6月)、1013−1017頁
R.Dinis、D.Falconer、「A Multiple Access Scheme for the Uplink of Broadband Wireless Systems」、IEEE Communications Society,Globecom 2004年、3808−3812頁
D.Falconer、「Frequency Domain Equalization for Single−Carrier Broadband Wireless Systems」、IEEE Communication Magazine、2002年4月
それ自体効果的ではあるが、上述の従来技術の手法は、同時にアクティブとなる複数のユーザにチャネル推定/等化が関与するシナリオへの適用を考える場合はいつも必然的にかなり複雑な構成をもたらす。
したがって、チャネル推定/等化処理を簡単にすることにより、実施するのに非常に複雑で厄介な構成をもたらすことなくマルチユーザ状況においてこれらの演算が行なわれることを可能にする構成に対するニーズが感じられる。これらのすべては、精度と信頼性の点でその結果を損なわずに得られるものである。
したがって、本発明の目的は、このニーズに十分に応えることである。
本発明によると、その目的は、特許請求範囲に記載の特徴を有する方法により実現される。本発明は、また、対応する装置(すなわちチャネル推定器/等化器)と、関連するシステムおよびコンピュータプログラム製品(少なくとも1つのコンピュータのメモリ内にロード可能であり製品がコンピュータ上で実行されると本発明の方法の工程を実行するソフトウェアコード部分を含む)に関する。本明細書で使用されるように、このようなコンピュータプログラム製品への言及は、本発明の方法の性能を調整するようにコンピュータシステムを制御する命令を含むコンピュータ可読媒体に言及することと等価となるように意図される。「少なくとも1つのコンピュータ」への言及は、明らかに本発明が分散的/モジュール的な方法で実施される可能性を強調するように意図されている。
特許請求の範囲は、本明細書で提供される本発明の開示の不可欠な部分である。
本明細書に記載の構成の好ましい実施形態は、すべてのユーザに対しチャネル推定とチャネル等化を統合的に実行する受像機アーキテクチャである。このようなアーキテクチャは、広帯域シングルキャリア無線システムの基地局受信機における応用に特に好適であり、実際、統合チャネル推定・等化(joint channel estimation and equalization)は、これらの演算がユーザ毎に別々に実行される分散アーキテクチャに対しシステム複雑度をより低下させることになる。
特に好ましい実施形態では、統合チャネル推定・等化は、チャネルを推定するために異なるユーザにより送信されるパイロット系列の離散スペクトルの逆数(inverse)(より正確には逆数(reciprocal))を受像機(すなわち基地局BS)に格納することにより実行される。パイロットスペクトルの逆数は予め計算され好適なメモリに格納される。これらの値は、その後例えばMMSE(最小平均二乗誤差)技術を使用することにより、各ユーザのチャネル伝達関数
の推定とチャネル等化とのために使用される。
より一般的には、本明細書に記載の構成は、信号を受信ノードへ送信する複数のユーザ端末を含む伝送システムにおけるチャネル推定を提供する。各ユーザ端末には、チャネル上の送信のための一組の送信サブキャリアとテスト信号系列がそれぞれ割り当てられる。ユーザ端末に割り当てられたそれぞれの一組の送信サブキャリアと、前記ユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとに関する情報が受信ノードに格納される。こうして、これらテスト信号系列は、チャネル上で送信する複数のユーザ端末により送信される信号内に含むことができ、これにより合成テスト信号が受信ノードにおいて生成される。合成テスト信号の離散スペクトルは受信ノードにおいて生成され、チャネル推定は合成テスト信号の離散スペクトルとユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとの関数として得られる。
好ましくは、チャネル推定は、それぞれが合成テスト信号の離散スペクトルのそれぞれの一部とユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルの1つとの関数である、個々の寄与のセットとして得られる。通常、チャネル推定は、受信された合成テスト信号の離散スペクトルをユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルで割る演算を含む。前述の除算は、合成テスト信号の離散スペクトルと、受信機に格納されユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルの逆数とを乗算することにより実行されてもよい。
同一周波数離散化工程が、それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルと合成テスト信号の離散スペクトルのために使用されてもよい。このような場合、チャネル推定は、合成テスト信号の離散スペクトルと、ユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとに対し実行されるポイントツーポイント演算を含む。異なる周波数離散化工程が、それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルと合成テスト信号の離散スペクトルに対し用いられる場合(例えば互いの倍数である周波数離散化工程)、それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルと合成テスト信号の離散スペクトルのいずれかに同一周波数離散化工程を得るための補間処理を施すことができる。
本発明について、例示として添付図面を参照し以下に説明する。
本明細書で提供される例示的な説明は、図1に例示された移動通信システムのアップリンクにおいて発生するように多くのユーザ端末TU1,TU2,...,TUNuがそれぞれの信号x(1),x(2),...,x(Nu)を同時に基地局BSへ送信するシナリオに注目する。
図1において、信号x(1),x(2),...,x(Nu)を生成するデータ(基地局BSにおいて受信され再生されるものと期待されるデータ)をd(1),d(2),...,d(Nu)で表す。
各信号x(1),x(2),...,x(Nu)はh(1),h(2),...,h(Nu)で表されるそれぞれのチャネル部上で送信され、そして結果として生じた信号(同時的な送信により)は基地局BSである受信ノードに送られる前に(ノードRNにおいて)加算される。ここで導入されたすべてのエンティティは一般的には実数および虚数部分を含む複素数エンティティであると想定される。太字はベクターエンティティを表わす。
伝送チャネルの雑音特性はノードRNと基地局BSの間に挟まれたノードSNにおけるガウス雑音(AWGN)の加算により単純にモデル化される。
各ユーザは、一組の櫛状サブキャリアを使用する「シングルキャリア」送信技術であるIFDMAまたはDFT−SOFDM技術を使用することにより一意的なキャリア信号を送信する。本明細書で提案された受信機アーキテクチャは、考慮する送信方式によっては一部のみのわずかな修正を必要とするこれら両方の送信技術に適用可能である。
従来技術の解決法に対し複雑性が低減されたという利点を有するSC−FDE受信機のアーキテクチャについて以下に説明する。指摘したように、提案された受信機アーキテクチャはすべてのユーザに対しチャネル推定と等化を統合的に実行するので広帯域のシングルキャリア無線システムの基地局受信機におけるアプリケーションに特に好適である。ユーザ信号の統合チャネル推定・等化は、これらの演算がユーザ毎に別々に実行される分散アーキテクチャに対し、システム複雑度が低いという点で明らかな利点を示す。
本明細書で説明されるように、統合チャネル推定・等化は、チャネルを推定するために、異なるユーザにより送信されたパイロット系列の離散スペクトルの逆数(inverse)(より正確には逆数(reciprocal))を受像機(すなわち基地局BS)に格納することにより実行される。パイロットスペクトルの逆数は予め計算され好適なメモリに格納される。これらの値は、その後、例えばMMSE(最小平均二乗誤差)技術を使用することにより各ユーザのチャネル伝達関数
の推定とチャネル等化を行うために使用される。
集中型受信機のアーキテクチャにつき、最初にIFDMA送信の場合を説明する。以下に実証されるように、同じ受信機アーキテクチャはDFT−SOFDM送信の場合にも最少の修正で使用することができる。
IFDMA信号は、圧縮と、PSKまたはQAM変調信号のブロック繰り返しと、後続の周波数領域の所望位置への周波数シフトとにより時間領域で生成される。
i番目のユーザ(図1のi番目のユーザ端末Tui(i=1,...Nu)は、Q個の複素数シンボルdq (i)(q=0,...,Q−1)のブロックd(i)=[d0 (i),d1 (i),...,dQ−1 (i)]を送信する(各シンボルdq (i)は継続時間TSを有する)。IFDMAユーザにより送信される情報の最小ブロックを表わすIFDMAシンボルを構築するためにこれらのQ個のシンボルは処理される。
IFDMAシンボルの生成は、各シンボルdq (i)の継続時間を圧縮し、次にブロック繰り返しを実行することにより得られる。したがって各シンボルdq (i)の継続時間はTSからより小さい値TCまで低減される。
ここで、要素LはIFDMAシンボルの有用部と関係しLCPはサイクリックプレフィックス部と関係する。時間圧縮後、Q個の短縮されたシンボルのブロックはL+LCP回繰り返される。あるいは、IFDMAシンボルの構築は次のように説明することができる。Q個のシンボルdq (i)のそれぞれは、それぞれが継続時間TCを有するL+LCP個のチップに分割される。次に、得られたチップは、Q×(L+LCP)次元のマトリックス内の行により書き込まれる。マトリクスは、その後、i番目のユーザのIFDMAシンボルを与える列により読み出される。したがって、IFDMAシンボルはQ×(L+LCP)個のチップからなる。IFDMAシンボルの有用部分におけるチップの数は、
N=Q・L
に等しく、そしてサイクリックプレフィックスを含むIFDMAデータシンボルの合計時間継続時間は
T=Q・TS=Q・(L+LCP)・TC
に等しい。
N=Q・L
に等しく、そしてサイクリックプレフィックスを含むIFDMAデータシンボルの合計時間継続時間は
T=Q・TS=Q・(L+LCP)・TC
に等しい。
圧縮とブロックの繰り返しが周波数領域の櫛状スペクトルに対応する時間領域の周期的信号を生成することは実証可能である。特に、IFDMAスペクトルは、
離れたQ個のスペクトル線からなり、一方IFDMA信号の全帯域幅は、
に等しい。
圧縮とブロック繰り返しにより生成されたIFDMAシンボルは、次に、周波数領域の所望位置において櫛状スペクトルを変換するために周波数シフトされる。
IFDMAシンボル生成の詳細な説明は本明細書の冒頭部分において既に引用されたU.Sorgerらによる論文に記載されている。
以下では、各ユーザはK個のIFDMAシンボル(最初のIFDMAシンボルがパイロットであり、残りのK−1個のシンボルがユーザデータを搬送する)からなるフレームを送信するものとする。パイロットは、受信者には知られており、したがってチャネル推定・等化のために活用できる基準シンボルを搬送する。
以下の数学的な説明では、本発明者らは、同じ長さNを有するパイロットシンボルとデータシンボルの一般的な場合を考える。これは送信されたパイロットシンボルとデータシンボルが両方とも周波数領域のQ個のスペクトル線からなると言うのと等価である。しかしながら、提案されたチャネル推定方法および関連する受信機アーキテクチャはパイロットシンボルとデータシンボルが異なる長さを有する場合にも適用可能である。このような特定の場合、パイロットシンボルの継続時間はオーバーヘッドを最少にするためにデータシンボルの継続時間に対し低減される。短縮されたパイロットシンボルはQp<Q個のシンボルを送信することにより得られる。その結果IFDMAパイロットシンボルの有用部分におけるチップの数は
Np=Qp・L
に等しく、サイクリックプレフィックスを含むIFDMAパイロットシンボルの全継続時間は
Tp=Qp・TS=Qp・(L+LCP)・TC
に等しい。
Np=Qp・L
に等しく、サイクリックプレフィックスを含むIFDMAパイロットシンボルの全継続時間は
Tp=Qp・TS=Qp・(L+LCP)・TC
に等しい。
このような場合、パイロットシンボル上で推定されたチャネル周波数応答は、ある周波数補間方法を使用することにより異なるデータシンボル次元に適合させることができる。
様々なユーザの信号は、それぞれがh(i)により表わされるインパルス応答を有する、異なるマルチパスチャネルを経験する。こうして、受信機端における信号は、図1のノードSNにおいて加算されるシンボル間干渉と付加白色ガウス雑音(AWGN)としてモデル化された熱雑音とにより破損された(corrupted)Nu個のユーザ信号の合計である(図1のノードRN)。
図2には、集中型SC−FDE受信機のアーキテクチャを例示する。受信信号はRFフロントエンド100において無線周波数からベースバンドに変換され、次にパルス整形受信フィルタ102によりろ過される。その後、サイクリックプレフィックス(CP)は、マルチパス伝播による連続IFDMAシンボルからの干渉により影響を受けているのでブロック104において廃棄される。
ブロック104におけるサイクリックプレフィックス除去後、信号rは、すべてのユーザに対して統合チャネル推定・等化を実行するブロック106において処理される。
本明細書で説明される構成の焦点はチャネル推定・等化ブロック106の構造と演算にある。
分散型受信機アーキテクチャとは違って、本明細書に記載の受信機は、異なるユーザから受信された信号の合計である信号rを直接等化することを目的とする。等化は、IFDMAまたはDFT−SOFDM技術の直交特性を活用することにより周波数領域において実行される。その後、等化された信号はユーザ固有の復調ユニット108(1)〜108(Nu)に送られ、ここで(ベースバンド)復調、統合およびデータ決定が行なわれる。
様々なユーザ信号の分離は、周波数領域のIFDMA技術の直交特性を活用することによりユーザ固有の復調ユニット内で得られる。
以下では、本発明者らは、一般的なユーザTU(i)により送信された信号のスペクトルをX(i)で表わす。
X(i)=FFT(x(i)) (1)
ここで、FFT(・)は複素数列の高速フーリエ変換である。
X(i)=FFT(x(i)) (1)
ここで、FFT(・)は複素数列の高速フーリエ変換である。
前に説明したように、i番目のユーザのスペクトルX(i)はfq (i)で表わされる周波数におけるQ個のスペクトル線により構成される。Q個のスペクトル線またはサブキャリアは、データシンボルの送信のためそしてまたパイロットシンボルの送信のために使用される。
インパルス応答h(i)=[h0 (i),h1 (i),...,hM (i)]Tを有する周波数選択性チャネル上の送信の場合、周波数fq (i)におけるi番目のユーザのスペクトル線は、チャネル周波数応答H(i)=FFT(h(i))の値により変調される。i番目のユーザのチャネル周波数応答H(i)=[H 1 (i),H 2 (i),...,H N (i)]Tは大きさN=LQを有するベクトルである。ここでj番目の要素Hj (i)はj番目のサブキャリア周波数におけるチャネル応答を表わす。
周波数領域のi番目のユーザの受信信号は、X(i)とH(i)の要素毎積として表現することができる。
R(i)=X(i)・H(i)+Φ (2)
ここでΦは、周波数領域の熱雑音サンプルを含むN次元のベクトルである。
R(i)=X(i)・H(i)+Φ (2)
ここでΦは、周波数領域の熱雑音サンプルを含むN次元のベクトルである。
チャネル周波数応答が各ユーザ毎の受信機において知られている場合、例えば最少平均二乗誤差(MMSE)手法により得られる適切な等化係数に対して、受信信号のスペクトルを単純に乗算することによりチャネルの影響を補正することが可能である。i番目のユーザに対する等化ベクトルをW(i)=[W 1 (i),W 2 (i),...,W N (i)]Tで表わすことにより、次のように書くことができる。
ここで、
はi番目のユーザによる送信に使用されるj番目のサブキャリア周波数におけるチャネル周波数応答の推測値である。なお、i番目のユーザの等化ベクトルW(i)は、fq (i)で表わされる周波数に対応する0とは異なるQ個の値のみを有する。最後に、ηは、熱雑音電力スペクトル密度σn 2と送信信号σx 2の電力スペクトル密度との比である。したがって、ユーザiに対し等化された信号は、受信信号スペクトルR(i)と等化ベクトルW(i)との要素毎乗算として表現することができる。
Y(i)=W(i)・R(i) (4)
Y(i)=W(i)・R(i) (4)
異なるユーザはノンオーバーラップサブキャリアのそれぞれの組を活用するので、等価な等化ベクトルWに対して、全受信信号を乗算することによりすべてのユーザを一緒に等化することができる。
W=[W1,W2,...,WN]T (5)
ここで、ベクトルWは、異なるユーザの等化ベクトルの合計として得ることができる。
W=[W1,W2,...,WN]T (5)
ここで、ベクトルWは、異なるユーザの等化ベクトルの合計として得ることができる。
図3のブロック図には、図2の統合チャネル推定・等化ブロック106の演算を例示する。
サイクリックプレフィックス除去(図2のブロック104)後の受信複素数ベースバンド信号rは、データシンボルrdからパイロットシンボルrpを分離するためにブロック200において逆多重化される。パイロットシンボルrpは、セル内でアクティブなNu人のユーザのチャネル周波数応答を推定するブロックに送られる。異なるマルチパスチャネルのチャネル周波数応答に関する情報は、等価な等化ベクトルWを計算する等化ブロック204において活用される。同様に、受信データシンボルrdは、直並列変換(S/P)ブロック206において並列化され、そして高速フーリエ変換(FFT)を使用することによりブロック208において周波数領域に変換される。
Rd=FFT(rd) (7)
時間領域の受信データベクトルをrd=[rd1,rd2,...,rdN]Tで、周波数領域の対応する信号をRd=[Rd1,Rd2,....,RdN]Tで表す。ベクトルRdの各周波数成分は対応する等化重みにより重み付けられる、すなわちベクトルRdは、等価な等化ベクトルWに対し、要素毎に乗算される(概して209で示す乗算器段を参照)。
Y=W・Rd (8)
ここで、Y=[Y1,Y2,...,YN]Tは、等化された受信信号のサンプルを含むN次元ベクトルである。次に、Yの要素はN=LQポイントにわたって計算されるIFFTを使用することによりブロック210において時間領域に変換される。
y=IFFT(Y) (9)
ここで、y=[y1,y2,...,yN]Tは、その要素がすべてのユーザからの受信信号を等化したサンプルであるベクトルである。最後に、信号ベクトルyは、図2に示されるように、並列直列変換(P/S)ブロック212において直列化されユーザ固有の復調ユニット108(1)〜108(Nu)へ送られる。
Rd=FFT(rd) (7)
時間領域の受信データベクトルをrd=[rd1,rd2,...,rdN]Tで、周波数領域の対応する信号をRd=[Rd1,Rd2,....,RdN]Tで表す。ベクトルRdの各周波数成分は対応する等化重みにより重み付けられる、すなわちベクトルRdは、等価な等化ベクトルWに対し、要素毎に乗算される(概して209で示す乗算器段を参照)。
Y=W・Rd (8)
ここで、Y=[Y1,Y2,...,YN]Tは、等化された受信信号のサンプルを含むN次元ベクトルである。次に、Yの要素はN=LQポイントにわたって計算されるIFFTを使用することによりブロック210において時間領域に変換される。
y=IFFT(Y) (9)
ここで、y=[y1,y2,...,yN]Tは、その要素がすべてのユーザからの受信信号を等化したサンプルであるベクトルである。最後に、信号ベクトルyは、図2に示されるように、並列直列変換(P/S)ブロック212において直列化されユーザ固有の復調ユニット108(1)〜108(Nu)へ送られる。
上に説明したように、等化器204は、セル内で送信するユーザのチャネル周波数応答
の推定値を必要とする。チャネル推定は、フレーム内に挿入され受信機において認識されるIFDMAパイロットシンボルxpを活用することにより実現される。
このようなパイロットシンボルxpは、様々なユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列を表わす。
以下では、これらのテスト系列xpは関与する様々なユーザ端末により同時に送信されるものと概して想定される。これは好ましい実施形態を表わすが、当業者はテスト系列の同時送信が本発明のための必須要件ではないということを十分に理解する。実際は、受信機(基地局BS)は、後に続く結合処理を考慮し異なる時間に受信されたテスト系列をバッファするように構成されてもよい。
図4には、図3のチャネル推定ユニット202のブロック図を示す。
異なるユーザは異なるサブキャリア上に割り振られるので、異なるユーザにより送信されたパイロット系列は周波数領域において直交する。
また、得られたN次元ベクトルをP=[P1,P2,...,PN]で
P=FFT(xp) (11)
のように表す。
P=FFT(xp) (11)
のように表す。
ベクトルPはxpのスペクトルを表わし、IFDMAデータシンボルに関するN個のスペクトル線により構成される。ユーザiに関連したスペクトル線は周波数fq (i)を占有する。
前述したように、基地局受信機はセル内のアクティブな異なるユーザにより使用されるパイロット系列xp (i)に関する知識を有する。さらに、受信機もまたデータとパイロット系列の送信に対して各ユーザに割り振られたサブキャリアを認識している。
図3に示す受信機アーキテクチャでは、チャネル推定は、セル内のすべてのアクティブユーザに対し一緒に周波数領域において実行される。
図3のブロック図にはオプションの補間ブロック214が示されている。このブロックは、長さNp<Nを有する短いパイロットシンボルの特定の場合においてのみ必要である。前述したように、このブロックは、N個の周波数セットを使用することにより逆に送信されるデータシンボルの長さへの、Np個の周波数のグリッド上で推定されたチャネル周波数応答の適応化を可能にする。
図4において説明されたチャネル推定ユニットは、所与のセルに割り当てられたすべてのパイロット(テスト)系列のスペクトルの逆数をその中に格納したメモリブロックを含む。メモリの大きさを低減するために、スペクトル値の逆数は好適なビット数にわたって量子化される。
メモリ400へのアクセスは、所定の時刻にセル内で入力情報として使用される一組のパイロット系列を受信するメモリコントローラ402により管理される。このような情報により、メモリコントローラ402はメモリをアドレス指定し、使用されるパイロット系列に対応するスペクトルの逆数をフェッチする。メモリ400から読み出された値はスペクトルマッピング機能404に供給される。マッピング機能(またはブロック)は、また、第2の入力としてセル内のアクティブユーザ間のサブキャリアの割り振り表を受信し、この情報を使用することによりいわゆるチャネル推定ベクトルVを構築する。ベクトルVは、式(11)により与えられるベクトルPの要素ごとの逆数である。
図5には、チャネル推定ベクトルVの構成を示す例を与える。簡単にするために、N=8のサブキャリアのみを有するシステムを考える。セル内で利用可能なパイロット系列の組は、Q=1、2、4、8に等しい異なる長さを有する4つの系列により構成される。図5に示すように、これらの4つのパイロット系列のスペクトルの逆数はメモリ400内に格納される。メモリコントローラ402は、入力としてセル内のアクティブユーザに現在割り振られている一組の系列を受信し、そして必要なスペクトル値をフェッチするためにメモリ400をアドレス指定する。具体的には、2と3に番号付けられた系列が所与の時刻に使用されるものとする。スペクトルマッピング機能404は、入力として、メモリ400内に格納されたデータと、そして異なるユーザのサブキャリア割り振りとを受信する。提案された例では、ユーザTU1はパイロット系列2に割り振られ、そして局所周波数マッピングを使用することによりサブキャリア{2,3,4,5}に割り振られる。ユーザTU2はパイロット系列3に割り当てられ、そして分散型周波数マッピングを使用することによりサブキャリア{6,8}上に割り振られている。
この情報を活用することにより、マッピングブロック404は、異なるユーザに割り当てられた周波数ビン内にパイロットスペクトルの逆数を配置することにより、チャネル推定ベクトルVを構築する。次に、マッピング機能により与えられるベクトルVは以下に説明されるチャネル推定を実行するために使用される。
新しい接続がユーザにより設定されるか、あるいは通信が終了すると、使用された一組のパイロット系列とサブキャリア割り振りは変更され、ベクトルVはそれに応じて更新される。
図4を参照すると、受信されたパイロットシンボルrpは並列化され(206で)、次にN=LQポイントにわたって計算されるFFTにより周波数領域に変換される(208で)ことに気づくであろう。
Rp=FFT(rp) (12)
ここで、Rp=[Rp1,Rp2,...,RpN]Tは、受信パイロットシンボルの周波数サンプルを含む長さNのベクトルである。
Rp=FFT(rp) (12)
ここで、Rp=[Rp1,Rp2,...,RpN]Tは、受信パイロットシンボルの周波数サンプルを含む長さNのベクトルである。
この変換は、周波数領域等化(FDE)のためのデータシンボルのFFTを計算する同じ回路を活用することにより実現され得ることは十分に理解されるであろう。ベクトルRpは、送信されたパイロットスペクトルPと等価なチャネル周波数応答ベクトルHとの要素毎積(element−wise product)として表現することができる。
Rp=P・H+Φ (13)
ここで、H=[H1,H2,...,HN]は、異なるユーザのチャネル周波数応答H(i)を組み合わせることにより得られる。具体的には、j番目のサブキャリアがi番目のユーザにより送信に使用される場合、ベクトルHのj番目の要素はHj (i)に等しい。式(13)におけるベクトルΦは、周波数領域の熱雑音サンプルを含むN次元ベクトルである。
Rp=P・H+Φ (13)
ここで、H=[H1,H2,...,HN]は、異なるユーザのチャネル周波数応答H(i)を組み合わせることにより得られる。具体的には、j番目のサブキャリアがi番目のユーザにより送信に使用される場合、ベクトルHのj番目の要素はHj (i)に等しい。式(13)におけるベクトルΦは、周波数領域の熱雑音サンプルを含むN次元ベクトルである。
したがって、受信パイロットシンボルを使用することにより、異なるユーザにより経験されたチャネル周波数応答の値を推定することは可能である。チャネル周波数応答
の推定は、チャネル推定ベクトルVに対し、受信パイロットベクトルRpを要素毎に乗算することにより得られる。
ここで、
したがって、
の要素は次のように得られる。j=1,2,...,Nの場合、
言い換えると、チャネル推定は、生成器208により生成された合成テスト信号の離散スペクトルと、様々なユーザ端末TU1,TU2,....,TUΝuに対するそれぞれのテスト信号系列xpの離散的(パイロット)スペクトルとの関数として得られる。より具体的には、チャネル推定は一組の個々の要素毎寄与(element−wise contributions)として得られ、各要素は、生成器208により生成された合成テスト信号の離散スペクトルのそれぞれの一部と、ユーザ端末TU1,TU2,...,TUΝuの1つに割り当てられたテスト信号系列xpのパイロットスペクトルとの関数として得られる。
図示のように、チャネル推定は、合成テスト信号の離散スペクトルを、ユーザ端末に割り当てられたテスト信号系列の離散パイロットスペクトルで割る演算を含む。
数学的な観点からは、各パイロットスペクトルによる除算を名目的に含む演算は、パイロットスペクトルの逆数(inverse)(より正確には逆数(reciprocal))に対する乗算として実行されることが好ましい。言い換えると、これは次に示すように自乗モジュラスによる除算がその後に続くパイロットスペクトルの共役による乗算と等価である。
式(15)から、パイロット系列は、その周波数スペクトルPが名目的に一定の大きさを有するパイロットシンボルを得るために選択され得るということになる。実際、絶対値|Pj|がいくつかの周波数に対し低い値を取る場合、対応するチャネル周波数応答
の推定は雑音増加効果により信頼できない。一方、低PAPRが実現されるように、パイロット系列は恐らく一定振幅を有さなければならない。
低PAPRを有する実数の対蹠パイロット系列p=[p1,p2,...,pQ]
を考慮すると、一組のパイロット系列は、2Q個の可能な対蹠系列にわたる全数探索により決定することができる。好適な系列はメトリックβの最小値(パイロットパワースペクトルPの最大平坦性を保証する)を発見することにより選択される。
チャネル推定とチャネル等化の両方に対し同じFFTユニットを活用することができるので、提案された集中化アーキテクチャはハードウェア受信機の複雑度を低減させることができる。また、ベクトルPの要素の逆数がメモリ内に格納されるのでスカラー間の乗算のみが必要である。したがって、計算の複雑度は主としてNポイントにわたるFFTとIFFTによる。システムのパラメーターは、積N=LQが2の累乗となるように選択されるべきである。
L・Q=2b (17)
L・Q=2b (17)
条件(17)が満たされた場合、より低い計算負荷をもたらす基数2のFFTとIFFTを実施することが可能である。
図6と図7のブロック図は、本発明の受信機アーキテクチャがまたDFT−SOFDM送信の場合にどのように適用できるかを示す。
DFT−SOFDM送信機は次のように動作する。大きさQのFFTが、まずQ個の変調シンボルのブロックに適用される。これは変調シンボルを周波数領域に変換する。次に、FFTの出力は、目標周波数に対応して、大きさN>Qを有する逆高速フーリエ変換(IFFT)の入力にマッピングされる。局所DFT−SOFDM方式の場合、FFT出力はIFFTブロックの連続する入力(すなわち周波数)上にマッピングされる。逆に、分散型方式では、FFT出力はIFFTブロックの非隣接入力にわたって分散される。次に、IFFTの出力は直列化され、高い周波数に変換されそしてチャネル上で送信される。
局所化送信と分散化送信の両方については、信号が逆高速フーリエ変換(IFFT)により時間領域へ変換される前に周波数領域スペクトル波形整形を適用してもよい。時間領域パルス整形と同様に、スペクトル波形整形はPAPRとスペクトル効率との兼ね合いで使用され得る。
また、DFT−SOFDMの場合、パイロット系列は受信機側におけるチャネル推定を可能にするために送信される。またこの場合、各ユーザがK個のDFT−SOFDMシンボルからなるTDMAフレームを送信すると仮定する。ここでは最初のシンボルがパイロットであり、残りのK−1個のシンボルがユーザデータを搬送する。パイロットは、受信者には知られておりしたがってチャネル推定・等化のために活用することができる基準シンボルを搬送する。パイロット系列は時間領域または周波数領域において生成することができる。時間領域生成により、低PAPRを有するパイロット系列を容易に発見できるようになるが、スペクトル平坦性を得るのがより困難になる。逆に、パイロット系列の周波数領域生成は、より高いPAPRを犠牲にして、容易にスペクトル平坦性を実現できるようにする。一般的には、使用される一組のパイロット系列はスペクトル平坦性と低PAPRの間の良好な妥協点を得るように最適化されるべきである。
以下の説明では、周波数領域において同じ継続時間としたがって同じ大きさNを有するパイロットシンボルとデータシンボルの一般的な場合を考える。しかしながら、パイロットシンボルの継続時間を低減ししたがって対応するオーバーヘッドを最少化するために、より短いIFFTサイズNp<Nをパイロットシンボルに使用することができる。このような場合、パイロットシンボルのスペクトルは、データシンボルを構成するN個のサブキャリアの間隔に対してより大きな周波数間隔を有するNp<N個のサブキャリアからなる。
IFFTサイズを低減することにより、パイロットシンボルの継続時間を低減することが可能である。
Tpilot=Np・ts+Tg
ここで、tsは送信機のIFFT出力における値のサンプリング時間であり、Tgはサイクリックプレフィックス継続時間である。このようにしてパイロットオーバーヘッドは低減される。しかしながら、チャネル周波数応答はより少ない数のポイントにわたって推定され、したがってチャネル推定器出力に関するある補間方法の適用を必要とする。
Tpilot=Np・ts+Tg
ここで、tsは送信機のIFFT出力における値のサンプリング時間であり、Tgはサイクリックプレフィックス継続時間である。このようにしてパイロットオーバーヘッドは低減される。しかしながら、チャネル周波数応答はより少ない数のポイントにわたって推定され、したがってチャネル推定器出力に関するある補間方法の適用を必要とする。
図6には、DFT−SOFDM技術のための例示的な受信機アーキテクチャを示す。この図は図2と実質的に同じように見える。実際、同一または等価な要素または部品を示すために両方の図面では同じ参照符号を使用した。図2(IFDMA送信)に対する基本的相違は、図6(DFT−SOFDM送信)の構成では、図6のチャネル推定・等化ブロック106’が、Nu個の別々の信号を与える(各ユーザに対して1個)点にある。
図7に、統合チャネル推定・等化ブロック106’のブロック図を示す。チャネル推定・等化演算はIFDMA送信の場合の説明と同じであり、したがって先の説明はまたこの場合にも適用可能である。同一または等価な要素または部品を示すために両方の図面では同じ参照符号を使用した。図7のブロック図は、長さNp<Nを有するより短いパイロットシンボルの特定の場合のみに必要なオプションの補間ブロック214を含む。補間ブロック214は、N個の周波数(例えばサブキャリア)セットを使用することにより逆に送信されるデータシンボルの長さへの、Np個の周波数のグリッド上で推定されたチャネル周波数応答の適応化を可能にする。
図3のブロック106のアーキテクチャとの基本的相違は、図7のブロック106’は、式(8)により与えられる等化信号Y=[Y1,Y2,...,YN]Tに対し作用するユーザ逆マッピング関数310を含んでいる点にある。逆マッピング関数は、i番目のユーザに割り当てられたQ(i)個のサブキャリア上の周波数領域において受信されたQ(i)個のデータシンボルを収集し、そしてそれらのシンボルを、大きさQ(i)の複数のIFFTモジュール312(1)〜312(Nu)のそれぞれの1つに与える。シンボルはIFFT演算により時間領域に変換され、次にユーザ固有の復調ユニット314(1)〜314(Nu)に与えられる。
本発明のチャネル推定・等化方法および受信機アーキテクチャは現時点で好ましい実施形態に関して例示され説明された。しかしながら、その詳細および実施形態は、本発明の根本原理を損なうことなく、あくまで一例として説明されたものを参照し、添付の特許請求範囲により定義される本発明の範囲から逸脱することなく、認識できるほどに変形し得るということが理解される。
Claims (14)
- 信号(x(1),x(2),...,x(Nu))を受信ノード(BS)へ送信する複数のユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)を含むシングルキャリア周波数分割多重アクセス伝送システムにおけるチャネル(h(1),h(2),...,h(Nu))の推定方法であって、前記各ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)には、前記チャネル上の送信のためのそれぞれの送信サブキャリアセットが割り当てられ、前記方法は、
−前記チャネル(h(1),h(2),...,h(Nu))上の送信のためのそれぞれのテスト信号系列を前記ユーザ端末に割り当てる工程と、
−前記チャネル上の送信のために前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられたそれぞれの送信サブキャリアセットと、前記ユーザ端末に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとに関する情報を前記受信ノード(BS)に格納する工程(400)と
を含み、前記方法は、更に、
−自身に割り当てられた前記それぞれの送信サブキャリアセットを使用することにより前記複数のユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)によって前記チャネル(h(1),h(2),...,h(Nu))上に送信される前記信号(x(1),x(2),...,x(Nu))に、前記それぞれのテスト信号系列を含める工程であって、これにより前記受信ノードにおいて合成テスト信号(rp)が生じる、工程と、
−前記受信ノード(BS)において前記合成テスト信号(r p )の離散スペクトルを生成する工程(208)と、
−個々の寄与のセットとしての前記チャネルの推定を得る工程であって、前記各寄与は、前記合成テスト信号(r p )の前記離散スペクトルのそれぞれの部分と、前記ユーザ端末(TU 1 ,TU 2 ,...,TU Nu )に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルのうちの1つとの関数として得られる工程と
を含むことを特徴とする、方法。 - 前記合成テスト信号(rp)の前記離散スペクトルを、前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルで割る演算により前記チャネルの推定を得る工程を含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記割る演算は、前記合成テスト信号(rp)の前記離散スペクトルと、前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルの逆数とを乗算することにより実行されることを特徴とする請求項2に記載の方法。
- 前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルと前記合成テスト信号の前記離散スペクトルとに対し、同一周波数離散化工程を使用する工程であって、これにより、前記チャネルの推定を得る工程は、前記合成テスト信号(rp)の前記離散スペクトルと、同一周波数離散化工程により前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルとに対し実行されるポイントツーポイント演算を含む工程を含むことを特徴とする請求項1〜3のいずれか一項に記載の方法。
- −前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルと前記合成テスト信号の前記離散スペクトルとに対し、互いの倍数である周波数離散化工程を使用する工程と、
−補間を介し同一周波数離散化工程を得るために、前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルと前記合成テスト信号(rp)の前記離散スペクトルとのいずれかを補完する工程(214)であって、これにより、前記チャネルの推定を得る工程は、前記合成テスト信号(rp)の前記離散スペクトルと、補間(214)を介し同一にされた前記周波数離散化工程により前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルとに対し実行されるポイントツーポイント演算を含む工程と
を含むことを特徴とする請求項1〜3のいずれか一項に記載の方法。 - 複数のユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)から信号(x(1),x(2),...,X(Nu))を受信するシングルキャリア周波数分割多重アクセス受信ノード(BS)におけるチャネル(h(1),h(2),...,h(Nu))の推定のためのチャネル推定器(202)であって、前記各ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)には、前記チャネル(h(1),h(2),...,h(Nu))上での送信のためのそれぞれの送信サブキャリアセットとそれぞれのテスト信号系列が割り当てられ、前記チャネル推定器(202)は、
−前記チャネル上の送信のために前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられたそれぞれの送信サブキャリアセットと、前記ユーザ端末に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとに関する情報をその中に格納した少なくとも1つのメモリ(400)
を備え、前記チャネル推定器は、更に、
−自身に割り当てられた前記それぞれの送信サブキャリアセットを使用することにより前記チャネル(h(1),h(2),...,h(Nu))上で送信される前記それぞれのテスト信号系列を含む信号(x(1),x(2),...,x(Nu))を複数の前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)から受信することの結果として前記受信ノードにおいて生じる合成テスト信号(rp)の離散スペクトルを生成する(208)ためのスペクトル生成器(208)と、
−個々の寄与のセットとしての前記チャネルの推定を得るための処理要素(209)であって、前記各寄与は、前記合成テスト信号(r p )の前記離散スペクトルのそれぞれの部分と、前記ユーザ端末(TU 1 ,TU 2 ,...,TU Nu )に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルのうちの1つとの関数として得られる、処理要素(209)と
を含むことを特徴とする、チャネル推定器。 - 前記合成テスト信号(rp)の前記離散スペクトルを、前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルで割る演算により前記チャネル推定を得るように構成された前記処理要素(209)を含むことを特徴とする請求項6に記載のチャネル推定器。
- 前記合成テスト信号(rp)の前記離散スペクトルと、前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルの逆数とを乗算することによる前記割る演算を実行するように構成された前記処理要素(209)を含むことを特徴とする請求項7に記載のチャネル推定器。
- 前記離散スペクトルの逆数の形式で前記ユーザ端末に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルをその中に格納した前記少なくとも1つのメモリ(400)を含むことを特徴とする請求項8に記載のチャネル推定器。
- −前記合成テスト信号(rp)の前記離散スペクトルと、前記ユーザ端末(TU1,TU2,...,TUNu)に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルの逆数とを乗算することにより前記割る演算を実行するために、そして
−前記合成テスト信号(r p )の前記離散スペクトルに一組の等化係数を乗算することにより前記チャネル(h(1),h(2),...,h(Nu))を等化する(204)ために
共通の一組の乗算器(209)を含むことを特徴とする請求項8に記載のチャネル推定器。 - 請求項6〜10のいずれか一項に記載のチャネル推定器を含む伝送システム。
- 前記伝送システムはIFDMA伝送システムであることを特徴とする請求項11に記載の伝送システム。
- 前記伝送システムはDFT−SOFDM伝送システムであることを特徴とする請求項11に記載の伝送システム。
- 少なくとも1つのコンピュータのメモリ内にロード可能であり、かつ請求項1〜5のいずれか一項に記載の方法を実行するためのソフトウェアコード部分を含むコンピュータプログラム。
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