JP2009218769A - 歪み補償係数更新装置および歪み補償増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】増幅信号の前置歪み補償処理に用いられる歪み補償係数を更新する装置において、ノイズによる悪影響を低減し、更新精度を向上させる。
【解決手段】更新部１０３は、前置歪み補償処理前の送信信号と、増幅後の信号とに基いて訂正値Δｈを算出し、加算器１０２は、得られた訂正値Δｈと歪み補償係数ｈを加算する。ＬＵＴ１０１は、加算器１０２により加算して得られた歪み補償係数ｈを記憶し、その歪み補償係数ｈのうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を抽出して出力する。乗算器１１は、ＬＵＴ１０１から出力された部分を、前置歪み補償処理前の送信信号Ｓ（ｔ）に乗算し、ＨＰＡ１４は、乗算器１１により乗算して得られた信号を増幅し、増幅後の信号を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、増幅信号の前置歪み補償処理に用いられる歪み補償係数を更新する装置と歪み補償増幅器に関する。

図７は、デジタルプリディストータ（ＤＰＤ）リファレンス設計の基本アルゴリズムを実現する歪み補償増幅器の構成例を示している（例えば、非特許文献１を参照）。この歪み補償増幅器は、乗算器１１、２１、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１２、無線周波数（ＲＦ）Ｉ−Ｑ変調器１３、高出力増幅器（ＨＰＡ）１４、アドレス計算部１５、参照テーブル（ＬＵＴ）１６、遅延部１７、１８、加算器１９、更新部２０、減算器２２、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）２３、およびＲＦＩ−Ｑ復調器２４を備える。

入力信号の複素サンプルＳ（ｔ）には実数部Ｉと虚数部Ｑが含まれ、乗算器１１は、ＬＵＴ１６から出力される歪み補償係数ｈをサンプルＳ（ｔ）に乗算し、ＤＡＣ１２は、乗算結果をアナログ信号に変換して、ＲＦＩ−Ｑ変調器１３に出力する。このとき、アドレス計算部１５は、サンプルＳ（ｔ）の振幅またはパワーからリードアドレスＲｅａｄＡｄｄｒを計算して、ＬＵＴ１６と遅延部１８に出力する。歪み補償係数ｈも複素数であり、ＬＵＴ１６は、アドレス毎に歪み補償係数ｈの実数部Ｉと虚数部Ｑを記憶する。

ＲＦＩ−Ｑ変調器１３は、ＤＡＣ１２からのアナログ信号をアップコンバートし、ＨＰＡ１４は、得られた変換結果を増幅して不図示のアンテナに出力するとともに、ＲＦＩ−Ｑ復調器２４に出力する。ＲＦＩ−Ｑ復調器２４は、ＨＰＡ１４の出力信号をダウンコンバートし、ＡＤＣ２３は、得られた変換結果をデジタル信号ｙ（ｔ）に変換して減算器２２に出力する。

一方、遅延部１７は、サンプルＳ（ｔ）を時間Δだけ遅延させて、遅延サンプルＳ（ｔ−Δ）を減算器２２に出力する。これにより、サンプルＳ（ｔ）が乗算器１１からＨＰＡ１４を経由して減算器２２にフィードバックされるまでの転送遅延Δが補償され、入力サンプルを正しい出力信号と比較することが可能になる。減算器２２は、遅延サンプルＳ（ｔ−Δ）の位相および振幅と、ＨＰＡ１４の出力信号に対応するフィードバック信号ｙ（ｔ）の位相および振幅との差を計算し、誤差信号ε＝Ｓ（ｔ−Δ）−ｙ（ｔ）として乗算器２１に出力する。

乗算器２１は、誤差信号εに係数μを乗算して更新部２０に出力する。更新部２０は、乗算器２１からの出力信号をもとに、最小二乗アルゴリズムにより歪み補償係数の訂正値Δｈを推定する。加算器１９は、ＬＵＴ１６に格納されている歪み補償係数ｈに訂正値Δｈを加算して、更新値ｈ’＝ｈ＋Δｈを求め、ＬＵＴ１６に出力する。このとき、遅延部１８は、時間Δだけ遅延したリードアドレスＲｅａｄＡｄｄｒをライトアドレスＷｒｉｔｅＡｄｄｒとして、ＬＵＴ１６に出力する。

こうして、歪み補償係数ｈが更新値ｈ’により書き換えられ、更新値ｈ’を入力サンプルＳ（ｔ）に乗算することで、ＨＰＡ１４の出力信号における非線形歪みが補償される。
特許文献１および２は、増幅器における歪み補償係数の更新に用いる誤差信号に対して平均化処理を行うことで、ノイズの影響を低減する方法に関し、特許文献３は、マイクロコンピュータにおける簡易平均値算出回路に関する。
特開平１０−３２４３５号公報 特開２００３−１９８２７０号公報 特開平４−１１４２３２号公報 "Digital Predistortion Reference Design"、［online］、［平成１９年６月１１日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：http://www.altera.com/literature/an/an314.pdf ＞

しかしながら、上述したＤＰＤリファレンス設計における歪み補償係数の更新方法には、次のような問題がある。
一般に、ＨＰＡ１４は、非線形モード（クラスＢ、Ａ−Ｂ、Ｃ）で動作し、その出力信号には所望の成分と望ましくない成分が含まれる。所望の成分とは、フィードバックに有用な信号Ｓ（ｔ）であり、望ましくない成分とは、非線形増幅に起因する異なる相互変調生成物およびノイズである。

これらの望ましくない成分は、有用な信号Ｓ（ｔ）とともに信号ｙ（ｔ）としてＤＰＤにフィードバックされ、更新部２０による推定結果を歪ませる。このため、更新部２０から出力される訂正値Δｈにはいくらかのノイズ成分が含まれ、更新部２０の動作精度が低下する。したがって、ＤＰＤの追跡能力が低下し、帯域外スペクトル成分が増加する。

本発明の課題は、増幅信号の前置歪み補償処理に用いられる歪み補償係数を更新する装置において、ノイズによる悪影響を低減し、更新精度を向上させることである。

開示の歪み補償係数更新装置は、出力部を備え、前置歪み補償処理前の送信信号と、増幅後の信号とに基いて算出した訂正値と、歪み補償係数とを加算部により加算して歪み補償係数を更新する。出力部は、加算部により加算して得られた歪み補償係数のうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を、前置歪み補償処理前の送信信号に乗算されるべき係数として抽出して出力する。

このような構成によれば、更新された歪み補償係数の最上位のビットから所定数のビットを含む部分のみが加算部に出力され、送信信号の前置歪み補償処理に用いられる。一方、ノイズの影響を受けた、最下位のビットから所定数のビットを含む部分は加算部に出力されず、前置歪み補償処理には用いられない。したがって、増幅後の信号に含まれる所望の成分に基づく更新結果を歪み補償に反映することができ、更新精度が向上する。

開示の歪み補償増幅器は、更新部、加算部、記憶部、乗算部、および増幅部を備える。更新部は、前置歪み補償処理前の送信信号と、増幅後の信号とに基いて訂正値を算出し、加算部は、得られた訂正値と歪み補償係数を加算する。記憶部は、加算部により加算して得られた歪み補償係数を記憶し、その歪み補償係数のうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を抽出して出力する。乗算部は、記憶部から出力された部分を、前置歪み補償処理前の送信信号に乗算し、増幅部は、乗算部により乗算して得られた信号を増幅し、増幅後の信号を出力する。

このような構成によれば、第１の歪み補償係数更新装置と同様に、増幅後の信号に含まれる所望の成分に基づく更新結果を歪み補償に反映することができ、更新精度が向上する。

開示の歪み補償係数更新装置および歪み補償増幅器によれば、増幅信号の前置歪み補償
処理に用いられる歪み補償係数の更新精度を向上させることができる。

以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。
図１は、実施形態の歪み補償増幅器の構成例を示している。この歪み補償増幅器は、図７に示した歪み補償増幅器において、ＬＵＴ１６、加算器１９、および更新部２０をＬＵＴ１０１、加算器１０２、および更新部１０３に置き換えた構成を有する。図７の構成要素と同じ符号を有する構成要素の動作については、図７の場合と同様である。

図１の歪み補償増幅器は、歪み補償係数の上位ビットを抽出してサンプルＳ（ｔ）に乗算することで、ノイズの影響を低減したＤＰＤを実現する。従来の歪み補償係数の更新処理では、図２に示すように、ＬＵＴ１６は、ｈ１ビットのデータ長を有する歪み補償係数ｈを記憶している。そして、加算器１９は、ｈ１ビットの歪み補償係数ｈにｈ１ビットの訂正値Δｈを加算してｈ１ビットの更新値ｈ’を求め、ＬＵＴ１６に出力する。更新されたｈ１ビットの歪み補償係数ｈは、そのままサンプルＳ（ｔ）に乗算される。

一方、実施形態の歪み補償係数の更新処理では、図３に示すように、ＬＵＴ１０１は、ｈ２ビットのデータ長を有する歪み補償係数ｈを記憶している。ここで、ｈ１＜ｈ２である。加算器１０２は、ｈ２ビットの歪み補償係数ｈにｈ２ビットの訂正値Δｈを加算してｈ２ビットの更新値ｈ’を求め、ＬＵＴ１０１に出力する。ＬＵＴ１０１は、更新されたｈ２ビットの歪み補償係数ｈのうち、最上位のビット（ＭＳＢ）からｈ１ビットのみを乗算器１１に出力し、乗算器１１は、ｈ１ビットの出力値をサンプルＳ（ｔ）に乗算する。

このように、ＬＵＴ１０１、加算器１０２、および更新部１０３では、すべての信号処理がｈ２ビットのデータ長で行われ、実際の入力信号に対する歪み補償のための乗算Ｓ（ｔ）＊ｈにおいては、歪み補償係数の上位ｈ１ビットのみが用いられる。

図３において、歪み補償係数ｈの最下位のビット（ＬＳＢ）から所定数のビットは、ノイズにより破損していると考えられる。しかしながら、歪み補償係数ｈの再循環スキームにより、数回の加算を繰り返した後には、歪み補償係数ｈのノイズ成分は平均化されて除去される。一方、有用な信号はＬＵＴに蓄積され、一定時間経過後には、下位ビットの値が上位ビットに繰り上がって、歪み補償に用いられようになる。

図４は、歪み補償増幅器をＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信システムの送信機に適用した場合のＲＦ出力のパワースペクトルを示している。理想的なスペクトル４０３と比較すると、図７に示した従来の歪み補償増幅器のスペクトル４０１にはかなり大きな帯域外ノイズ成分が含まれている。一方、図１の歪み補償増幅器のスペクトル４０２では、帯域外ノイズ成分が低減されていることが分かる。シミュレーションによれば、帯域外ノイズを３ｄＢ以上抑圧することが可能である。

ところで、ノイズを抑圧するために歪み補償係数ｈの上位ビットのみを抽出する方法の他に、歪み補償係数の訂正値Δｈを平均化する方法も考えられる。ただし、図７の構成において更新部２０の出力を単純に平均化しただけでは、サンプル間干渉が発生して最小二乗アルゴリズムによる推定精度が低下する。

更新部２０は、ＦＩＦＯ（first-in first-out）の方法でＬＵＴ１６の各エントリに対する訂正値Δｈを計算するため、各訂正値ΔｈはＬＵＴ１６の各アドレスに格納された各エントリに対応している。ここで、訂正値Δｈがエントリに対応するとは、そのエントリから読み出された歪み補償係数ｈとサンプルＳ（ｔ）の乗算結果をフィードバックすることで、その訂正値Δｈが計算されることを意味する。

しかし、ＬＵＴ１６のリードアドレスＲｅａｄＡｄｄｒは、サンプルＳ（ｔ）の振幅またはパワーに依存して変化するため、更新部２０から出力される一連の訂正値Δｈは、それぞれ異なるエントリに対応している。ＬＵＴ１６の異なるアドレスに格納された異なるエントリに対応する一連の訂正値Δｈを区別せずに平均化すれば、得られる平均値はサンプル間干渉あるいはエントリ間干渉により破損してしまう。そこで、ＬＵＴ１６のエントリ毎に訂正値Δｈを区別して平均化することが望ましい。

図５は、このような平均化処理を行う歪み補償増幅器の構成例を示している。この歪み補償増幅器は、図７に示した歪み補償増幅器に対して、セレクタ５０１、５０３、および平均化処理部５０１−１〜５０２−Ｎを追加した構成を有する。図７の構成要素と同じ符号を有する構成要素の動作については、図７の場合と同様である。

平均化処理部５０１−ｉ（ｉ＝１，２，．．．，Ｎ）は、ＬＵＴ１６のｉ番目のエントリに対応する訂正値Δｈの平均値を計算し、セレクタ５０１および５０３は、遅延部１８から出力されるライトアドレスＷｒｉｔｅＡｄｄｒにより制御され、そのアドレスに格納されたエントリに対応する平均化処理部５０１−ｉを選択する。

セレクタ５０３は、更新部２０から出力される訂正値ΔｈをＷｒｉｔｅＡｄｄｒにより選択される平均化処理部５０１−ｉに出力し、セレクタ５０１は、ＷｒｉｔｅＡｄｄｒにより選択される平均化処理部５０１−ｉから出力される平均値を加算器１９に出力する。平均化処理部５０１−ｉは、セレクタ５０３から出力されるｉ番目のエントリ用の訂正値Δｈを一時的に保持し、複数の訂正値Δｈの平均値を計算する。

このような平均化処理によれば、ＬＵＴ１６のあるエントリの更新時には、そのエントリに対応する訂正値Δｈのみが平均化されて加算されるため、サンプル間干渉は完全に除去される。

図６は、ＯＦＤＭ通信システム等における基地局装置の構成例を示している。基地局装置６０１は、送信データ生成部６０２、歪み補償増幅器６０３、およびアンテナ６０４を備える。歪み補償増幅器６０３は、図１または図５に示した構成を有し、送信データ生成部６０２により生成される送信データを入力信号としてアップコンバートした後、増幅する。そして、増幅された信号を、アンテナ６０４を介して移動端末等の通信装置に送信する。

以上、図１から図６までを参照しながら説明した実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）前置歪み補償処理前の送信信号と増幅後の信号とに基いて算出した訂正値と、歪み補償係数とを加算部により加算して、前記前置歪み補償処理に用いる歪み補償係数を更新する歪み補償係数更新装置において、
前記加算部により加算して得られた歪み補償係数のうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を、前記前置歪み補償処理前の送信信号に乗算されるべき係数として抽出して出力する出力部、
を備えたことを特徴とする歪み補償係数更新装置。
（付記２）前記加算部により加算して得られた前記歪み補償係数を記憶する記憶部をさらに備え、
前記出力部による抽出は、該記憶部に記憶された歪み補償係数に対して行われ、前記加算部による加算に用いられる前記歪み補償係数は、該記憶部に記憶された歪み補償係数を読み出して用いられる、
ことを特徴とする付記１記載の歪み補償係数更新装置。
（付記３）前記最下位のビットから所定数のビットの値は、前記加算部による複数回の加算を繰り返した後に平均化される、
ことを特徴とする付記１記載の歪み補償係数更新装置。
（付記４）前置歪み補償処理前の送信信号と、増幅後の信号とに基いて訂正値を算出する更新部と、
得られた訂正値と歪み補償係数を加算する加算部と、
前記加算部により加算して得られた前記歪み補償係数を記憶し、該歪み補償係数のうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を抽出して出力する記憶部と、
前記記憶部から出力された部分を、前記前置歪み補償処理前の送信信号に乗算する乗算部と、
前記乗算部により乗算して得られた信号を増幅し、前記増幅後の信号を出力する増幅部と、
を備えたことを特徴とする歪み補償増幅器。
（付記５）前置歪み補償処理前の送信信号を生成する生成部と、
前記前置歪み補償処理前の送信信号と、増幅後の信号とに基いて訂正値を算出する更新部と、
得られた訂正値と歪み補償係数を加算する加算部と、
前記加算部により加算して得られた前記歪み補償係数を記憶し、該歪み補償係数のうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を抽出して出力する記憶部と、
前記記憶部から出力された部分を、前記前置歪み補償処理前の送信信号に乗算する乗算部と、
前記乗算部により乗算して得られた信号を増幅し、前記増幅後の信号を送信する増幅部と、
を備えたことを特徴とする基地局装置。
（付記６）前置歪み補償処理前の送信信号と、増幅後の信号とに基いて訂正値を算出し、
得られた訂正値と歪み補償係数を加算して歪み補償係数を更新し、
前記加算部により加算して得られた歪み補償係数のうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を、前記前置歪み補償処理前の送信信号に乗算されるべき係数として抽出する、
ことを特徴とする歪み補償係数更新方法。
（付記７）前置歪み補償処理前の送信信号と増幅後の信号とに基いて算出した訂正値と、歪み補償係数とを加算部により加算して、前記前置歪み補償処理に用いる歪み補償係数を更新する歪み補償係数更新装置において、
複数の歪み補償係数に対応する複数の訂正値のそれぞれについて訂正値の平均値を計算する複数の平均化処理部と、
前記複数の平均化処理部のうち、更新対象の歪み補償係数に対応する訂正値の平均値を計算する平均化処理部を選択し、選択された平均化処理部により計算される平均値を、前記更新対象の歪み補償係数に加算されるべき訂正値として出力するセレクタと、
を備えたことを特徴とする歪み補償係数更新装置。

第１の歪み補償増幅器の構成図である。 従来の更新処理を示す図である。 実施形態の更新処理を示す図である。 ＯＦＤＭ信号のパワースペクトルを示す図である。 第２の歪み補償増幅器の構成図である。 基地局装置の構成図である。 従来の歪み補償増幅器の構成図である。

符号の説明

１１、２１ 乗算器
１２ デジタル／アナログ変換器
１３ ＲＦＩ−Ｑ変調器
１４ 高出力増幅器
１５ アドレス計算部
１６、１０１ 参照テーブル
１７、１８ 遅延部
１９、１０２ 加算器
２０、１０３ 更新部
２２ 減算器
２３ アナログ／デジタル変換器
２４ ＲＦＩ−Ｑ復調器
４０１、４０２、４０３ スペクトル
５０１、５０３ セレクタ
５０２−１、５０２−２、５０２−Ｎ 平均化処理部
６０１ 基地局装置
６０２ 送信データ生成部
６０３ 歪み補償増幅器
６０４ アンテナ

Claims (5)

1. 前置歪み補償処理前の送信信号と増幅後の信号とに基いて算出した訂正値と、歪み補償係数とを加算部により加算して、前記前置歪み補償処理に用いる歪み補償係数を更新する歪み補償係数更新装置において、
   前記加算部により加算して得られた歪み補償係数のうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を、前記前置歪み補償処理前の送信信号に乗算されるべき係数として抽出して出力する出力部、
   を備えたことを特徴とする歪み補償係数更新装置。
2. 前記加算部により加算して得られた前記歪み補償係数を記憶する記憶部をさらに備え、
   前記出力部による抽出は、該記憶部に記憶された歪み補償係数に対して行われ、前記加算部による加算に用いられる前記歪み補償係数は、該記憶部に記憶された歪み補償係数を読み出して用いられる、
   ことを特徴とする請求項１記載の歪み補償係数更新装置。
3. 前置歪み補償処理前の送信信号と、増幅後の信号とに基いて訂正値を算出する更新部と、
   得られた訂正値と歪み補償係数を加算する加算部と、
   前記加算部により加算して得られた前記歪み補償係数を記憶し、該歪み補償係数のうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を抽出して出力する記憶部と、
   前記記憶部から出力された部分を、前記前置歪み補償処理前の送信信号に乗算する乗算部と、
   前記乗算部により乗算して得られた信号を増幅し、前記増幅後の信号を出力する増幅部と、
   を備えたことを特徴とする歪み補償増幅器。
4. 前置歪み補償処理前の送信信号を生成する生成部と、
   前記前置歪み補償処理前の送信信号と、増幅後の信号とに基いて訂正値を算出する更新部と、
   得られた訂正値と歪み補償係数を加算する加算部と、
   前記加算部により加算して得られた前記歪み補償係数を記憶し、該歪み補償係数のうち、少なくとも最下位のビットから所定数のビットを含まず、最上位のビットから所定数のビットを含む部分を抽出して出力する記憶部と、
   前記記憶部から出力された部分を、前記前置歪み補償処理前の送信信号に乗算する乗算部と、
   前記乗算部により乗算して得られた信号を増幅し、前記増幅後の信号を送信する増幅部と、
   を備えたことを特徴とする基地局装置。
5. 前置歪み補償処理前の送信信号と増幅後の信号とに基いて算出した訂正値と、歪み補償係数とを加算部により加算して、前記前置歪み補償処理に用いる歪み補償係数を更新する歪み補償係数更新装置において、
   複数の歪み補償係数に対応する複数の訂正値のそれぞれについて訂正値の平均値を計算する複数の平均化処理部と、
   前記複数の平均化処理部のうち、更新対象の歪み補償係数に対応する訂正値の平均値を計算する平均化処理部を選択し、選択された平均化処理部により計算される平均値を、前記更新対象の歪み補償係数に加算されるべき訂正値として出力するセレクタと、
   を備えたことを特徴とする歪み補償係数更新装置。

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