JP2000116174A - インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
に優れたインバータ装置を実現すること。 【解決手段】 永久磁石5・6を有する第2の物体7を
有し、位置検知手段11は第2の物体7の永久磁石5・
6の位置を検知し、インバータ回路3の出力周波数は、
速度設定手段12の出力に応じた値とし、インバータ回
路3の出力電圧値は、出力電圧位相と前記位置検知手段
11の出力信号の位相角がほぼ一定となる値とする構成
とすることにより、簡単な構成で応答性を実現する。
Description
・食器洗い機・電気洗濯機などに使用されるインバータ
装置に関するものである。
交流電源1、整流平滑回路2、インバータ回路3、3相
の電機子巻線8・9・10を有する電動機4、永久磁石
5・6を有する回転子7、ホールIC40・41・42
によって構成し、永久磁石5・6の位置を磁気的に検知
する位置検知手段43を備えている。
の設定を行うものである。整流平滑回路2は、チョーク
コイル18、整流器19、電解式のコンデンサ20・2
1によって構成され、整流器19は、ブリッジ形に接続
されたダイオード22・23・24・25によって構成
され、交流電源1を倍電圧整流して直流電圧をインバー
タ回路3に出力するものとなっている。
のダイオードを並列接続して構成したスイッチング素子
26・27・28・29・30・31を有する3相の仕
様となっている。
信号と、速度設定手段12の出力信号から、スイッチン
グ素子26・27・28・29・30・31に対してオ
ンオフ制御を行うものとなっている。
3からの入力信号S1・S2・S3と出力V1・V2・
V3・V4・V5・V6のオンオフ波形を示したもので
ある。
の出力信号S1、(イ)はホールIC41の出力信号S
2、(ア)はホールIC42の出力信号S3、(エ)は
スイッチング素子26用のオンオフ信号V、(オ)はス
イッチング素子27用のオンオフ信号V2、(カ)はス
イッチング素子28用のオンオフ信号V3、(キ)はス
イッチング素子29用のオンオフ信号V4、1(ク)は
スイッチング素子30用のオンオフ信号V5、(ケ)は
スイッチング素子31用のオンオフ信号V6を示してい
る。
構成としていることから、ホールIC40・41・42
の数も3個とすることにより、電気角60度毎にスイッ
チング素子の切り換えを行うものとしている。
ータ装置は、いわゆるDCブラシレスモータとして動作
し、位置検知手段43において、永久磁石5・6の位置
を検知しながら、スイッチング素子26〜31のオンオ
フを行っており、各スイッチング素子に対して電気角1
20度の間オン状態としているが、特に低電位側のスイ
ッチング素子29・30・31については、電気角12
0度の期間中、約15kHzの周波数でオンオフを繰り
返すものとなっている。
(導通比率)を変化することにより、等価的に電動機4
に対して、整流平滑回路2の出力電圧に前記デューティ
値を乗じた値がインバータ回路3に入力されている状態
に近くなり、よって電動機4の速度を加減することがで
きるものとなる。
力される信号の周波数から電動機4の速度を検知し、そ
れが速度設定手段12の値と等しくなるように、前記デ
ューティ値を加減するものである。
来の技術においては、電動機の速度を速度設定手段の出
力値と等しくするために、フィードバック制御によりデ
ューティ値を加減する必要がある。
る前記フィードバック制御の応答性と、速度および電動
機4への供給電流の安定性を確保するためには、制御回
路44内に電動機44への電流を検知する電流検知器や
電流マイナーループと呼ばれるような、トルク指令に対
しする実働電流値の差を誤差増幅し、PI制御などを用
いて、デューティ値を加減する構成と、速度設定手段1
2と実速度の差を同様にPI制御などのフィードバック
制御を用いてトルク指令値を出力させ、前述の電流マイ
ナーループの設定値とするというような複雑な構成とな
るという第1の課題が有った。
ータ回路3と電動機4を3相の構成とした場合、位置検
知手段43には、3個のホールICが必要となり、位置
検知手段43の構成が複雑となると同時に、位置検知手
段43と制御回路44を結ぶ配線の数が多くなりやはり
装置が複雑になるという第2の課題を有していた。
る電圧形インバータとした、図15に示すような位置検
知手段43からの信号S1〜S3による各スイッチング
素子のオンオフ制御を行った場合のベクトル図を示して
いる。
端子電圧Vaの位相は、ほぼ横軸(q軸)上に位置し、
電圧相差角(負荷角、内部相差角とも呼ばれる)δは、
ほぼ零となり、その結果電機子電流Iaの位相角βは負
の値、すなわち遅れたものとなり、正の直軸電流Idが
含まれたものとなる。
抵抗値、Lは同インダクタンス値であり、非突極である
Ld=Lq=Lの状態を示している。
もに、トルクに対する電機子巻線の電流が大となり、銅
損が多くなると同時に、電動機4内の磁束φoの大きさ
が大となり、鉄損の増大などが発生して装置全体の効率
が低く抑えられるものとなるという第3の課題を有して
いた。
られるコンプレッサなどのようにホールICの設置が困
難となる装置の場合に、一般には3相6石構成において
は、同相の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッ
チング素子が共にオフとなる電気角60度の期間中に電
機子巻線に発生する誘導起電力波形を検知してスイッチ
ング素子のオンオフタイミングを発生させる方法が採ら
れる。
各々のスイッチング素子のオン幅をほぼ180度まで広
げ、かつ電機子巻線に流れる電流波形がほぼ正弦波にす
ることにより、特に電動機4から発せられる電磁音を低
減しようとした場合、前述したような同相の高電位側ス
イッチング素子と低電位側スイッチング素子が共にオフ
となる期間がなくなるので、スイッチング素子のオンオ
フタイミングを発生させることができなくなるという第
4の課題を有していた。
2の目的を達成するために、同期電動機と、前記同期電
動機に交流電流を供給するインバータ回路と、速度設定
手段と、位置検知手段を有し、前記電動機は、電機子巻
線を有する第1の物体と、前記第1の物体と相対的に可
動であり、永久磁石を有する第2の物体からなり、前記
位置検知手段は前記第2の物体の永久磁石の位置を検知
し、前記インバータ回路の出力周波数は、前記速度設定
手段の出力に応じた値とし、前記インバータ回路の出力
電圧値は、出力電圧位相と前記位置検知手段の出力信号
の位相角がほぼ一定となる値とする構成としたことによ
り、特に電流マイナーループや速度フィードバックルー
プなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じ
た周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較的
簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能とな
り、また位置検知手段の構成についても、例えば3相6
石のインバータ回路構成においても、ホールICは1個
でも動作するものとなり、簡単な構成とすることができ
るものとなる。
に、同期電動機と、前記同期電動機に交流電流を供給す
るインバータ回路と、速度設定手段と、前記インバータ
回路の電流を検知する電流検知回路を有し、前記電動機
は、電機子巻線を有する第1の物体と、前記第1の物体
と相対的に可動であり、永久磁石を有する第2の物体か
らなり、前記インバータ回路の出力周波数は、前記速度
設定手段の出力に応じた値とし、前記インバータ回路の
出力電圧値は、出力電圧位相と前記電流検知回路の出力
信号の位相角がほぼ一定となる値とする構成としたこと
により、やはり特に電流マイナーループや速度フィード
バックループなどを用いなくとも、前記速度設定手段の
出力に応じた周波数を前記同期電動機に与えることによ
り、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保することが
可能となり、前記電流検知回路は必要となるものの、例
えばホールICなどによる位置検知手段を用いない、簡
単な構成とすることができるものとなり、電機子電圧と
電流の位相差を小さくすることにより、同期電動機の力
率を高くすると同時に、電流値もかなり低減できること
から、装置全体の効率がかなり高められるものとなる。
に、同期電動機と、前記同期電動機に交流電流を供給す
るインバータ回路と、速度設定手段と、位置検知手段
と、前記インバータ回路の電流を検知する電流検知回路
を有し、前記電動機は、電機子巻線を有する第1の物体
と、前記第1の物体と相対的に可動であり、永久磁石を
有する第2の物体からなり、前記位置検知手段は前記第
2の物体の永久磁石の位置を検知し、前記インバータ回
路の出力周波数は、前記速度設定手段の出力に応じた値
とし、前記インバータ回路の出力電圧値は、前記位置検
知手段と前記電流検知回路の出力信号の位相角がほぼ一
定となる値とする構成とすることにより、やはり特に電
流マイナーループや速度フィードバックループなどを用
いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じた周波数を
前記同期電動機に与えることにより、比較的簡単な構成
で速度の応答性を確保することが可能となり、前記電流
検知回路および位置検知手段が必要となるため請求項1
や請求項2と比較すると、若干複雑な構成となるが、電
流位相を横軸(q軸)上に保つ運転が可能となることか
ら、電流値を相当に低減することができ、装置全体の効
率を非常に高くすることが可能となる。
に、同期電動機と、前記同期電動機に交流電流を供給す
るインバータ回路と、速度設定手段と、前記インバータ
回路の電流を検知する電流検知回路を有し、前記電動機
は、電機子巻線を有する第1の物体と、前記第1の物体
と相対的に可動であり、永久磁石を有する第2の物体か
らなり、前記インバータ回路の出力周波数は、前記速度
設定手段の出力に応じた値とし、前記インバータ回路の
出力電圧値は、電流検知回路の出力値が最低となる値と
する構成としたことにより、やはり特に電流マイナール
ープや速度フィードバックループなどを用いなくとも、
前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動
機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答
性を確保することが可能となり、位置検知手段を不要と
し、電流値を相当に低減することができ、装置全体の効
率を非常に高くすることが可能となる。
に、請求項4記載のインバータ装置の前記第2の物体
を、横軸インダクタンス値が直軸インダクタンス値より
も大となる逆突極特性を有する構成とすることにより、
やはり特に電流マイナーループや速度フィードバックル
ープなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応
じた周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較
的簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能とな
り、位置検知手段を不要とし、リラクタンス力(トル
ク)も用いることにより、電流値を極端に低減すること
ができ、装置全体の効率を非常に高くすることが可能と
なる。
に、請求項1〜請求項5記載のインバータ装置の前記イ
ンバータ回路の出力電流を、ほぼ正弦波とすることによ
り、やはり電流マイナーループや速度フィードバックル
ープなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応
じた周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較
的簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能とな
り、また電流値の低減による装置全体の効率向上が実現
でき、その上、電機子巻線の電流波形を正弦波に近づけ
て低騒音化を図ることもできるものとなる。
機と、前記同期電動機に交流電流を供給するインバータ
回路と、速度設定手段と、位置検知手段を有し、前記電
動機は、電機子巻線を有する第1の物体と、前記第1の
物体と相対的に可動であり、永久磁石を有する第2の物
体からなり、前記位置検知手段は前記第2の物体の永久
磁石の位置を検知し、前記インバータ回路の出力周波数
は、前記速度設定手段の出力に応じた値とし、前記イン
バータ回路の出力電圧値は、出力電圧位相と前記位置検
知手段の出力信号の位相角がほぼ一定となる値とする構
成としたことにより、特に電流マイナーループや速度フ
ィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設定
手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与えるこ
とにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保する
ことが可能となり、また位置検知手段の構成について
も、例えば3相6石のインバータ回路構成においても、
ホールICは1個でも動作するものとなり、簡単な構成
とすることができるものとなる。
記同期電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、
速度設定手段と、前記インバータ回路の電流を検知する
電流検知回路を有し、前記電動機は、電機子巻線を有す
る第1の物体と、前記第1の物体と相対的に可動であ
り、永久磁石を有する第2の物体からなり、前記インバ
ータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の出力に応
じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値は、出力
電圧位相と前記電流検知回路の出力信号の位相角がほぼ
一定となる値とする構成としたことにより、やはり特に
電流マイナーループや速度フィードバックループなどを
用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じた周波数
を前記同期電動機に与えることにより、比較的簡単な構
成で速度の応答性を確保することが可能となり、前記電
流検知回路は必要となるものの、例えばホールICなど
による位置検知手段を用いない、簡単な構成とすること
ができるものとなり、電機子電圧と電流の位相差を小さ
くすることにより、同期電動機の力率を高くすると同時
に、電流値もかなり低減できることから、装置全体の効
率がかなり高められるものとなる。
記同期電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、
速度設定手段と、位置検知手段と、前記インバータ回路
の電流を検知する電流検知回路を有し、前記電動機は、
電機子巻線を有する第1の物体と、前記第1の物体と相
対的に可動であり、永久磁石を有する第2の物体からな
り、前記位置検知手段は前記第2の物体の永久磁石の位
置を検知し、前記インバータ回路の出力周波数は、前記
速度設定手段の出力に応じた値とし、前記インバータ回
路の出力電圧値は、前記位置検知手段と前記電流検知回
路の出力信号の位相角がほぼ一定となる値とする構成と
することにより、やはり特に電流マイナーループや速度
フィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設
定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与える
ことにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保す
ることが可能となり、前記電流検知回路および位置検知
手段が必要となるため請求項1や請求項2と比較する
と、若干複雑な構成となるが、電流位相を横軸(q軸)
上に保つ運転が可能となることから、電流値を相当に低
減することができ、装置全体の効率を非常に高くするこ
とが可能となる。
記同期電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、
速度設定手段と、前記インバータ回路の電流を検知する
電流検知回路を有し、前記電動機は、電機子巻線を有す
る第1の物体と、前記第1の物体と相対的に可動であ
り、永久磁石を有する第2の物体からなり、前記インバ
ータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の出力に応
じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値は、電流
検知回路の出力値が最低となる値とする構成としたこと
により、やはり特に電流マイナーループや速度フィード
バックループなどを用いなくとも、前記速度設定手段の
出力に応じた周波数を前記同期電動機に与えることによ
り、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保することが
可能となり、位置検知手段を不要とし、電流値を相当に
低減することができ、装置全体の効率を非常に高くする
ことが可能となる。
ンバータ装置の前記第2の物体を、横軸インダクタンス
値が直軸インダクタンス値よりも大となる逆突極特性を
有する構成とすることにより、やはり特に電流マイナー
ループや速度フィードバックループなどを用いなくと
も、前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期
電動機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の
応答性を確保することが可能となり、位置検知手段を不
要とし、リラクタンス力(トルク)も用いることによ
り、電流値を極端に低減することができ、装置全体の効
率を非常に高くすることが可能となる。
5記載のインバータ装置の前記インバータ回路の出力電
流を、ほぼ正弦波とすることにより、やはり電流マイナ
ーループや速度フィードバックループなどを用いなくと
も、前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期
電動機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の
応答性を確保することが可能となり、また電流値の低減
による装置全体の効率向上が実現でき、その上、電機子
巻線の電流波形を正弦波に近づけて低騒音化を図ること
もできるものとなる。
説明する。図1は本発明の第1の実施例のインバータ装
置を備えた全自動の電気洗濯機の回路構成の一例を示し
たものである。
電源1、交流電源1を整流する整流平滑回路2、整流平
滑回路2の出力に接続したインバータ回路3、インバー
タ回路3の出力に接続した同期電動機4を有している。
有し、これをケイ素鋼板を積層して構成した鉄心に巻い
て実現した、一般にステータと呼ばれる第1の物体45
と、外側にN極が出る極性に着磁したフェライト製の永
久磁石5、外側にS極が出る極性に着磁したフェライト
製の永久磁石6によって構成し、一般にロータと呼ばれ
る第2の物体7から成り立っている。
構成され、第2の物体7の対向している永久磁石5・6
がいずれの磁極であるかを検知することにより第1の物
体45に対する第2の物体7の角度を検知するものとな
っている。
の速度設定値に応じた電圧を出力するものであり、本実
施例においては、速度設定手段12の出力を発振回路1
3に入力しており、発振回路13は入力された電圧値に
応じた周波数のパルス列を出力する電圧制御形の発振回
路として動作するものとなっている。
され、3相のインバータ回路3に対して6個のスイッチ
ング素子を電気角で120度期間だけオンとし、240
度期間をオフとする信号を出力するものとなっている。
構成している6個のスイッチング素子の内の低電位側の
3個に対して、上述の120度オン期間について、1
5.6キロヘルツのPWMを行うものとなっており、こ
れによってほぼ等価的にインバータ回路3の出力電圧は
整流平滑回路2から供給される直流電圧にPWMの導通
比(デューティ)を乗じた値の電圧が供給されている状
態となる。
15は、低電位側のスイッチング素子に対してPWMの
制御を行っているが、高電位側のスイッチング素子に対
してPWMの制御を行っても良く、また高電位側のスイ
ッチング素子と低電位側のスイッチング素子を、電気角
60度毎に、交互にPWM制御することにより、インバ
ータ回路3の出力電流のdi/dtを抑え、電磁音を低
減した運転音の静かなインバータ装置を実現してもよ
い。
は、分配器14のQ6信号、すなわちW相の低電位側ス
イッチング素子の120度のオンオフ信号と、位置検知
手段11から出力されるハイローの信号とを読み込み、
この二つの信号の立ち上がりのタイミングが同時である
場合には0ボルトを出力し、両者のタイミングにズレが
ある場合には、いずれが進んでいるかによって極性が変
化し、またズレの絶対値の大きさに比例して絶対値も変
化するアナログ信号を出力するものとなっている。
位置検知手段11から信号の位相が遅れている場合には
正の電圧を出力し、位置検知手段11から信号の位相が
進んでいる場合には負の電圧を出力するものなってい
る。
力を増幅して出力するものであり、フィードバック制御
の安定性を確保するため、一次遅れ成分を有するPI補
償器として動作するものとなっており、また定常偏差を
ほぼ零にするため、ω=0においては、電圧利得が80
dBという高い値としている。
平滑回路2とインバータ回路3の詳細回路を示したもの
である。
有するチョークコイル18、整流器19、560マイク
ロファラッドの静電容量を有する電解式のコンデンサ2
0・21により構成されており、整流器19は4本のシ
リコン形のダイオード22・23・24・25をブリッ
ジ接続して構成されている。
上、その接続点を交流電源1の一端に接続することによ
り、いわゆる倍電圧整流回路として動作し、交流電源1
の電圧がAC100Vである場合、コンデンサ20・2
1にはいずれも約140Vの直流電圧が充電され、イン
バータ回路3に約280Vの直流電圧が入力されるもの
となっている。
のダイオードからなるスイッチング素子26・27・2
8・29・30・31により、3相6石構成としてい
る。
制御回路15の詳細回路を示したものである。
4、一般にコンパレータなどと称されるオープンコレク
タ出力を有する電圧比較器35、15.6kHzの周波
数で三角波を出力する三角波発振回路36、電圧比較器
35の出力端子を引き上げるプルアップ用の抵抗37、
直流電源38により構成されている。
器14の入出力動作波形を示したものである。
B端子に入力されるパルス波形、(イ)は出力端子Q1
の信号波形、(ウ)は出力端子Q2の信号波形、(エ)
は出力端子Q3の信号波形、(オ)は出力端子Q4の信
号波形、(カ)は出力端子Q5の信号波形、(キ)は出
力端子Q6の信号波形を示しており、B端子からの入力
されるパルス列の1発1発に対して、その立ち上がりタ
イミング毎に、各出力のハイローを切り換え、したがっ
てB端子の立ち上がりの間隔が電気角60度に相当する
ものとなる。
ているものであり、実施例1においては、A端子からの
入力電圧が1V上昇する毎に、60Hzのパルス周波数
が増加するものとなっている。
同期電動機4を600rpmで駆動したい場合において
は、速度設定手段12から1Vの電圧が出力され、発振
回路13のA端子に入力される。
であることから、60Hzのパルス列が、分配器14の
B端子に入力される。
から、Q1〜Q6にはいずれも10Hzのオンオフ信号
が出力され、インバータ回路3は10Hzの出力を同期
電動機4に出力する。
ため、10Hzの周波数において600rpmにて回転
するものとなる。
入力される位置検知手段11の出力信号とX端子から入
力されるQ6信号の立ち上がりのエッジのタイミング差
を検知して、位置検知手段11の信号の方が進んでいる
場合に負のアナログ電圧を出力する。
て増幅され、電圧制御回路15のD端子の電圧を減少さ
せることから、同期電動機4に入力される電圧が低下
し、誘導起電力の位相に対するインバータ回路の出力電
圧(端子電圧と同等)の位相が次第に進んでいくことか
ら、相対的に位置検知手段11からの信号が遅れていく
というフィードバック制御がかかり、最終的にはd−q
平面上の所定の向きに端子電圧Vaのベクトルが位置す
るようになり、すなわち電圧相差角δが所定の値に制御
されるものとなる。
クトル図は、ちょうど従来の技術で説明したものと同じ
図16に示しているものとなり、すなわち、端子電圧V
aのベクトルはq軸上に乗った状態となって、位置検知
手段11が1個のホールICで構成したものでありなが
らも、従来の技術と同等の動作が行われるものとなる。
が、電流位相βが負の値となり、正の直軸電流Idが若
干流れている状態となっている。
定しているものではなく、例えば位置検知手段11を構
成しているホールICのを、本実施例の位置から回転方
向とは逆向きにずらすことにより、ずらせた電気角に相
当する電圧位相角δにフィードバック制御させるように
してもよい。
て、電流位相βがほぼ零となるような電圧位相角δにな
るように位置検知手段11の位置を調節したり、あるい
は電気的に位相をずらす回路を設けることなどにより、
ちょうど従来の技術で3個のホールICで構成していた
位置検知手段に進角を設けたものと同様に、高効率や高
力率を実現する効果を上げることも可能である。
について説明する。図6は、本実施例におけるインバー
タ装置のブロック図を示したものである。
ンバータ回路3のW相の出力の電流を検知し、その電流
IWの瞬時値が正でハイを出力し、負であればローを出
力する構成となっている。
Y端子は、電流検知回路46からの信号を受けるものと
なっている。
信号の位相を遅らせることにより、インバータ回路3の
出力電圧、すなわち同期電動機4の入力電圧のベクトル
と、電流ベクトルが同相となった状態において、位相検
知回路16のX・Yの両端子に入力される信号の立ち上
がりのタイミングが等しくなるようにする作用を有する
ものであり、電気角で約30度の遅れ位相を持ったもの
となっている。
は、X端子から入力される移相回路47の出力信号とY
端子から入力されるQ6信号の立ち上がりのエッジのタ
イミング差を検知して、Xの信号の方が進んでいる場合
に正のアナログ電圧を出力する。
成となっている。以上の構成において、実施例1と同様
に速度設定手段12から600rpmの設定速度信号が
出力されると、発振回路13と、分配回路14を経て、
インバータ回路3の各スイッチング素子がオンオフ動作
し、同期電動機4がインバータ回路3から供給される1
0ヘルツの周波数に同期して600rpmで回転するも
のとなる。
ちインバータ回路3の出力電圧と、電流検知回路46で
検知された電流の位相が位相検知回路16で比較され、
電流位相が進んでいる場合には、X端子がY端子に対し
て進相であるため、正のアナログ信号を出力するものと
なる。
力を増幅し、電圧制御回路15のD端子の電圧を引き上
げる動作を行うことから、PWM制御のデューティ値が
増大し、インバータ回路3の出力電圧は上昇するものと
なる。
遅れていき、βは小となるとともに、電圧に対する電流
の進相角も、低減していって、定常的には電圧と電流の
ベクトルが同相となる。
た状態におけるベクトル図を示しているものであり、同
期電動機4の力率はほぼ1となり、電流位相角β(電圧
相差角δも同等)は正の値となり、いずれもd−q平面
上の第2象限に位置するものとなる。
負の直軸電流Id成分を含んだものとなる。
47を設け、電気角で約30度の位相遅れを生じさせた
結果、上述のような電圧位相と電流位相を同位相に制御
するものとなっている。
も図7に示したような、電圧位相と電流位相が等しい状
態とすることが絶対的な条件ではなく、例えば移相回路
47の遅れ位相角を加減することによって、電圧位相が
電流位相に対して、例えば電気角で15度の進相となる
という様な位相角を設定してもよく、その場合には、イ
ンバータ回路3から見た同期電動機4の力率としては、
1よりも小の遅れ力率となるが、例えば定格負荷条件に
おける電流Iaのd−q平面上の位相をほぼβ=0の条
件とすることも可能であり、磁束と電流との直交性によ
る高効率での運転も可能となるものとなる。
について説明する。図8は、本実施例のインバータ装置
のブロック図を示したものである。
なホールICによって構成した位置検知手段11と、実
施例2にて説明を行った電流検知回路46が設けられて
おり、位相検知回路16は位置検知手段11からの信号
をY端子から入力し、電流検知回路46からの信号をX
端子に入力した構成となっている。
は、X端子の信号とY端子の信号のエッジのタイミング
差を検知して、Xの信号の方が進んでいる場合に正のア
ナログ電圧を出力する。
同等のものとなっている。以上の構成において、実施例
1と同様に速度設定手段12から600rpmの設定速
度信号が出力されると、発振回路13と、分配回路14
を経て、インバータ回路3の各スイッチング素子がオン
オフ動作し、同期電動機4がインバータ回路3から供給
される10ヘルツの周波数に同期して600rpmで回
転するものとなる。
なわち永久磁石5・6の磁極と、電流検知回路46で検
知された電流の位相が位相検知回路16で比較され、電
流位相が進んでいる場合には、X端子がY端子に対して
進相であるため、正のアナログ信号を出力するものとな
る。
力を増幅し、電圧制御回路15のD端子の電圧を引き上
げる動作を行うことから、PWM制御のデューティ値が
増大し、インバータ回路3の出力電圧は上昇するものと
なる。
遅れていき、βは小となり、定常的には永久磁石5・6
による磁束φaと電流のベクトルが同相となる。
態におけるベクトル図を示しているものであり、同期電
動機4の力率は1よりも若干低い値(遅れ位相)となる
が、電流位相角βはゼロの値となり、いずれもq軸上に
に位置するものとなる。
ゼロとなり、第2の物体7の構成として、直軸インダク
タンスLdと横軸インダクタンスLqが等しい、SPM
と呼ばれるものとしては、同一のトルクを得るための最
小電流値とすることができるものとなる。
わゆるSPMと呼ばれる構成で第2の物体7を構成して
いるが、特にこのような構成に限定されるされるもので
はなく、例えば永久磁石を鉄心内に埋め込んで構成した
構成で第2の物体を実現することにより、横軸インダク
タンスLqを直軸インダクタンスLdの値に比べて大と
してもよい。
おいて、リラクタンス力(トルク)が、いわゆるフレミ
ングの左手の法則によって発生するBIL力(トルク)
に加わるため、結果的に同期電動機に供給される電流の
大きさを小とすることができ、装置の高効率化を図るこ
とも可能となる。
例3における定常状態での電流位相角βをより進めるよ
うに移相回路の遅れ位相値を設定したり、位置検知手段
のホールICの位置を設定したりするものとなる。
期電動機4の極数を2極としているが、特に2極にこだ
わるものではなく、4極、6極、8極…などであっても
よい。
について説明する。図10は、本実施例のインバータ装
置のブロック図を示している。
インバータ回路3のW相の出力電流IWの位相ではな
く、大きさ(振幅)を検知するものである。
48は、インバータ回路3の出力に接続しているが、イ
ンバータ回路3の入力側に接続してもよく、インバータ
回路3の入力電流のピーク値を検知するピークホールド
回路などを設けることにより、PWM制御中においても
インバータ回路3から同期電動機4に出力される電流の
大きさを検知させることができることを発明者らは確認
している。
Mのデューティ値をプラスマイナス2/256の幅で増
減しながら、デューティ値を電圧制御回路15のD端子
に出力し、同時に電流検知回路48からの出力信号をZ
端子より入力し、Z端子から入力される電圧値が常に最
小となるように、デューティ値を出力するものである。
D端子への出力電圧を減じた時に、Z端子に入力される
電圧も減少した場合には、さらにデューティ値を減少さ
せ、逆にZ端子に入力される電圧が増加した場合には、
さらにデューティ値を増加させるものとなっている。
出力電圧を増やした時に、Z端子に入力される電圧も増
加した場合には、デューティ値を減少させ、逆にZ端子
に入力される電圧が減少した場合には、さらにデューテ
ィ値を減少させるものとなっている。
同等のものを使用している。以上の構成において、動作
の説明を行う。
定した条件における実施例4のインバータ回路4の出力
電圧と、インバータ回路4の出力電流の関係を示してい
るものである。
いては、端子電圧、すなわちインバータ回路4の出力電
圧がある値の条件において、その入力電流、すなわちイ
ンバータ回路4の出力電流の大きさが最小となるという
特性がある。
が最小となっており、これよりも電圧値を増加させると
遅れ位相の電流が流れて、電流値が増加し、逆にA点よ
りも電圧値を減少させた場合には進み位相の電流が流れ
て、やはり電流値が増加するというものとなる。
により、常にZ端子に入力される電圧値が最小になるよ
うに電圧制御回路15への電圧出力がなされることか
ら、図11のA点での運転が行われることになり、結果
的に同期電動機4の電機子巻線8・9・10の銅損など
も最小に抑えることができ、高効率の運転が可能となる
ものとなる。
クタンス値Ldと横軸インダクタンス値Lqがほぼ等し
いSPMと呼ばれるような構成としている場合には、ほ
ぼ図9にしめすようなβ=0の状態となる。
について説明する。図12は、本実施例のインバータ装
置の第2の物体の断面図を示している。
で打ち抜いたものを積層して構成した鉄心50内に、永
久磁石51・52・53・54を設けたもので、永久磁
石51・52は、外側をN極に着磁され、永久磁石53
・54は、外側をS極に着磁されている。
り、横軸インダクタンスLqが直軸インダクタンスLd
に比して大となる逆突極と呼ばれる特性となり、特に電
流位相βを正とした場合に、リラクタンス力(トルク)
を併用して運転を行うことができるものとなり、トルク
に比して電流値を抑えた高効率の運転が可能となるもの
となる。
べたものと同等のものとなっている。
極の構成としているため、3相の電機子巻線8・9・1
0に関しては、いずれも4極の構成としているものであ
る。
たように電流検知回路の出力値が最小になるように運転
がなされることから、図12に示している第2の物体を
用いた場合には、負荷条件に応じて、かつ横軸インダク
タンスLqと直軸インダクタンスLdの値において、最
も電流値が小さくなる条件で運転がなされるものとな
る。
で、負荷条件毎に電流値が最小となる電流位相βをマイ
クロコンピュータなどに記憶させておいて、制御を行わ
せるというような構成に比して、極めて簡単な構成であ
りながら、あらゆる負荷条件において電流最小となる条
件に自動的に運転条件がシフトされるものとなり、各構
成部品のバラツキなどが生じていても、それらの条件下
で電流の最小の条件にマッチした動作が実現されるもの
となる。
について説明する。図13は、本実施例のインバータ装
置のインバータ回路の出力電流波形を示したものであ
る。
はそれぞれU相、V相、W相の出力電流波形を示してい
る。
バータ回路の各スイッチング素子のオンオフのPWMを
一周期内で変化させることにより、U・V・Wの各相電
圧がほぼ正弦波変調された電圧となるように運転がなさ
れており、電流波形についてもほぼ正弦波に近くなるこ
とから、とりわけ同期電動機から発せられる電磁音が抑
えられ、運転音が静かなインバータ装置を実現すること
ができるものとなっている。
用いた位置検知手段の代用として、第2の物体の永久磁
石の磁束が第1の物体の電機子巻線を切ることにより発
生する誘導起電力から、位置検知を行うという構成も用
いられることがあった。
内に組み込まれた、ハーメチックモータと称されるよう
な装置においては、冷媒内に電動機が設けられる関係
上、ホールIC等の設置が非常に困難な状況であること
から、上述のような誘導起電力からの位置検知がよく行
われるものとなっていた。
は、3相6石構成のインバータ回路では、120度通電
と呼ばれるように、各スイッチング素子のオン期間の幅
をいずれも電気角で120度とし、U・V・Wの各相に
ついて、高電位側のスイッチング素子のオン期間と低電
位側のスイッチング素子のオン期間との間には、電気角
で60度の期間、高電位側スイッチング素子と低電位側
スイッチング素子がどちらもオフの状態となり、この期
間において、インバータ回路の出力端子の電圧が前記誘
導起電力がそのまま逆印加されるものであることから、
ローパスフィルタ等を通した後、コンパレータ等を用い
て、そのゼロ点を検知し、ホールICを用いたのと同等
の位置検知手段が構成されるものとなるものであった。
の運転をさせて、運転音の静かな装置を実現しようとし
た場合、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチ
ング素子が共にオフとなる60度の期間が無くなること
から、誘導起電力から位置検知を行うことはできなくな
るものであった。
ることを必要としないものであるので、図13にしめす
ような動作波形でインバータ回路を運転した場合におい
ても、例えば実施例2・実施例4の構成に示しているよ
うに位置検知手段を使用せずに構成ができることから、
前記のコンプレッサ用としても運転音が静かな装置を実
現するための構成として用いることができる。
ついても、やはり正弦波運転による運転音の低減の効果
が期待でき、その上で、ホールICの数を例えば1個で
構成するということも可能となる。
ンダクタンスLqが直軸インダクタンスLdに比して大
となる逆突極特性を用いて、リラクタンストルクを得る
構成とした場合にも、運転音の低減効果に加えて、高効
率も実現することができるものとなる。
設定手段12の設定速度が高い場合には、PWMのデュ
ーティを100%として、インバータ回路の出力電圧を
最大にしても、電流の進み位相の状態での運転となる。
機の入力の力率の面では、幾分低下することになるが、
低トルクで高速回転が必要な動作モードが存在する装置
においては、同期電動機の起電力定数Keを高めに設計
しておいて、トルク定数Ktが大となるものとしておけ
ば、低速域で高トルクが必要な場合にインバータ回路の
出力電流値が低減でき、合理的な運転が可能となる。
同期電動機と、前記同期電動機に交流電流を供給するイ
ンバータ回路と、速度設定手段と、位置検知手段を有
し、前記電動機は、電機子巻線を有する第1の物体と、
前記第1の物体と相対的に可動であり、永久磁石を有す
る第2の物体からなり、前記位置検知手段は前記第2の
物体の永久磁石の位置を検知し、前記インバータ回路の
出力周波数は、前記速度設定手段の出力に応じた値と
し、前記インバータ回路の出力電圧値は、出力電圧位相
と前記位置検知手段の出力信号の位相角がほぼ一定とな
る値とする構成としたことにより、特に電流マイナール
ープや速度フィードバックループなどを用いなくとも、
前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動
機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答
性を確保することが可能となり、また位置検知手段の構
成についても、例えば3相6石のインバータ回路構成に
おいても、ホールICは1個でも動作するものとなり、
簡単な構成とすることができるものとなる。
動機と、前記同期電動機に交流電流を供給するインバー
タ回路と、速度設定手段と、前記インバータ回路の電流
を検知する電流検知回路を有し、前記電動機は、電機子
巻線を有する第1の物体と、前記第1の物体と相対的に
可動であり、永久磁石を有する第2の物体からなり、前
記インバータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の
出力に応じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値
は、出力電圧位相と前記電流検知回路の出力信号の位相
角がほぼ一定となる値とする構成としたことにより、や
はり特に電流マイナーループや速度フィードバックルー
プなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じ
た周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較的
簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能とな
り、前記電流検知回路は必要となるものの、例えばホー
ルICなどによる位置検知手段を用いない、簡単な構成
とすることができるものとなり、電機子電圧と電流の位
相差を小さくすることにより、同期電動機の力率を高く
すると同時に、電流値もかなり低減できることから、装
置全体の効率がかなり高められるものとなる。
動機と、前記同期電動機に交流電流を供給するインバー
タ回路と、速度設定手段と、位置検知手段と、前記イン
バータ回路の電流を検知する電流検知回路を有し、前記
電動機は、電機子巻線を有する第1の物体と、前記第1
の物体と相対的に可動であり、永久磁石を有する第2の
物体からなり、前記位置検知手段は前記第2の物体の永
久磁石の位置を検知し、前記インバータ回路の出力周波
数は、前記速度設定手段の出力に応じた値とし、前記イ
ンバータ回路の出力電圧値は、前記位置検知手段と前記
電流検知回路の出力信号の位相角がほぼ一定となる値と
する構成とすることにより、やはり特に電流マイナール
ープや速度フィードバックループなどを用いなくとも、
前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動
機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答
性を確保することが可能となり、前記電流検知回路およ
び位置検知手段が必要となるため請求項1や請求項2と
比較すると、若干複雑な構成となるが、電流位相を横軸
(q軸)上に保つ運転が可能となることから、電流値を
相当に低減することができ、装置全体の効率を非常に高
くすることが可能となる。
動機と、前記同期電動機に交流電流を供給するインバー
タ回路と、速度設定手段と、前記インバータ回路の電流
を検知する電流検知回路を有し、前記電動機は、電機子
巻線を有する第1の物体と、前記第1の物体と相対的に
可動であり、永久磁石を有する第2の物体からなり、前
記インバータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の
出力に応じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値
は、電流検知回路の出力値が最低となる値とする構成と
したことにより、やはり特に電流マイナーループや速度
フィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設
定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与える
ことにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保す
ることが可能となり、位置検知手段を不要とし、電流値
を相当に低減することができ、装置全体の効率を非常に
高くすることが可能となる。
バータ装置の前記第2の物体を、横軸インダクタンス値
が直軸インダクタンス値よりも大となる逆突極特性を有
する構成とすることにより、やはり特に電流マイナール
ープや速度フィードバックループなどを用いなくとも、
前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動
機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答
性を確保することが可能となり、位置検知手段を不要と
し、リラクタンス力(トルク)も用いることにより、電
流値を極端に低減することができ、装置全体の効率を非
常に高くすることが可能となる。
バータ装置の前記インバータ回路の出力電流をほぼ正弦
波とすることにより、やはり電流マイナーループや速度
フィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設
定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与える
ことにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保す
ることが可能となり、また電流値の低減による装置全体
の効率向上が実現でき、その上、電機子巻線の電流波形
を正弦波に近づけて低騒音化を図ることもできるものと
なる。
路図
回路の詳細回路図
路図
路図
回路図
図
図
Claims (6)
- 【請求項1】 同期電動機と、前記同期電動機に交流電
流を供給するインバータ回路と、速度設定手段と、位置
検知手段とを備え、前記電動機は、電機子巻線を有する
第1の物体と、前記第1の物体と相対的に可動であり、
永久磁石を有する第2の物体とを有し、前記位置検知手
段は前記第2の物体の永久磁石の位置を検知し、前記イ
ンバータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の出力
に応じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値は、
出力電圧位相と前記位置検知手段の出力信号の位相角が
ほぼ一定となる値とするインバータ装置。 - 【請求項2】 同期電動機と、前記同期電動機に交流電
流を供給するインバータ回路と、速度設定手段と、前記
インバータ回路の電流を検知する電流検知回路とを備
え、前記電動機は、電機子巻線を有する第1の物体と、
前記第1の物体と相対的に可動であり、永久磁石を有す
る第2の物体とを有し、前記インバータ回路の出力周波
数は、前記速度設定手段の出力に応じた値とし、前記イ
ンバータ回路の出力電圧値は、出力電圧位相と前記電流
検知回路の出力信号の位相角がほぼ一定となる値とする
インバータ装置。 - 【請求項3】 同期電動機と、前記同期電動機に交流電
流を供給するインバータ回路と、速度設定手段と、位置
検知手段と、前記インバータ回路の電流を検知する電流
検知回路とを備え、前記電動機は、電機子巻線を有する
第1の物体と、前記第1の物体と相対的に可動であり、
永久磁石を有する第2の物体とを有し、前記位置検知手
段は前記第2の物体の永久磁石の位置を検知し、前記イ
ンバータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の出力
に応じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値は、
前記位置検知手段と前記電流検知回路の出力信号の位相
角がほぼ一定となる値とするインバータ装置。 - 【請求項4】 同期電動機と、前記同期電動機に交流電
流を供給するインバータ回路と、速度設定手段と、前記
インバータ回路の電流を検知する電流検知回路とを備
え、前記電動機は、電機子巻線を有する第1の物体と、
前記第1の物体と相対的に可動であり、永久磁石を有す
る第2の物体とを有し、前記インバータ回路の出力周波
数は、前記速度設定手段の出力に応じた値とし、前記イ
ンバータ回路の出力電圧値は、電流検知回路の出力値が
最低となる値とするインバータ装置。 - 【請求項5】 第2の物体は、横軸インダクタンス値が
直軸インダクタンス値よりも大となる逆突極特性を有す
る請求項4記載のインバータ装置。 - 【請求項6】 インバータ回路の出力電流は、ほぼ正弦
波である請求項1〜5のいずれか1項に記載のインバー
タ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP28625498A JP4123598B2 (ja) | 1998-10-08 | 1998-10-08 | インバータ装置 |
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JP28625498A JP4123598B2 (ja) | 1998-10-08 | 1998-10-08 | インバータ装置 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000116174A true JP2000116174A (ja) | 2000-04-21 |
JP4123598B2 JP4123598B2 (ja) | 2008-07-23 |
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ID=17701994
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---|---|---|---|
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JP (1) | JP4123598B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009027871A (ja) * | 2007-07-23 | 2009-02-05 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
JP2009124812A (ja) * | 2007-11-13 | 2009-06-04 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
JP2010245002A (ja) * | 2009-04-10 | 2010-10-28 | Mitsui Eng & Shipbuild Co Ltd | 誘導加熱装置、その制御方法、及びプログラム |
-
1998
- 1998-10-08 JP JP28625498A patent/JP4123598B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JP2009124812A (ja) * | 2007-11-13 | 2009-06-04 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
JP2010245002A (ja) * | 2009-04-10 | 2010-10-28 | Mitsui Eng & Shipbuild Co Ltd | 誘導加熱装置、その制御方法、及びプログラム |
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