JP2009124812A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ負荷トルクに応じてＶ／ｆ制御によりセンサレス正弦波駆動する。
【解決手段】直流電源１の直流電力をインバータ回路２により交流電力に変換してモータ３を駆動してモータ負荷４を回転駆動し、電流検出手段５によりモータ電流のピーク値に応じたピーク電流を検出し、推定演算したモータ負荷電流より所定の電流位相となるピーク電流目標値を設定し、検出したモータピーク電流が設定値となるように制御手段６によりインバータ回路２の出力電圧あるいは出力周波数を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明はモータ駆動装置に関するもので、特に永久磁石モータのＶ／ｆ制御によるモータ制御手段に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、シャント抵抗によりインバータ回路直流電流を検出し、直流電流よりモータ有効電流Ｉδを推定演算してモータ電流が所定値となるようにＶ／ｆ制御するようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−２１８２７３号公報

しかし、従来のモータ駆動装置はインバータ回路スイッチング状態に応じて変化するシャント抵抗電圧から直流平均電流を検出するために、フィルター回路と積分回路（平均回路）を用いるため回路が複雑となり、電流検知精度を高くすると電流検知応答性が悪くなる課題があった。さらに、永久磁石モータのＶ／ｆ制御はロータ位置を演算推定しないセンサレス制御方式のため乱調が発生し易く、制御応答性が悪いと乱調が発生し易くなるので、検知精度と制御応答性がトレードオフとなる課題があった。

また、従来方式はモータ有効電流Ｉδを推定演算して駆動周波数を変更する方式なので、負荷トルクが増加すると回転数が低下し目標回転数に制御できない課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、モータピーク電流を検知して所定値に制御することによりセンサレス正弦波駆動するものであり、ｑ軸とモータ印加電圧軸（δ軸）の負荷角を一定制御することにより安定性に優れたセンサレス制御が可能となり、電流検知精度と検知応答性、制御応答性も良く、さらにモータ負荷電流を推定演算し、モータ負荷電流に応じてモータピーク電流を設定し、ｑ軸から電流を進める進み角制御により最大効率運転することを目的とするものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動し、モータ電流のピーク値と、モータ負荷電流に相当するトルク電流、あるいは、モータ有効電流に応じて設定するモータピーク電流設定値とを比較し、その偏差信号により目標ピーク電流となるようにインバータ周波数、あるいはインバータ出力電圧を制御するものである。

本発明のモータ駆動装置は、モータ電流のピーク値が、負荷トルクに応じたトルク電流、あるいはモータ有効電流とほぼ等しく、あるいは、大きくなるようにインバータ出力電圧制御、あるいは周波数制御することにより永久磁石モータをセンサレス駆動するものであり、座標変換不要で、突極性あるいは非突極性モータに関わらず乱調せずに安定制御可能となり、さらに進み角制御や最大効率運転が可能となる。また、高速Ａ／Ｄ変換手段や高速座標変換手段無しでも制御できるため、安価なプロセッサと、従来の位置推定方式センサレス駆動と比較して１／１０から１／２０のプログラム容量となり、簡単な制御プログラムでセンサレス正弦波駆動可能なモータ駆動装置を実現できる。また、簡単で安価な電流センサを使用でき、モータパラメータと制御パラメータが非常に少ないため、ロバスト性に優れ、安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。さらに、プログラム容量が少なく、座標変換などの高速演算不要となるのでプロセッサへの負担が少なくなり、１つのプロセッサにより複数のモータを同時に制御でき、１プロセッサ複数モータ同時駆動システムを簡単に構成できる。

第１の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石モータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記モータ電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記制御手段は、前記モータの電流ピーク値を検出するピーク電流検出手段と、前記モータのトルク電流、あるいは有効電流に応じた電流を検出する負荷電流検出手段と、前記負荷電流検出手段の出力信号によりモータピーク電流を設定するピーク電流設定手段と、前記ピーク電流検出手段の出力信号と前記ピーク電流設定手段の出力信号を比較する比較手段と、前記インバータ回路の出力周波数を制御する周波数制御手段と、前記周波数制御手段の出力信号により前記インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段と、前記インバータ出力電圧あるいは出力周波数を補正する補正手段よりなり、前記比較手段の出力信号を前記補正手段に加え前記モータピーク電流を制御するようにしたものであり、座標変換無しで最大効率運転制御、あるいは進み角制御が可能となり、安価なプロセッサと簡単な電流検知手段により低価格、高信頼性、高効率のセンサレス正弦波駆動システムが実現できる。

第２の発明は、第１の発明における負荷電流検出手段の出力信号によりピーク電流設定手段の設定値を変更し、モータ電流位相を制御するようにしたものであり、トルク電流、あるいはモータ有効電流に対応するピーク電流設定値の比を調整することによりｑ軸からの電流位相βを制御することが可能となり、表面磁石モータ（ＳＰＭＳＭ）ではｑ軸とほぼ同相に制御し、埋め込み磁石モータ（ＩＰＭＳＭ）では電流進角制御により最大効率運転が可能となる。

第３の発明は、第１の発明における周波数制御手段の出力信号によりインバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段の電圧係数を変更することにより、モータ電流位相を制御するようにしたものであり、モータ誘起電圧に対するモータ印加電圧比を調整することによりｑ軸からの電流位相βを制御することが可能となり、表面磁石モータ（ＳＰＭＳＭ）ではｑ軸とほぼ同相に制御し、埋め込み磁石モータ（ＩＰＭＳＭ）では電流進角制御により最大効率運転が可能となる。

第４の発明は、第１発明におけるインバータ出力電圧あるいはインバータ出力周波数を補正する補正手段は、モータ起動時には出力電圧を補正し、モータ起動後は出力周波数を補正するようにしたものであり、モータ起動時には電圧制御により所定のモータ電流に制御してトルクを確保し、起動後にインバータ出力電圧はモータ誘起電圧に対して所定比率の電圧を加え、周波数制御によりｑ軸からの電流位相が所定値となるように制御することにより安定回転制御可能となるので、起動トルクの大きい負荷でも起動可能となる。

第５の発明は、第１発明におけるインバータ出力電圧あるいはインバータ出力周波数を補正する補正手段は、モータ起動時には出力電圧と出力周波数を補正し、モータ起動後は出力周波数を補正するようにしたものであり、モータ起動時には電圧制御と周波数制御により所定のモータ電流に制御してトルクを確保し、起動後にインバータ出力電圧はモータ誘起電圧に対して所定比率の電圧を加え、周波数制御によりｑ軸からの電流位相が所定値となるように制御することにより安定回転制御可能となるので、起動トルクの大きい負荷でも乱調を減らすことが可能となり安定起動可能となる。

第６の発明は、第１発明におけるインバータ回路直流電圧と直流電流よりモータのトルク電流、あるいは有効電流を検出するようにしたものであり、直流電圧検出手段と１つのシャント抵抗によりインバータ入力電力を容易に検出でき、さらに、シャント抵抗よりモータピーク電流も検出できるので、安価でシンプルな電流検出手段により最適電流位相が可能となり、安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。

第７の発明は、第１発明における負荷電流検出手段の出力信号は遅延手段を介してピーク電流設定手段に加えるようにしたものであり、遅延手段により負荷電流フィードバック制御の振動を抑制できるだけではなく、起動時のピーク電流一定制御から起動後の負荷電流フィードバック制御への移行をスムーズに制御できるので、最適な負荷トルク追尾制御が可能となる。

第８の発明は、第１発明におけるインバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段の電圧係数を、インバータ出力周波数に応じて減らしモータ印加電圧を減らすようにしたものであり、高速回転時に進み角を大きくして電圧飽和の影響を減らすことができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。

図１において、直流電源１より３相フルブリッジインバータ回路２に直流電力を供給し、インバータ回路２により３相交流電力に変換し永久磁石モータ３を駆動する。モータ３はファン、ポンプ、コンプレッサなどのモータ負荷４を駆動する。インバータ回路２の負電圧側にシャント抵抗よりなる電流検出手段５を接続し、インバータ回路２に流れる直流電流を検出することによりインバータ回路２の出力電流、すなわち、モータ３のピーク電流に相当する直流ピーク電流Ｉｐと、インバータ出力、すなわちモータ出力に相当する直流平均電流Ｉｄｃを検出する。

制御手段６は、電流検出手段５の出力信号によりモータ電流ピーク値と負荷トルクに応じた電流を検出し、モータ電流ピーク値Ｉｐが負荷トルクに対応した最適値となるようにインバータ出力電圧と出力周波数を制御しモータ３をセンサレス正弦波駆動する。ピーク電流検出手段６０は、モータピーク電流、すなわち、モータ電流の正負の最大電流に対応するシャント抵抗電流ピーク値を検出するもので、オペアンプ、ダイオード、抵抗、キャパシタよりなる簡単なピーク電流検出回路により構成できる。負荷電流検出手段６１は、モータトルク電流Ｉｑ、あるいはモータ有効電流成分Ｉδを推定演算するもので、推定演算の詳細は後ほど説明する。負荷電流検出手段６１の出力信号はピーク電流設定手段６２に加えられ、トルク電流Ｉｑ、あるいはモータ有効電流成分Ｉδとほぼ等しい電流値、あるいは、所定の倍率となるピーク電流設定信号ｉｐ＊を設定し、電流ピーク信号ｉｐとピーク電流設定信号ｉｐ＊を比較手段６３に加えて偏差信号Δｉｐを出力する。

図２は埋め込み磁石モータ（ＩＰＭＳＭ）のベクトル図を示す。

図２は、ロータ磁石からみたｄ−ｑ座標と、インバータ出力電圧からみたγ−δ座標の関係を示し、ｄ−ｑ座標とγ−δ座標の位相差δは負荷角δ（δ＝φ＋β）と呼ばれる。Ｉｑ、Ｉｄはモータ電流Ｉをｄ−ｑ座標へベクトル分解した電流ベクトルで、Ｉγ、Ｉδはモータ電流Ｉをγ−δ座標へベクトル分解した電流ベクトルを示す。位相βはｑ軸からの電流位相で、位相φはモータ電圧Ｖａに対する力率角を示している。ＩＰＭＳＭはリラクタンストルクを利用するため進み角制御する必要があり、一般的にｑ軸よりも電流位相を３０度進角させると最大効率運転になるとされている。進み角βを大きくするために負荷角δを大きくする必要があり、本発明による出力電流一定方式はインバータ出力電圧を誘起電圧とほぼ同等、あるいは誘起電圧よりも小さく設定し、モータ電流Ｉをトルク電流Ｉｑ（＝Ｉｃｏｓβ）、あるいは有効電流Ｉδ（＝Ｉｃｏｓφ）よりも大きく設定することにより負荷角δを大きくすることができる。すなわち、トルク電流Ｉｑがわかれば、所定の電流位相βに設定するためにはモータ電流Ｉを、トルク電流Ｉｑをｃｏｓβで徐した値Ｉｐ＝Ｉｑ／ｃｏｓβに設定すればよいことがわかる。また、モータ印加電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｅｍとほぼ等しい値か、モータ誘起電圧Ｅｍよりも低めに設定すると進み角βを大きくすることができる。

図３は２相変調時のＰＷＭ信号とシャント抵抗電圧波形を示す。

図３においてｖｃは三角波キャリヤ信号、ｖｕ、ｖｖはそれぞれｕ相、ｖ相の変調信号、ｕｐ、ｖｐ、ｗｐはＵＶＷ各相の上アーム制御信号、Ｖｓｈはシャント抵抗電圧波形を示す。ｗ相下アームトランジスタは強制的に導通させるので、ｗ相変調信号は示していない。

２相変調においてモータピーク電流が現れるパターンは、図３に示すように１相の上アームのみオンしている区間（ｔ０〜ｔ２、ｔ４〜ｔ５）、あるいは２相の上アームがオンしている区間（ｔ５〜ｔ７）に現れる。２相変調は３相変調と異なり２相のみＰＷＭ制御されるのでピーク電流が現れる区間が広くなるのでピーク電流検出が容易となる。

図４は、ＵＶＷ各相の２変調信号波形と各相電流がシャント抵抗に現れる位相を示している。０から１／３πまでの区間はＷ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖ、１／３πから２／３πまでの区間はＵ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖ、２／３πからπまでの区間はＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗと、順次各相電流が現れる。電流ピーク値が現れる区間は図の矢印で示しているように、各相の中性点からの電圧がピークとなる位相から３０度遅れるので、２相変調の２つのピーク近傍で正と負の各相電流のピーク値が出現する。すなわち、区間０から１／３πはＩｗのピーク値、区間１／３πから２／３πはＩｖのピーク値、区間２／３πからπまではＩｕのピーク値と、１周期で計６回ピーク値が出現する。電流位相が電圧位相よりも３０度遅れた場合にはピーク電流の検出は容易であるが、６０度遅れるとパルス幅が狭くなって電流検出が困難となることを示している。しかしながら、ＩＰＭＳＭの場合には、電圧位相と電流位相の力率角φは小さくなるので、電流ピーク値の検出は容易であり、ＳＰＭＳＭの場合は進み角βはわずか、あるいはほぼ零に設定するので力率角φが大きくなる場合は非常にまれであり、実用上ほとんど問題は発生しない。

１シャント電流検知方式で、かつ、電圧増幅器とピークホールド回路よりピーク電流検知手段を構成する方式は、ハードウェア構成が簡単なだけではなくプロセッサのソフトウェアにも負担が少なく簡単となる特長がある。また、電流検出するＡ／Ｄ変換タイミングは、インバータ回路のスイッチングトランジスタが全てオン又はオフしているキャリヤ信号の谷、あるいはピーク（図３のｔ０、ｔ３、ｔ６）でよく、電流検出が簡単で、かつ、ノイズにも強い特長がある。

１シャント電流検知方式による正弦波電流の従来からの再現方法は、キャリヤ周波数が高い場合や、変調度が大きくなった場合には電流検出不可能領域が出現するので、各位相に対応した瞬時電流を検出する場合には３シャント電流検知方式の方が優れている。しかし、本願発明においては座標変換不要なので正弦波電流を再現する必要はなく、モータ電流のピーク値を検出するだけでよいので、１シャント電流検知方式により実現できるので回路構成が簡単となり、かつ過電流検出が容易となる。さらに、インバータ回路のＰＷＭ制御を２相変調にするとピーク電流検出が容易となる。勿論、３シャント電流検知方式でも問題はないが電流回路とプロセッサのＡ／Ｄ変換機能を増やす必要があり価格が高くなる。

周波数制御手段６４は、インバータ回路２の出力周波数を設定するもので、周波数信号ωを電圧制御手段６５に加え周波数に比例した電圧Ｖｆを発生させる。電圧Ｖｆはモータ誘起電圧Ｅｍに対応した電圧を発生させるのでＶｆ＝ω×Ｋｅ×ｋｒとなり、Ｋｅは誘起電圧定数となる。ｋｒは０．８〜１．２の値とし、通常は１よりも小さくすると電流進み角βが大きくなり、１よりも大きくすると電流位相βは零に近づく。補正手段６６は、電圧補正手段６６ａと周波数補正手段６６ｂより構成され、それぞれ、電流偏差信号Δｉｐにより制御され、電圧補正手段６６の出力信号Ｖδは正弦波ＰＷＭ制御手段６７に加えられ、周波数補正手段６６ｂの出力信号ω１は位相信号発生手段６８に加えられる。位相信号発生手段６８は角周波数ω１を積分し、電気角信号θを発生して正弦波ＰＷＭ制御手段６７に電気角信号θを加える。

正弦波ＰＷＭ制御手段６７は、電圧信号Ｖδとインバータ回路２の直流電源電圧Ｅｄｃに応じてインバータ回路２をＰＷＭ制御しモータ３を正弦波駆動するもので、通常は２相変調が用いられる。２相変調にするとモータ相間電圧を３相変調よりも高くできるだけではなく、インバータ回路２のスイッチング損失を減らすことができ、さらに、モータ３のピーク電流検出精度を向上させることができる。周波数設定手段６４の出力信号ωに誘起電圧定数Ｋｅを乗じた電圧Ｖｆに補正電圧ΔＶδと起動電圧Ｖｓを加えた制御電圧Ｖδに応じた電圧がモータ３に印加するように正弦波ＰＷＭ制御手段６５を制御する。Ｖδは数式１より求められる。

ここで、ｋｒは前述したように進み角制御用の電圧係数で、０．８〜１．２の値に調整する。またモータ高速回転時に、インバータ周波数が高くなるほど電圧係数ｋｒを小さくすることによりモータ印加電圧を減少させて進み角となるように制御でき、電圧飽和の影響を減らすことができる。

モータ各相電圧制御信号は電圧制御信号Ｖδと電気角θから数式２より求められる。

電圧補正手段６６ａは、電流偏差信号Δｉｐに比例してインバータ出力電圧信号Ｖδを補正変更し安定化制御するもので数式３に従い補正電圧ΔＶδを求めＰＩ制御する。ピーク電流ｉｐが設定値ｉｐ＊よりも増加すると（Δｉｐは負になるので）出力電圧を低下させ、ピーク電流ｉｐが設定値ｉｐ＊よりも低下すると（Δｉｐは正になるので）逆に出力電圧を増加させる。

数式３において、Ｋｐは比例定数、Ｋｉは積分定数である。

モータがＳＰＭＳＭの場合、モータトルク電流Ｉｑは、インバータ回路入力電力（Ｐｉｎ＝Ｅｄｃ×Ｉｄｃ）をモータ誘起電圧（Ｅｍ＝Ｋｅ×ω）で除した値となるので、数式４より求められる。

数式４において、ｋηは効率に相当する定数である。また、制御信号Ｖｆは誘起電圧Ｅｍに対応した信号となる。

また、有効電流Ｉδは数式５より求めることができる。

数式５において、Ｖａはモータ印加電圧、ｋｄは効率に相当する補正係数である。モータ印加電圧Ｖａは、インバータ出力電圧制御信号Ｖδより求めた変調度とインバータ回路直流電源電圧Ｅｄｃより求めることができる。よって、数式５よりインバータ回路直流平均電流Ｉｄｃを変調度で徐するとＩδを求めることがわかる。図２のベクトル図に示すようにトルク電流Ｉｑと有効電流Ｉδは非常に近い値となるが、Ｉｑは誘起電圧定数Ｋｅのバラツキの影響を受けるため、検知精度はＩδが優れている。しかし、ピーク電流設定値ｉｐ＊は、実際のトルク電流よりも大きめに設定するとより安定となるので、数式４より求めたＩｑを使う方が安定性がよい。

周波数補正手段６６ｂは、ピーク電流信号ｉｐとピーク電流設定信号ｉｐ＊との偏差信号Δｉｐによりインバータ出力周波数ω１を補正するもので、数式６により表される関係式により補正される。

すなわち、周波数補正信号Δωは偏差信号Δｉｐにより比例制御され、比例定数はＫｆとなる。ピーク電流設定信号ｉｐ＊よりもピーク電流信号ｉｐが増加すると偏差信号Δｉｐは負となるのでインバータ出力周波数は低くなる。逆に、ピーク電流設定信号ｉｐ＊よりもピーク電流信号ｉｐが低下すると偏差信号Δｉｐは正となるのでインバータ出力周波数は高くなる。インバータ周波数が高くなるとγ−δ軸はｄ−ｑ軸よりも進み角となるので電流が増加するので、数式６はインバータ出力周波数ω１と周波数目標値ωがほぼ等しくなるように電流制御することがわかる。見方を変えれば、式６はγ−δ軸とｄ−ｑ軸の位相差δ（負荷角）を一定制御するものと考えられる。周波数制御方式は電圧制御と異なり比例制御で安定化できるので、応答時間遅れがなく比例定数Ｋｆにより安定化でき制動係数ζは数式７より与えられる。

ここで、Ｐは磁石の極数であり、Ｊはモータ３とモータ負荷４の慣性モーメント、Ｌはモータコイルのインダクタンスを示す。数式７に示すように、ピーク電流を周波数制御する本発明方式は、従来の有効電流を周波数制御する方式よりも安定性に優れている。

以上述べたように、実施の形態１は本発明の基本方式を説明したものであり、インバータ回路直流電流ピーク値Ｉｐを検出して、ピーク値Ｉｐが目標設定値Ｉｐ＊となるようにインバータ回路出力電圧、あるいは、出力周波数を補正するもので、インバータ回路直流電流平均値とモータ誘起電圧、あるいはモータ印加電圧より求めたトルク電流Ｉｑ、あるいはＩｑよりも大きめの値を目標設定値Ｉｐ＊とし、ピーク電流Ｉｐとピーク電流設定値Ｉｐ＊との誤差信号Δｉｐによりインバータ出力電圧、あるいは出力周波数を補正してピーク電流Ｉｐが電流設定値Ｉｐ＊と等しくなるように制御する。このように制御すると、モータ電流は負荷トルクに応じて制御され、ｑ軸からの進み角βを制御できるので負荷変動に関わらず常に最大効率運転制御される。

なお、実施の形態では電圧・周波数制御について示したが、慣性モーメントが小さい場合にはインバータ出力電圧一定で誤差信号Δｉｐによりインバータ周波数を補正し負荷角δを直接制御することによりモータ電流Ｉを制御することができる。ファンやポンプ負荷などの回転数低減負荷では、回転数の２乗でトルクが変化するので制動係数が大きく、電圧制御だけでも安定化制御が可能となる。定トルク負荷の場合などでは電圧制御では乱調が発生するが、周波数制御すると制動係数は大きくなるので制御安定性に優れ、乱調はほとんど発生しなくなる。

数式４、数式５に示したように、トルク電流Ｉｑ、あるいは有効電流Ｉδを求めるためには、インバータ回路直流平均電流Ｉｄｃだけではなく直流電源電圧Ｅｄｃも検出する必要がある。しかし、通常、小型モータの場合には直流電源電圧Ｅｄｃは一定で、かつ、予めわかっているので検知する必要がなく、プロセッサのトルク推定演算係数だけ変更すればよいので省略した。

家庭用の交流電源を整流して直流電源を構成する場合や、直流電源電圧の変動が大きい場合には、直流電源電圧検知手段が必要となることは言うまでもない。また、Ｖ／ｆ制御によるモータ制御においては、直流電源電圧変動が大きい場合、直流電源電圧Ｅｄｃを検知して変調度を制御する必要があり、直流電源電圧検知手段は必須となるが、詳細は省略する。

トルク電流Ｉｑ、あるいは有効電流Ｉδの推定方法は、実施の形態１に示す以外に、モータ定数とモータピーク電流Ｉｐ、モータ印加電圧Ｖａより演算で求めることができることは明らかである。実施の形態１に示す方法は、演算が簡単で８ｂｉｔ、あるいは１６ｂｉｔプロセッサで実行可能であり、最も低価格なセンサレス正弦波駆動を実現できる。

（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の制御手段の詳細なブロック図を示すものである。

以下、制御手段６の詳細なブロック図について説明を行う。

負荷電流検出手段６１は、インバータ直流電流平均値を検出する直流電流検出手段６１ａと負荷電流推定手段６１ｂより構成され、負荷電流推定信号をピーク電流設定手段６２を構成する遅延手段６２ａと電流設定手段６２ｂに加える。直流電流検出手段６１ａは、シャント抵抗５のインバータ回路母線電流の直流成分を検出するものでローパスフィルターから構成される。負荷電流推定手段６１ｂは、インバータ回路２の直流電圧Ｅｄｃを検出する直流電圧検出手段６１１と、直流電流検出手段６１ａにより検出した直流電流平均値信号ｉｄｃからモータ入力Ｐｉｎを演算するモータ電力演算手段６１２と、モータ電力信号ｐｉｎを所定値で徐しトルクを演算するトルク演算手段６１３と、モータ誘起電圧に比例した電圧制御手段６５の出力信号Ｖｆに所定の演算係数を掛けて出力し、トルク演算手段６１３に出力するモータ誘起電圧推定部６１４より構成される。負荷電流推定手段６１ｂは式４に示された演算を行いトルク電流Ｉｑを推定し、ピーク電流設定手段６２の遅延手段６２ａに信号を加える。遅延手段６２ａは、一次遅れフィルター要素、あるいは、一次の積分手段で構成され、ピーク設定信号ｉｐ＊の急激な変動を防止し、電流制御系の振動を抑制する。負荷トルクの急激な変化に対して応答性を高めるために、電流増加時には電流設定値ｉｐ＊の応答性を早くし、電流減少時には電流設定値ｉｐ＊の応答性を遅くすると制御系の振動を抑制する効果がある。電流設定手段６２ｂの出力信号ｉｐ＊は比較手段６３に加えられ、ピーク電流検出手段６１の出力信号ｉｐと比較する。また、電流設定手段６２ｂの出力信号ｉｐ＊を電圧制御手段６５、あるいはモータ誘起電圧推定部６１４に加え、電流値に応じて印加電圧Ｖａ、あるいは電圧係数を制御することにより進み角βを制御することができる。すなわち、出力電流が増加するほど電圧飽和となるので、電圧飽和を防ぐために、進み角を大きくする制御が可能となる。

負荷電流推定手段６１ｂによって設定される目標設定値ｉｐ＊は、モータがＩＰＭＳＭの場合には、図２のベクトル図からもわかるように力率角φが小さくなるので、有効電流Ｉδ演算してＩδよりも大きな値に設定する方がよい。しかし、ＳＰＭＳＭの場合、進み角制御の必要性がほとんど無いのでトルク電流Ｉｑを推定し、トルク電流Ｉｑをピーク電流設定値ｉｐ＊とほぼ等しくすることにより最大効率運転が可能となる。高速回転においては、ＳＰＭＳＭにおいても進み角制御すると電圧飽和の影響を防ぐことができるので、周波数設定値ωに応じてモータ印加電圧Ｖａが小さくなるように、電圧係数ｋｒを変化させることにより高速時の進み角制御が可能となる。

電圧補正手段６６ａは、誤差信号Δｉｐをフィードバック制御するＰＩ制御部６６０ａ、電圧リミッター６６１ａ、電圧加算部６６２ａより構成される。電圧加算部６６２ａは、モータ誘起電圧に相当する電圧制御信号Ｖｆに補正電圧ΔＶδを加算し、正弦波ＰＷＭ制御手段６７に制御信号Ｖδを加える。電圧リミッター６６１ａは、電圧制御範囲を制限するもので、電圧優先制御によりピーク電流Ｉｐを制御する場合には大きくし、周波数優先制御により制御する場合には制御範囲を小さくする。

周波数設定手段６４の出力信号ωと誤差信号Δｉｐは周波数補正手段６６ｂに加えられる。周波数補正手段６６ｂは、誤差信号Δｉｐに比例した信号を演算する比例部６６０ｂと、周波数設定信号ωの加算部６６１ｂ、周波数設定信号ωの周波数比例演算部６６２ｂ、比例部６６０ｂの出力信号（Ｋｆ・Δｉｐ）と周波数比例演算部６６２ｂの出力信号（Ｋ・ω）の積を演算する掛け算部６６３ｂからの信号Δω０を周波数リミッター６６４ｂを介して加算部６６１ｂに加える。比例部６６０ｂの比例定数Ｋｆは１〜５０程度に設定し、周波数比例演算部６６２ｂの比例定数Ｋは、起動時に掛け算部６６３ｂからの出力信号Δω０がほとんど零となり、定常時にＫｆ・Δｉｐとなる１よりも小さな値を選ぶ。周波数補正手段６６ｂの出力信号ω１は位相信号生成手段６８に加えられ積分して位相信号θを生成し、位相信号θは正弦波ＰＷＭ制御手段６７の正弦波生成部６７ａに加え３相正弦波信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを生成し、ＰＷＭ制御手段６７ｂを介して３相ＰＷＭ信号ｕｐ、ｕｎ、ｖｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎを発生させる。ＰＷＭ制御手段６７ｂは、図３に示したようにキャリヤ信号発生部、信号比較部、デッドタイム挿入部（いずれも図示せず）等より構成されるが詳細は省略する。

周波数補正手段６６ｂは、負荷変動時の乱調防止を行うだけではなく、進み角制御の場合には制御電圧をほぼ一定に設定し、かつ、モータ誘起電圧とほぼ同等のインバータ出力電圧に設定して周波数制御によりピーク電流Ｉｐを制御することにより周波数優先制御方式となる。

図６はモータ起動時のインバータ制御電圧、周波数、及び周波数ゲインの制御方法を示す。

起動開始してから目標回転数まで直線的にインバータ周波数ωと周波数に応じた印加電圧を増加させる、いわゆるＶ／ｆ制御を行い、周波数ゲインＫｆはインバータ周波数ωに比例して増加させる。モータピーク電流設定値ｉｐ＊は一定にして電圧制御、あるいは電圧・周波数制御により起動制御させると起動が容易となる。

ファン、あるいはポンプ負荷の場合には、駆動周波数に応じてピーク電流設定値ｉｐ＊を変更させると高効率運転制御ができる。また、突極性モータはｑ軸よりも電流進角させるとリラクタンストルクが大となるので、進み角制御するためには設定電流ｉｐ＊を周波数に比例して大きくするとよい。また、前述したように、電圧係数ｋｒを小さくすることにより進み角βを大きくすることができる。

また、目標回転数に達するまでの起動時間ｔｓは、負荷の慣性モーメントに応じて変化させることにより乱調を減少させることができる。すなわち、慣性モーメントが大きいほど起動時間ｔｓを長くすると乱調を低くすることができる。

駆動周波数に応じて周波数補正ゲインＫｆを変更することにより、起動低速時におけるモータ回転数変動を低下させることができるので、起動時には周波数制御ゲインを低く設定し、電圧補正手段６６ａにより定電流制御を行う。周波数ゲインＫｆは、インバータ周波数ωに比例して増加させる場合（Ｋｆａ）は電圧・周波数制御となり、起動時間ｔ１まで周波数ゲインＫｆを零とすると（Ｋｆｂ）電圧制御となる。起動時間ｔ１において電圧補正手段６６ａの制御信号ΔＶδを固定し、周波数補正手段６６ｂにより定電流制御することにより電流位相βを制御することができる。

図７は実施の形態２によるモータ駆動装置の制御フローチャートである。

ステップ１００からプログラムが開始し、ステップ１０１にて各種初期設定を行った後、ステップ１０２に進んでインバータ周波数ωを設定し、次にステップ１０３に進んでモータピーク電流Ｉｐを検出し、負荷電流ＩｑあるいはＩδを推定演算する。次に、ステップ１０４に進んでピーク電流目標値ｉｐ＊を設定し、次にステップ１０５に進んで図６に示すように起動時間に応じて周波数ゲインＫｆを設定する。次にステップ１０６に進んでピーク電流設定値ｉｐ＊と検出信号ｉｐの偏差信号Δｉｐを演算し、次にステップ１０７に進んでインバータ出力周波数ω１を制御し、モータ電流ピーク値を所定値に制御する。起動時にはステップ１０１にて起動用のピーク電流に設定し、起動後には負荷電流に応じたピーク電流となるように制御される。次に、ステップ１０８に進んで起動時間が所定時間ｔ１を経過したかどうか判定し、所定時間ｔ１内ならばステップ１０９、ステップ１１０に進んで電圧制御によるピーク電流制御を行い、次にステップ１１１に進んで正弦波ＰＷＭ制御を実行する。所定時間ｔ１経過するとステップ１１２にジャンプし、制御電圧ΔＶδを固定し、ステップ１１３に進んでモータ印加電圧はモータ駆動周波数に応じた値に設定し、電圧制御は行わず、偏差信号Δｉｐにより周波数を制御して電流制御する。ステップ１１１の次にステップ１１４に進み、運転終了かどうか判定し、運転終了ならばステップ１１５に進んでモータ駆動制御を終了し、終了でなければステップ１０２に戻る。

電流進み角βは、前述したように負荷電流（Ｉｑ、Ｉδ）に対するピーク電流設定値ｉｐ＊の比（１／ｃｏｓβ）により制御できる。さらに、モータ誘起電圧Ｋｅ・ωとモータ印加電圧Ｖａの比（すなわち電圧係数ｋｒ）からも制御できるので、インバータ周波数ωに応じてピーク電流設定値ｉｐ＊、あるいはモータ印加電圧Ｖａを制御することにより進み角βを所定値に制御でき、高速運転における電圧飽和を減らし、最大効率運転制御が可能となる。

以上述べたように、本発明によれば、モータピーク電流が所定値となるようにインバータ出力電圧、あるいは出力周波数を制御するもので、モータ負荷電流Ｉｑ、あるいはＩδに応じてピーク電流設定値を変更するもので、負荷電流に対するピーク電流設定値の比率を変更することにより電流進み角を制御でき最大効率運転が可能となる。特に、ピーク電流の偏差信号を周波数にフィードバックすることによりγ−δ軸とｄ−ｑ軸の位相関係を一定にする負荷角制御となるので位置センサレスにも関わらず安定制御可能となる。

また、無負荷から定格負荷までモータ負荷が大きく変動しても、負荷トルクに応じた電流制御が可能なので低出力でも出力電流を減らすため高効率制御が可能となる。また、座標変換不要で、かつ、ピークホールド式１シャント方式でも実現できるので、高速演算や高速Ａ／Ｄ変換器を必要とせず低価格のプロセッサによりセンサレス正弦波駆動が容易に実現でき、さらに、簡単で低価格の電流センサにより実現できるので部品点数が少なく低価格、高信頼性、高性能のセンサレス正弦波駆動が可能となる。

また、従来のセンサレス正弦波駆動方式はモータパラメータや制御パラメータが多く、モータバラツキ、モータ温度特性、パラメータのチューニング等の課題があったが、本発明はモータパラメータや制御パラメータが非常に少ないのでロバスト性に優れ、モータ制御プログラム上のゲインチューニングも簡単となりプロセッサのソフトウェア開発が容易となる特長がある。

さらに、オープンループ方式による回転数制御なので、回転数制御が容易でかつ回転数変動が少ないため、負荷トルク変動や電源電圧変動に対しても回転数変動が少ない特長があり、高性能の回転数制御を実現できる。

以上のように、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動するもので、モータピーク電流の偏差信号を周波数にフィードバックすることによりγ−δ軸とｄ−ｑ軸の位相関係を一定にすることができ、容易に位置センサレス制御が可能となるので、永久磁石モータを駆動するほとんどのモータ駆動装置に適用可能であり、回転数変動の少ないスピンドルモータ、ファンモータ、ポンプモータ、食器洗い機の洗浄ポンプ駆動装置や洗濯機の洗濯・脱水モータ駆動装置、掃除機のモータ駆動装置、換気扇や燃焼機等のファンモータ駆動装置、空気調和機や冷蔵庫の圧縮機モータ駆動装置などに適用できる。さらに、制御プログラムが簡単でプロセッサへの負担が少ないのでヒートポンプ式洗濯乾燥機や空気調和機の如き複数モータ同時駆動方式にも適用できる。また、プロセッサ無しでも実現できるので、センサレス正弦波駆動用１チップモータ制御集積回路やパワー半導体と駆動回路が一体となったインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ）、あるいは、センサレス正弦波駆動用１チップインバータを容易に実現できる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図 同モータ駆動装置の制御ベクトル図 同シャント抵抗電圧波形と電流検知タイミングを示す図 同２相変調時の電流検知タイミングを示す図 本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図 同モータ駆動装置の起動制御方法を示す図 同モータ駆動装置の制御フローチャート

符号の説明

１ 直流電源
２ インバータ回路
３ モータ
４ モータ負荷
５ 電流検出手段
６ 制御手段
６０ ピーク電流検出手段
６１ 負荷電流検出手段
６２ ピーク電流設定手段
６３ 比較手段
６４ 周波数制御手段
６５ 電圧制御手段
６６ 補正手段

Claims (8)

1. 直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石モータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記モータ電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記制御手段は、前記モータの電流ピーク値を検出するピーク電流検出手段と、前記モータのトルク電流、あるいは有効電流に応じた電流を検出する負荷電流検出手段と、前記負荷電流検出手段の出力信号によりモータピーク電流を設定するピーク電流設定手段と、前記ピーク電流検出手段の出力信号と前記ピーク電流設定手段の出力信号を比較する比較手段と、前記インバータ回路の出力周波数を制御する周波数制御手段と、前記周波数制御手段の出力信号により前記インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段と、前記インバータ出力電圧あるいは出力周波数を補正する補正手段よりなり、前記比較手段の出力信号を前記補正手段に加え前記モータピーク電流を制御するようにしたモータ駆動装置。
2. 負荷電流検出手段の出力信号によりピーク電流設定手段の設定値を変更し、モータ電流位相を制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 周波数制御手段の出力信号によりインバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段の電圧係数を変更することにより、モータ電流位相を制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
4. インバータ出力電圧あるいはインバータ出力周波数を補正する補正手段は、モータ起動時には出力電圧を補正し、モータ起動後は出力周波数を補正するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
5. インバータ出力電圧あるいはインバータ出力周波数を補正する補正手段は、モータ起動時には出力電圧と出力周波数を補正し、モータ起動後は出力周波数を補正するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
6. インバータ回路直流電圧と直流電流よりモータのトルク電流、あるいは有効電流を検出するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
7. 負荷電流検出手段の出力信号は遅延手段を介してピーク電流設定手段に加えるようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
8. インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段の電圧係数を、インバータ出力周波数に応じて減らしモータ印加電圧を減らすようにした請求項１記載のモータ駆動装置。