JP2009033658A - 光変調装置および光変調方法ならびに光送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】経時変動特性、個体ばらつきによらず、簡易かつ高精度に位相差を補償する。
【解決手段】入力される複数のデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形する複数の波形整形部（４−１，４−２）と、複数の波形整形部（４−１，４−２）にて波形整形された前記複数のデータ信号によって、多値位相変調された光信号を生成し出力する多値位相変調部（２）と、多値位相変調部（２）から出力された光信号に基づいて、複数の波形整形部（４−１，４−２）に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を可変制御するレベル比制御部（５）と、をそなえる。
【選択図】図１

Description

本発明は、光通信システムにおいて用いて好適の、光変調装置および光変調方法ならびに光送信装置に関する。

近年、伝送トラフィックの増加に伴い、次世代の４０Ｇｂｐｓ光伝送システム導入の要求が高まっている。しかも、次世代４０Ｇｂｐｓ光伝送システムでは、従来の１０Ｇｂｐｓシステムと同等の伝送距離や周波数利用効率が求められている。その実現手段として、従来システムで適用されてきたＮＲＺ（Non Return to Zero）変調方式に比べて、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ：Optical Signal to Noise Ratio）に対する耐力（ＯＳＮＲ耐力）、非線形性耐力に優れた、ＲＺ−ＤＰＳＫ（Return to Zero−Differential Phase Shift Keying）やＣＳＲＺ−ＤＰＳＫ（Carrier-Suppressed Return-to-Zero−DPSK）変調方式といった変調方式の研究開発が活発になっている。

その中でも、狭スペクトル（高周波数利用効率）の特長を持ったＲＺ−ＤＱＰＳＫ（RZ−Differential Quadrature Phase-Shift Keying）変調方式は、次世代光伝送システムの変調方式の有力候補として期待されている（下記特許文献１参照）。図１８は、４０ＧｂｐｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式を採用した光変調装置の構成例を示す図である。
この図１８に示す光変調装置１００においては、ＤＱＰＳＫ変調器１０１をそなえるとともに、ＲＺ変調器１０２をそなえている。ＤＱＰＳＫ変調器１０１においては、親マッハツェンダ干渉計１０３をそなえるとともに、この親マッハツェンダ干渉計１０３をなすＩアームおよびＱアームにそれぞれ子マッハツェンダ干渉計１０４ｉ，１０４ｑがそなえられる。

また、それぞれの子マッハツェンダ干渉計１０４ｉ，１０４ｑにおいて、入力光に対して２０Ｇｂｐｓのデータ信号に基づく２値の位相変調を行なう。尚、各子マッハツェンダ干渉計１０４ｉ，１０４ｑには、それぞれのアーム部上に電極が形成されて、電圧信号としてのデータ信号が電極に供給されることにより、入力光が位相変調されるようになっている。

このとき、ＤＱＰＳＫ変調器１０１に入力される２本の２０Ｇｂｐｓデータ信号は、図示しない前段回路によって波形が劣化した信号が入力されるため、ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ）１０６ｉ，１０６ｑを用いてそれぞれ波形整形を行なう。例えば、２０ＧＨｚのクロック信号源１１０からのクロック信号に同期して、入力された２０Ｇｂｐｓデータ信号を互いに反転された２つの信号を出力データ信号として出力する。

そして、このＤＦＦ１０６ｉ，１０６ｑからの出力データ信号は、それぞれドライバアンプ１０７ｉ，１０７ｑによって増幅されて、ＤＱＰＳＫ変調器１０１の駆動電圧信号として、上述した各子マッハツェンダ干渉計１０４ｉ，１０４ｑのアーム部上に形成された電極に供給される。これにより、各子マッハツェンダ干渉計１０４ｉ，１０４ｑでは、それぞれ位相変調された光が出力される。

なお、１０８ｑは、子マッハツェンダ干渉計１０４ｑで位相変調された光をπ／２だけ位相シフトを施す移相器である。親マッハツェンダ干渉計１０３は、ＬＤ（Laser Diode）１０５からの連続光を分岐して子マッハツェンダ干渉計１０４ｉ，１０４ｑに供給するとともに、各子マッハツェンダ干渉計１０４ｉ，１０４ｑで位相変調がなされた光を合波して、ＤＱＰＳＫ光信号として出力する。

ＲＺ変調器１０２は、ＤＱＰＳＫ変調器１０１からのＤＱＰＳＫ光信号に対して、クロック信号源１１０から入力されるクロック信号に基づいてＲＺ変調を行なう。この場合においては、ＲＺ変調器１０２の駆動信号としては２０ＧＨｚのクロック信号を用いられ、ＲＺ変調器１０２に入力されたＤＱＰＳＫ光信号は、この２０ＧＨｚのクロック信号によってパルス化されて、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調された光信号として出力される。尚、１０９は、２０ＧＨｚのクロック信号を増幅して駆動信号としてＲＺ変調器１０２に供給するドライバアンプである。
特表２００４−５１６７４３号公報

しかしながら、上述した光変調装置１００では、温度変動や経時変動によって、回路中の位相遅延量が変化することで、回路中の各部の位相にずれが生じる場合がある。例えば、ドライバアンプ１０７ｉ，１０７ｑ，１０９等の増幅応答の温度依存特性や経時変動要因等によって、ＤＱＰＳＫ変調器１０１の駆動信号間に遅延差が生じたり［図１８の（１）参照、以下、ＩＱアーム間遅延という］、ＤＱＰＳＫ変調器１０１での変調タイミングとＲＺ変調器１０２での変調タイミングとの間に遅延差が発生したりする［図１８の（２）参照、以下、データ信号（Ｄａｔａ）−クロック信号（Ｃｌｋ）間位相差という］ことで、送信性能の劣化を招く。

図１９（ａ）〜図１９（ｃ）は、ＩＱアーム間の位相差がそれぞれ０ｐｓ，−１０ｐｓ，＋１０ｐｓの場合におけるＤＱＰＳＫ変調器１０１の出力波形を示す図であり、図２０（ａ）〜図２０（ｃ）は、ＩＱアーム間の位相差がそれぞれ０ｐｓ，−１０ｐｓ，＋１０ｐｓの場合におけるＲＺ変調器１０２の出力波形を示す図である。尚、図中において、横軸は時間［ｐｓ］を、縦軸は強度［μＷ］を示す。

図１９（ｂ），図１９（ｃ）に示すように、ＩＱアーム間に位相差が生じた場合には、位相差が生じていない場合［図１９（ａ）］に比べて出力波形が劣化するということができる。この場合においては、ＲＺ変調器１０２においても、ＤＱＰＳＫ変調器１０１からの出力光の出力波形が劣化することを受けて、図２０（ｂ），図２０（ｃ）に示すように、実質的な位相差が生じていない場合［図２０（ａ）］に比べて出力波形が劣化するということができる。

また、図２１（ａ）〜図２１（ｃ）は、ＩＱアーム間の位相差が０ｐｓである場合において、Ｄａｔａ−Ｃｌｋ間の位相差がそれぞれ０ｐｓ，−５ｐｓ，＋５ｐｓの場合におけるＲＺ変調器１０２の出力波形を示す図である。この図２１（ｂ），図２１（ｃ）に示すように、Ｄａｔａ−Ｃｌｋ間の位相差が生じた場合には、実質的な位相差が生じていない場合［図２１（ａ）参照］に比べて出力波形が劣化するということができる。

図２２は、光変調装置１００におけるＩＱアーム間位相差［ｐｓ］とＱ値ペナルティ［ｄＢ］との関係（Ｒ１）とともに、Ｄａｔａ−Ｃｌｋ間位相差［ｐｓ］とＱ値ペナルティ［ｄＢ］との関係（Ｒ２）について示す図である。この図２２に示すように、ＩＱアーム間及びＤａｔａ−Ｃｌｋ間の両位相差が０ｐｓの場合のＱペナルティの値を基準とすると、いずれも位相差が増加するに従いＱペナルティの値が増大し、信号品質が劣化するということができる。

ここで、位相差に許容されるペナルティ量を例えば０．１ｄＢとすると、ＩＱアーム間遅延差に許容される遅延差は±１０ｐｓ程度であり、Ｄａｔａ−Ｃｌｋ間遅延差に許容される遅延差は±６ｐｓ程度となる。
これに対して、温度モニタ情報を用いてＤＱＰＳＫ変調器１０１の駆動信号間の位相差を補償すること等により、上述のごとき位相差の発生を抑制することが考えられる。しかし、この場合には、温度モニタ情報によるフィードフォワード制御のために、あらかじめ温度依存性等に応じた駆動信号補償のための制御情報を蓄積しておく必要があるが、経時変動特性、個体ばらつきに応じた制御情報についてまでは蓄積しておくことが困難であり、高精度な位相差補償を実現することは困難である。

そこで、経時変動特性、個体ばらつきによらず、簡易かつ高精度に位相差を補償することを目的の一つとすることができる。
なお、上記目的に限らず、後述する発明を実施するための最良の形態に示す各構成により導かれる効果であって、従来の技術によっては得られない効果を奏することも本発明の他の目的の１つとして位置づけることができる。

このため、本発明は、以下の光変調装置，光送信装置および光変調方法を特徴とするものである。
（１）すなわち、本発明の光変調装置は、入力される複数のデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形する複数の波形整形部と、該複数の波形整形部にて波形整形された前記複数のデータ信号によって、多値位相変調された光信号を生成し出力する多値位相変調部と、該多値位相変調部から出力された光信号に基づいて、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を可変制御するレベル比制御部と、をそなえたことを特徴としている。

（２）また、上述の（１）において、該レベル比制御部は、前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を所定周波数で変動させる変動部と、該多値位相変調部から出力された光信号から前記所定周波数成分を抽出する抽出部と、該抽出部で抽出された前記所定周波数成分に基づいて、該変動部で周期的に変動させる前記相対的レベル比の中心を調整する調整部と、をそなえたこととしてもよい。

（３）さらに、上述の（２）において、該変動部は、前記所定周波数の信号を発生する発振回路と、該発振回路から出力される前記所定周波数の信号を、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号か、又は、前記基準レベルを該複数の波形整形部に与える基準レベル信号に重畳して、前記複数の波形整形部に供給する周波数成分重畳部と、をそなえたこととしてもよい。

（４）また、上述の（１）において、該多値位相変調部から出力された光信号を、前記クロック信号に基づいてＲＺ（Return to Zero）変調を行なう第１ＲＺ変調部を更にそなえ、該レベル比制御部は、該第１ＲＺ変調部から出力された第１ＲＺ光信号に基づいて、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を可変制御することとすることもできる。

（５）さらに、上述の（１）において、前記クロック信号に基づいてＲＺ変調された第２ＲＺ光信号を生成し出力する第２ＲＺ変調部を更にそなえ、該多値位相変調部は、該第２ＲＺ変調部からの第２ＲＺ光信号から、前記多値位相変調された光信号を生成し出力するように構成することもできる。
（６）また、上述の（４）又は（５）において、該複数の波形整形部は、入力される２つのデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形する２つの波形整形部として構成されるとともに、該レベル比制御部は、前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を所定周波数で変動させる変動部と、該第１ＲＺ変調部又は該多値位相変調部から出力された光信号から前記所定周波数成分を抽出する抽出部と、該抽出部で抽出された前記所定周波数成分に基づいて、該変動部で周期的に変動させる前記相対的レベル比の中心を調整する調整部と、をそなえ、該変動部は、前記所定周波数の信号を発生する発振回路と、該発振回路から出力される前記所定周波数の信号を、該２つの波形整形部に入力される前記クロック信号か、又は、前記基準レベルを該複数の波形整形部に与える基準レベル信号に重畳して、該２つの波形整形部に供給する周波数成分重畳部と、をそなえ、かつ、該発振回路にて発振され、該周波数成分重畳部による前記クロック信号か又は前記基準レベル信号への重畳を通じて該複数の波形整形部へ供給される前記所定周波数の信号の一方について反転させる信号反転部を更にそなえたこととすることができる。

（７）さらに、上述の（６）において、該信号反転部の前記所定周波数の信号の反転／非反転を切り替える切り替え部を更にそなえたこととしてもよい。
（８）また、上述の（６）において、該抽出部は、該第１ＲＺ変調部又は該多値位相変調部から出力された光信号の一部を分岐する分岐部と、該分岐部で分岐された前記一部の光信号を受光して電気信号に変換する受光部と、該受光部からの前記電気信号に含まれる前記所定周波数成分を、該発振回路からの前記所定周波数の信号に基づいて同期検波により抽出する同期検波部と、をそなえたこととしてもよい。

（９）さらに、本発明の光送信装置は、上記（１）〜（８）のいずれかの光変調装置が搭載されたことを特徴とするものである。
（１０）また、本発明の光変調方法は、入力される複数のデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形し、前記波形整形された前記複数のデータ信号によって、多値位相変調された光信号を生成し出力する一方、前記複数のデータ信号について波形整形を行なうタイミングを定める基準となる、前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を、前記多値位相変調された光信号に基づいて可変制御することを特徴としている。

このように、本発明によれば、レベル比制御部により、多値位相変調部から出力された光信号に基づいて、複数の波形整形部に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を可変制御することができるので、経時変動特性、個体ばらつきによらず、簡易かつ高精度に位相差を補償することができる。

以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。
なお、本発明は、以下の実施の形態に限定されるものではない。又、上述の本願発明の目的のほか、他の技術的課題，その技術的課題を解決する手段及び作用効果についても、以下の実施の形態による開示によって明らかとなる。
〔Ａ〕第１実施形態の説明
図１は本発明の第１実施形態にかかる光変調装置を示す図である。この図１に示す光変調装置１は、光伝送システムにおける光送信装置において適用することができるのであって、前述の図１８に示すもの（符号１０１，１０２参照）と実質的に同等のＤＱＰＳＫ変調部２およびＲＺ変調部３をそなえている。

ＤＱＰＳＫ変調部２は、光源７に光学的に接続される親マッハツェンダ干渉計２ａ、および、親マッハツェンダ干渉計２ａをなす２本のアーム部２ａｉ，２ａｑにそれぞれ形成された子マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑをそなえている。又、各子マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑ上に光変調のための図示しない電極が形成されて構成される。
すなわち、ＤＱＰＳＫ変調部２においては、各子マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑを伝搬する連続光について、それぞれ、電極へ供給される駆動電気信号により２値の位相変調を施すことができる。尚、２ｃは、子マッハツェンダ干渉計２ｂｑで位相変調された光をπ／２だけ位相シフトを施す移相器である。そして、親マッハツェンダ干渉計２ａをなす合波導波路部２ａｍは、各アーム部２ａｉ，２ａｑを通じて位相変調された光信号を合波して、親マッハツェンダ干渉計２ａからＤＱＰＳＫ変調された光信号として出力するようになっている。

なお、各子マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑに形成される電極へ供給される駆動電気信号は、それぞれ、例えば２０Ｇｂｐｓの２つのデータ信号に由来するものであって、これら２つのデータ信号は、波形整形部４−１，４−２においてそれぞれ波形整形された後にドライバアンプ８−１，８−２でそれぞれ増幅され、マッハツェンダ干渉計２ｂｑ，２ｂｉへの駆動電気信号として各電極に供給されるようになっている。

すなわち、上述のＤＱＰＳＫ変調部２は、２つの波形整形部４−１，４−２にて波形整形された２つのデータ信号によって、多値位相変調（ここではＤＱＰＳＫ変調）された光信号を生成し出力する多値位相変調部を構成する。尚、上述のごとく２０Ｇｐｓのデータ信号によりＤＱＰＳＫ変調した場合には、１シンボルで２ビットのデータを変調することができるので、４０ＧｂｐｓのＤＱＰＳＫ変調光信号とすることができる。

また、第１実施形態におけるＲＺ変調部（第１ＲＺ変調部）３は、ＤＱＰＳＫ変調部２をなす合波導波路部２ａｍの後段に接続されたマッハツェンダ干渉計３ａとともに、マッハツェンダ干渉計３ａ上にＲＺ光変調のための図示しない電極が形成されて構成される。そして、ＲＺ変調器３においては、クロック信号源６からドライバアンプ９を介して入力される、例えば２０ＧＨｚのクロック信号をなす駆動電気信号により、入力されるＤＱＰＳＫ光信号をＲＺ光変調して、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調された光信号として出力することができるようになっている。尚、クロック信号源６については、前段回路をなすシリアライザにそなえることができる。

さらに、波形整形部４−１，４−２は、それぞれ、入力される２つのデータ信号を、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形するものであって、ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ）等の識別回路（ＤＥＣ：DECision）により構成することができる。尚、この波形整形部４−１，４−２で波形整形されたデータ信号は、それぞれ、ドライバアンプ８−１，８−２で増幅されて、駆動電気信号（位相変調のための信号）として子マッハツェンダ干渉計２ｂｑ，２ｂｉに形成される電極へ供給されるようになっている。

図２は上述の波形整形部４−１，４−２の構成例を示す図であり、図３，図４は波形整形部４−１，４−２の動作について説明するための図である。尚、以下においては、波形整形部４−１に着目して説明するが、波形整形部４−２の構成および動作についても同様に説明することができる。
波形整形部４−１は、この図１又は図２に示すように、例えば２０Ｇｂｐｓのデータ信号について正転信号および反転信号として入力されるとともに、クロック信号源６からの例えば２０ＧＨｚのクロック信号（例えば正弦波）および後述の乗算器５ｃ−１，５ｃ−２からのリファレンス信号（基準レベルを与える信号）を入力されて、上述のデータ信号について、クロック信号およびリファレンス信号に基づくタイミングに同期して「１」又は「０」を識別し、識別結果を波形整形されたデータ信号（正転信号および反転信号）として出力するものである。

たとえば、図３に示すように、波形整形部４−１においては、入力されるクロック信号ＣＬＫの立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングに合わせてデータ信号の識別を行なう。このとき、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりまたは立ち下がりを判断するため、リファレンス信号ＲＳの電位を用いる。具体的には、クロック信号がリファレンス信号の電位を上回った時点のタイミングをクロック信号の立ち上がりタイミングとして、クロック信号がリファレンス信号を下回った時点のタイミングをクロック信号の立ち下がりタイミングとして、データ信号の識別のために用いる。

また、１０，１１は位相シフタ（ＭＰＳ：Mechanical Phase Shifter）であり、位相シフタ１０は波形整形部４−１，４−２へのクロック信号に対し、位相シフタ１１はＲＺ変調部３へのクロック信号に対し、それぞれデバイス個体差に応じて発生する位相差を初期的に補償すべく固定的な位相シフトを与えるものである。これらの位相シフタ１０，１１としては、メカニカル式の位相シフタを用いる。メカニカル式の位相シフタ１０，１１は、機械的に電気長を変化させて遅延量を変化させるものであり、一般的に経時変動や温度変動による遅延量の変化が小さく、損失も小さい(〜1 dB)。尚、位相シフタ１０としては、各波形整形部４−１，４−２に対応してそなえることとしてもよい。又、位相シフタ１０，１１については、回路設計時に高精度に電気長の設計を行なうことで省略することも可能である。

さらに、第１実施形態においては、この図３に示すように、このリファレンス信号の電位をデータ信号の識別が可能な範囲で変化させることにより波形整形部４−１での識別位相を変化させることができる。例えば、この図３に示すように、クロック信号の振幅レベルに対する基準レベルとしてのリファレンス信号電位との相対的レベル比が１０〜９０パーセントとなる範囲Ｒでデータの識別が可能であると仮定すると、リファレンス信号の電位をこの相対的レベル比１０〜９０パーセントの範囲で変化させることによって、データ信号の位相（出力タイミング）を約１５ｐｓ程度変化させることができるようになる。換言すれば、リファレンス信号の電位を可変制御することにより、ＤＱＰＳＫ変調部２に供給すべきデータ信号の出力タイミングについて調整することができるようになっている。

図４（ａ）〜図４（ｄ）は、クロック信号の立ち上がりと判断されるタイミングを識別タイミングとして適用する場合において、リファレンス信号の電位を上述のごとく変化させることにより、波形整形されたデータ信号の出力タイミングの調整を行なった一例を説明するためのタイムチャートである。波形整形部４−１に、図４（ａ）に示すようなデータ信号が入力されるとともに、図４（ｂ）のＣＬＫに示すようなクロック信号が入力された場合を想定する。

ここで、波形整形部４−１に入力されるリファレンス信号の電位を上限値（ＵＬ）とした場合には、波形整形部４−１ではタイミングｔ１〜ｔ４に同期したデータ識別がそれぞれ行なわれる結果、図４（ｃ）に示すようなデータ信号出力を得ることができる。これに対し、波形整形部４−１に入力されるリファレンス信号の電位を下限値（ＬＬ）とした場合には、波形整形部４−１ではタイミングｔ１１〜ｔ１４に同期したデータ識別がそれぞれ行なわれる結果、図４（ｄ）に示すようなデータ信号出力を得ることができる。

このようにして、リファレンス信号の電位を上限値（ＵＬ）および下限値（ＬＬ）の間で変動させることにより、図中Ｇに示すようなデータ信号出力の遅延可変幅を持たせることができるようになる。
また、図１に示すレベル比制御部５は、ＲＺ変調器３から出力されたＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号に基づいて、波形整形部４−１，４−２に入力されるクロック信号の振幅レベルに対するリファレンス信号の電位（基準レベル）の相対的レベル比を可変制御するレベル比制御部であり、このレベル比制御部５による上述の相対的レベル比の可変制御により、前述の図１８の場合に生じるＩＱアーム間位相差（１）やデータ信号−クロック信号間位相差（２）を補償することができるようになっている。

このために、レベル比制御部５は、発振回路５ａ，論理反転回路５ｂ，乗算器５ｃ−１，５ｃ−２，光カプラ５ｄ，フォトダイオード５ｅ，トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）５ｆ，同期検波部５ｇおよび遅延制御回路５ｈをそなえている。尚、この図１に示すように、ＴＩＡ５ｆと同期検波部５ｇとの間に、ＴＩＡ５ｆから出力される電気信号について、周波数ｆ０の成分を抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５ｉを介装することとしてもよい。

発振回路５ａは、所定周波数ｆ０の信号（周波数信号ｆ０）を発生させるものである。この発振回路５ａで発生する周波数信号ｆ０は、ＩＱアーム間位相差やデータ信号−クロック信号間位相差を補償する遅延時間設定の最適設定を探索するためにリファレンス信号の電位を変動させるためのものであって、例えば数ｋＨｚ〜数ＭＨｚ程度の、データ信号のビットレートに相当する周波数よりも十分に小さい周波数を有する正弦波信号とすることができる。

また、乗算器５ｃ−１は、発振回路５ａからの周波数信号ｆ０と、後述の遅延制御回路５ｆからのリファレンス調整値とを乗算して、リファレンス信号（基準レベル信号）として波形整形部４−１に供給する。又、乗算器５ｃ−２は、発振回路５ａで発生する周波数信号ｆ０について論理反転回路５ｂを介して入力されるとともに、遅延制御回路５ｆからのリファレンス調整値とを乗算して、リファレンス信号（基準レベル信号）として波形整形部４−２に供給する。

ここで、論理反転回路５ｂは、遅延制御回路５ｈをなす切り替え部５ｈ−１からの切り替え指示を受けて、発振回路５ａからの周波数信号ｆ０について、位相を非反転（正転）又は反転させて乗算器５ｃ−２に出力する。即ち、論理反転回路５ｂで周波数信号ｆ０を反転させる場合には、２つの乗算器５ｃ−１，５ｃ−２にそれぞれ入力される周波数信号ｆ０は互いに位相が反転した関係を有する一方、論理反転回路５ｂで周波数信号ｆ０を正転させる場合には、２つの乗算器５ｃ−１，５ｃ−２にそれぞれ入力される周波数信号ｆ０は互いに同位相の関係を有することになる。従って、論理反転回路５ｂは、基準レベル信号への重畳を通じて波形整形部４−１，４−２へ供給される所定周波数ｆ０の信号の一方について反転させる信号反転部である。

図５（ａ）〜図５（ｃ）は、論理反転回路５ｂにおいて上述のごとく互いに位相が反転した周波数信号ｆ０が乗算器５ｃ−１，５ｃ−２に供給された場合に、ＤＱＰＳＫ変調部２およびＲＺ変調部３での変調に与える影響を示すものである。一方、図６（ａ）〜図６（ｃ）は、論理反転回路５ｂにおいて同位相の周波数信号ｆ０が乗算器５ｃ−１，５ｃ−２に供給された場合に、ＤＱＰＳＫ変調部２およびＲＺ変調部３での変調に与える影響を示すものである。

図５（ａ）に示すように、波形整形部４−１，４−２においては、それぞれ、乗算器５ｃ−１，５ｃ−２から互いに位相が反転する周波数信号ｆ０の成分が重畳されたリファレンス信号ａ１，ａ２が入力される。波形整形部４−１，４−２においては、周波数信号ｆ０で変動するリファレンス信号ａ１，ａ２が入力されると、その変動にあわせてデータ信号の識別タイミングも変動する。

したがって、図５（ｂ）に示すように、波形整形部４−１，４−２から出力されるデータ信号ｂ１，ｂ２についても、リファレンス信号ａ１，ａ２の変動にあわせてその出力タイミングが変動する。換言すれば、波形整形部４−１，４−２から出力されるデータ信号ｂ１，ｂ２には、周波数ｆ０の周期で遅延時間Ｔ１，Ｔ２が与えられる。尚、変動する遅延時間の振幅Δは、データ信号の識別が可能なリファレンス信号の変動幅（図３のＲ参照）よりも十分に小さいものとする。

ＤＱＰＳＫ変調部２においては、上述のごとく周波数ｆ０の周期で変動する遅延時間Ｔ１，Ｔ２が与えられたデータ信号ｂ１，ｂ２に基づいて位相変調される。即ち、ＤＱＰＳＫ変調部２をなすＩアーム部２ａｉのマッハツェンダ干渉計２ｂｉにおいては、データ信号ｂ１によって位相変調される一方、Ｑアーム部２ａｑのマッハツェンダ干渉計２ｂｑにおいては、データ信号ｂ２によって位相変調される。合波導波路部２ａｍでは、各アーム部２ａｉ，２ａｑを通じて位相変調された光信号が合波され、ＤＱＰＳＫ変調光信号として出力される。

このとき、マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑを伝搬する光が位相変調される光信号の遅延時間差、即ちＩＱアーム間位相差は、図５（ｃ）のｃ１に示すように、図５（ｂ）のＴ２−Ｔ１に相当するため、時間軸上において周波数ｆ０で変動する。
一方、ＤＱＰＳＫ変調部２をなす各マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑでの位相変調による遅延時間差の平均［（Ｔ１＋Ｔ２）／２］は、Ｔ１，Ｔ２が相殺されて実質的に０となり、ＲＺ変調部３においては、クロック信号源６からのクロック信号について位相シフトを付与せずにＲＺ変調に用いているので、ＲＺ変調による遅延時間差の平均についても実質的に０となる。

したがって、図５（ｃ）のｃ２に示すように、データ信号−クロック信号間位相差については、ＤＱＰＳＫ変調部２での位相変調による遅延時間差の平均と、ＲＺ変調部３でのＲＺ変調による遅延時間差の平均と、の差から求められるので、常に一定となる。
すなわち、論理反転回路５ｂにおいて反転信号を出力すると、互いに位相が反転した周波数信号ｆ０を乗算器５ｃ−１，５ｃ−２に供給することができ、ＩＱアーム間位相差のみを切り出すことができるようになる。

また、図６（ａ）に示すように、論理反転回路５ｂにおいて互いに同位相の周波数信号ｆ０を乗算器５ｃ−１，５ｃ−２に供給することにより、波形整形部４−１，４−２においては、それぞれ、乗算器５ｃ−１，５ｃ−２から互いに同位相の周波数信号ｆ０の成分が重畳されたリファレンス信号ａ１１，ａ１２が入力される。
そして、図６（ｂ）に示すように、波形整形部４−１，４−２から出力されるデータ信号ｂ１１，ｂ１２についても、それぞれ、リファレンス信号ａ１１，ａ１２の変動にあわせてその出力タイミングが変動し、時間軸上では周波数ｆ０で遅延量が変動する［図６（ｂ）のＴ１，Ｔ２参照］。即ち、ＤＱＰＳＫ変調部２をなすＩアーム部２ａｉのマッハツェンダ干渉計２ｂｉにおいては、データ信号ｂ１１によって位相変調される一方、Ｑアーム部２ａｑのマッハツェンダ干渉計２ｂｑにおいては、データ信号ｂ１２によって位相変調される。

このとき、波形整形部４−１，４−２に入力される信号に関し、乗算器５ｃ−１，５ｃ−２で乗算される周波数信号ｆ０とともに、クロック信号源６からのクロック信号は共通としているので、マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑを伝搬する光については互いに同位相で遅延時間Ｔ１，Ｔ２を変動させることができ、両マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑで位相変調される光信号の遅延時間差（Ｔ２−Ｔ１）、即ちＩＱアーム間位相差は、図６（ｃ）のｃ１１に示すように、時間軸上では実質的に一定値０とすることが可能である（Ｔ２−Ｔ１＝０）。

一方、ＤＱＰＳＫ変調部２をなす各マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑでの位相変調による遅延時間差の平均［（Ｔ１＋Ｔ２）／２］を求めると、周波数ｆ０の成分が残る。又、ＲＺ変調部３においては、クロック信号源６からのクロック信号について位相シフトを付与せずにＲＺ変調に用いているので、ＲＺ変調による遅延時間差の平均については実質的に０となる。

したがって、ＤＱＰＳＫ変調部２での位相変調による遅延時間差の平均と、ＲＺ変調部３でのＲＺ変調による遅延時間差の平均と、の差から求められるデータ信号−クロック信号間位相差については、図６（ｃ）のｃ１２に示すように、周波数ｆ０の成分が残ることになる［（Ｔ１＋Ｔ２）／２］。
すなわち、論理反転回路５ｂで正転信号を出力すると、互いに移送が同位相の周波数信号ｆ０を乗算器５ｃ−１，５ｃ−２に供給することができるので、データ信号−クロック信号間位相差のみを切り出すことができるようになる。

したがって、上述の論理反転回路５ｂ，乗算器５ｃ−１，５ｃ−２により、発振回路５ａから出力される所定周波数ｆ０の信号を、基準レベル信号に重畳して波形整形部４−１，４−２に供給する周波数成分重畳部を構成し、この周波数成分重畳部としての構成と発振回路５ａとにより、クロック信号の振幅レベルに対する基準レベルの相対的レベルを所定周波数で変動させる変動部を構成する。

また、図１に示す光カプラ５ｄは、ＲＺ変調部３から出力された光信号の一部を分岐する分岐部であり、フォトダイオード（ＰＤ）５ｅは、分岐部をなす光カプラ５ｄで分岐された一部の光信号を受光して電気信号（ここでは電流信号）に変換する受光部である。尚、これらの光カプラ５ｄおよびフォトダイオード５ｅについては、ＲＺ変調部３をなすモジュール（又はＤＱＰＳＫ変調部２およびＲＺ変調部３が集積化されたモジュール）に内蔵された構成を利用することも可能である。

トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）５ｆは、フォトダイオード５ｅからの電流信号について電圧信号に変換するものであるが、フォトダイオード５ｅから出力される電気信号が電圧信号であれば省略することも可能である。更に、同期検波部５ｇは、ＴＩＡ５ｆからの電気信号に含まれる所定周波数ｆ０の成分を、発振回路５ａからの所定周波数ｆ０の信号に基づいて同期検波により抽出するものである。

したがって、上述の光カプラ５ｄ，フォトダイオード５ｅ，ＴＩＡ５ｆおよび同期検波部５ｇにより、ＲＺ変調部３から出力された光信号から所定周波数ｆ０の成分を抽出する抽出部を構成する。
また、遅延制御回路５ｈは、上述のＩＱアーム間位相差およびデータ信号−クロック信号間位相差を補償すべく波形整形部４−１，４−２に与えるリファレンス信号の電位を調整するものであり、切り替え部５ｈ−１および調整部５ｈ−２をそなえている。

切り替え部５ｈ−１は、論理反転回路５ｂにおける所定周波数ｆ０の信号の反転／非反転を切り替え制御するものであり、調整部５ｈ−２は、抽出部をなす同期検波部５ｇで抽出された所定周波数ｆ０の成分に基づいて、変動部をなす乗算器５ｃ−１，５ｃ−２での周波数信号ｆ０の重畳を通じて周期的に変動させる、クロック信号の振幅レベルに対するリファレンス信号の相対的レベル比の中心値を調整するものである。

具体的には、同期検波部５ｇで抽出される所定周波数ｆ０の成分が最小となるように、上述の相対的レベル比の中心値を定めるリファレンス調整値を電圧信号として出力することにより、リファレンス信号を調整して波形整形部４−１，４−２に供給することができるようになっている。換言すれば、リファレンス信号の相対的レベル比の中心値は、クロック信号の振幅レベルに対するリファレンス調整値の比ということができる。

すなわち、切り替え部５ｈ−１での切り替え制御により、論理反転回路５ｂから発振回路５ａからの周波数信号ｆ０を反転して出力させることにより、調整部５ｈ−２においては、ＩＱアーム間位相差を補償すべく波形整形部４−１，４−２に与えるリファレンス信号を調整することができる。又、切り替え部５ｈ−１での切り替え制御により、論理反転回路５ｂから発振回路５ａからの周波数信号ｆ０を正転して（そのまま）出力させることにより、調整部５ｈ−２においては、データ信号−クロック信号間位相差を補償すべく波形整形部４−１，４−２に与えるリファレンス信号を調整することができる。

図７（ａ）〜図７（ｃ）は調整部５ｈ−２によるリファレンス信号の調整原理を説明する図である。波形整形部４−１，４−２へのリファレンス信号に互いに同位相の周波数信号ｆ０が重畳されている場合には、同期検波部５ｇからの周波数ｆ０の成分の大きさ（パワー）は、図７（ａ）に示すように、データ信号−クロック信号間位相差が実質的に０のときに極小となり、データ信号−クロック信号間位相差の値が０から離れていくに従い周波数ｆ０の成分は大きくなる。

データ信号−クロック信号間位相差は、波形整形部４−１，４−２から出力されるデータ信号の遅延時間Ｔ１，Ｔ２（図６（ｂ）参照）の平均と、ＲＺ変調部３でのＲＺ変調による遅延時間差の平均［０］と、の差［（Ｔ１＋Ｔ２）／２］により求められる。そして、波形整形部４−１，４−２から出力されるデータ信号の遅延時間Ｔ１，Ｔ２は、それぞれの波形整形部４−１，４−２に入力されるクロック信号の振幅レベルに対するリファレンス信号のレベルの相対的レベル比に対応する。

したがって、図７（ａ）に示すように、波形整形部４−１，４−２に入力されるリファレンス信号に周波数信号ｆ０が重畳されているので、それぞれの相対的レベル比を変動させて、データ信号−クロック信号間位相差の値についても、時間軸上（ｔ５〜ｔ１）で変動させることができるようになる。
このとき、調整部５ｈ−２から乗算器５ｃ−１，５ｃ−２に出力される各リファレンス調整値が適正であれば、図７（ａ）のａ１に示すように、データ信号−クロック信号間位相差は、周波数ｆ０の成分の極小点となる位相差の点を跨いで周期的に変動する。従って、同期検波部５ｇで抽出される周波数ｆ０の成分の大きさについても極小点をまたいで周期的に変動するため、図７（ｂ）に示すように、時間軸上ではｆ０成分の２倍の周波数成分が支配的となり、ｆ０成分は理想的には０となる。

これに対し、調整部５ｈ−２から乗算器５ｃ−１，５ｃ−２に出力される各リファレンス調整値が適正でない場合には、図７（ａ）のａ２に示すように、データ信号−クロック信号間位相差は、周波数ｆ０の成分の極小点となる位相差の点を跨がずに周期的に変動する。従って、同期検波部５ｇで抽出される周波数ｆ０の成分の大きさについても極小点を跨がずに周期的に変動するため、図７（ｃ）に示すように、時間軸上ではｆ０成分の周波数成分が支配的となる。

このように、調整部５ｈ−２においては、同期検波部５ｇで抽出される周波数ｆ０の成分が最小（０）となるように、乗算器５ｃ−１，５ｃ−２へのリファレンス調整値を調整することにより、データ信号−クロック信号間位相差を最適に補償することができるようになる。
また、波形整形部４−１，４−２へのリファレンス信号に互いに逆位相の周波数信号ｆ０が重畳されている場合には、ＩＱアーム位相差（Ｔ２−Ｔ１）に対する同期検波部５ｇからの周波数ｆ０の成分の大きさ（パワー）についても、データ信号−クロック信号間位相差に対する周波数ｆ０の成分［図７（ａ）参照］と同様に、ように、ＩＱアーム位相差（Ｔ２−Ｔ１）が実質的に０のときに極小となり、ＩＱアーム間位相差の値が０から離れていくに従い周波数ｆ０の成分は大きくなるということができる。

したがって、図７（ｂ），図７（ｃ）の場合と実質的に同様に、調整部５ｈ−２においては、同期検波部５ｇで抽出される周波数ｆ０の成分が最小（０）となるように、乗算器５ｃ−１，５ｃ−２へのリファレンス調整値を調整することにより、ＩＱアーム間位相差についても最適に補償することができるようになる。
上述のごとく構成された光変調装置１において、ＩＱアーム間位相差を補償する場合の動作を図８に示すフローチャートを用いて説明する。切り替え部５ｈ−１による切り替え制御を通じて、論理反転回路５ｂにより波形整形部（ＤＥＣ）４−２に重畳する周波数信号ｆ０の位相を、波形整形部（ＤＥＣ）４−１への周波数信号ｆ０の位相と反転させる（図８のステップＡ１）。

そして、乗算器５ｃ−１，５ｃ−２において、それぞれのリファレンス調整値に互いに位相が反転した周波数信号ｆ０を乗算して、それぞれ、波形整形部４−１，４−２へのリファレンス信号として出力する。これにより、波形整形部４−１，４−２のリファレンス信号には周波数ｆ０の信号が重畳されることになる（ステップＡ２）。
このように互いに位相が反転した周波数信号ｆ０が重畳されたリファレンス信号が波形整形部４−１，４−２にそれぞれ入力されるので、前述の図５（ｂ）に示すように、波形整形部４−１，４−２から出力されるデータ信号の遅延時間が周波数ｆ０で変動することとなる（ステップＡ３）。

このとき、マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑを伝搬する光が位相変調される光信号の遅延時間差、即ちＩＱアーム間位相差は、図５（ｃ）のｃ１に示すように、図５（ｂ）のＴ２−Ｔ１に相当するため、時間軸上において周波数ｆ０で変動する（ステップＡ４）。一方、データ信号−クロック信号間位相差については、ＤＱＰＳＫ変調部２での位相変調による遅延時間差の平均と、ＲＺ変調部３でのＲＺ変調による遅延時間差の平均と、の差から求められるので、常に一定値０となる。

すなわち、論理反転回路５ｂにおいて反転信号を出力し、互いに位相が反転した周波数信号ｆ０を乗算器５ｃ−１，５ｃ−２に供給することで、ＲＺ光変調部３から出力される光信号をＩＱアーム間位相差（遅延差）に応じて変化させることができるようになる（ステップＡ５）。
そして、ＲＺ変調部３の出力を光カプラ５ｄで分岐し、分岐した光信号をフォトダイオード５ｅで受光する（ステップＡ６）。更に、同期検波部５ｇでは、フォトダイオード５ｅからのモニタ信号を入力されるとともに、波形整形部４−１，４−２のリファレンス信号に重畳された周波数信号ｆ０を発振回路５ａから入力され、これらのモニタ信号と発振回路５ａからの周波数信号ｆ０とを周波数比較することにより同期検波を行ない、モニタ信号に含まれている周波数ｆ０の成分を抽出する（ステップＡ７）。

遅延制御回路５ｈをなす調整部５ｈ−２においては、同期検波部５ｇで抽出された周波数ｆ０の成分が最小（０）となるまで（ＩＱアーム間位相差が最適となるまで）、各波形整形部４−１，４−２におけるリファレンス信号のもととなるリファレンス調整値（リファレンス電位）をそれぞれ変更する（ステップＡ８のＮＯルートからステップＡ９）。その後、同期検波部５ｇで抽出された周波数ｆ０の成分が最小となると、リファレンス調整値の変更制御は終了となる（ステップＡ８のＹＥＳルート）。

また、データ信号−クロック信号間位相差を補償する場合においては、図９に示すように、切り替え部５ｈ−１による切り替え制御を通じて、論理反転回路５ｂにより波形整形部（ＤＥＣ）４−２に重畳する周波数信号ｆ０の位相を、波形整形部（ＤＥＣ）４−１への周波数信号ｆ０の位相と同位相とする（ステップＢ１）。
そして、乗算器５ｃ−１，５ｃ−２において、調整部５ｈ−２からのリファレンス調整値に互いに位相が同位相の周波数信号ｆ０を乗算して、それぞれ、波形整形部４−１，４−２へのリファレンス信号として出力する。これにより、波形整形部４−１，４−２のリファレンス信号には周波数ｆ０の信号が重畳されることになる（ステップＢ２）。

このように互いに同位相の周波数信号ｆ０が重畳されたリファレンス信号が波形整形部４−１，４−２にそれぞれ入力されるので、前述の図６（ｂ）に示すように、波形整形部４−１，４−２から出力されるデータ信号の遅延時間が周波数ｆ０で変動することとなるが、その遅延時間差の変動は同相となる［図６（ｂ）のｂ１１，ｂ１２、ステップＢ３）。

このとき、マッハツェンダ干渉計２ｂｉ，２ｂｑを伝搬する光が位相変調される光信号の遅延時間差、即ちＩＱアーム間位相差は、図６（ｃ）のｃ１１に示すように、図６（ｂ）のＴ２−Ｔ１に相当するため、時間軸上においては実質的には一定値０となる。一方、データ信号−クロック信号間位相差については、ＤＱＰＳＫ変調部２での位相変調による遅延時間差の平均［（Ｔ２＋Ｔ１）／２］と、ＲＺ変調部３でのＲＺ変調による遅延時間差の平均（０）と、の差から求められるので、周波数ｆ０で変動する（ステップＢ４）。

すなわち、互いに同位相の周波数信号ｆ０を乗算器５ｃ−１，５ｃ−２に供給することで、ＲＺ光変調部３から出力される光信号をデータ信号−クロック信号間位相差（遅延差）に応じて変化させることができるようになる（ステップＢ５）。
そして、ＲＺ変調部３の出力を光カプラ５ｄで分岐し、分岐した光信号をフォトダイオード５ｅで受光する（ステップＢ６）。更に、同期検波部５ｇでは、フォトダイオード５ｅからのモニタ信号を入力されるとともに、波形整形部４−１，４−２のリファレンス信号に重畳された周波数信号ｆ０を発振回路５ａから入力され、これらのモニタ信号と発振回路５ａからの周波数信号ｆ０とを周波数比較することにより同期検波を行ない、モニタ信号に含まれている周波数ｆ０の成分を抽出する（ステップＢ７）。

遅延制御回路５ｈをなす調整部５ｈ−２においては、同期検波部５ｇで抽出された周波数ｆ０の成分が最小（０）となるまで（データ信号−クロック信号間位相差が最適となるまで）、各波形整形部４−１，４−２におけるリファレンス信号のもととなるリファレンス調整値（リファレンス電位）をそれぞれ変更する（ステップＢ８のＮＯルートからステップＢ９）。その後、同期検波部５ｇで抽出された周波数ｆ０の成分が最小となると、リファレンス調整値の変更制御は終了となる（ステップＢ８のＹＥＳルート）。

このように、本発明の第１実施形態にかかる光変調装置１によれば、ＤＱＰＳＫ変調部２から出力された光信号に基づいて、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を可変制御するレベル比制御部５をそなえているので、温度変動や経時変動によって、光変調装置１をなす回路中の位相遅延量が変化することで、回路中の各部の位相にずれが生じた場合においても、適応的にこれを補償することができる。従って、経時変動特性、個体ばらつきによらず、簡易かつ高精度に位相差を補償することができる。

この点、図１０に示すように、第１実施形態に示す波形整形部４−１，４−２におけるリファレンス信号への周波数信号ｆ０の重畳を行なうことに代えて、ＤＦＦ４′−１，４′−２におけるデータ信号の出力タイミングを定めるクロック信号の位相を直接可変制御する位相シフタ１０′−１，１０′−２をそなえ、ＤＱＰＳＫ変調部２を駆動するデータ信号とＲＺ変調部３を駆動するクロック信号の遅延を制御する構成が考えられる。即ち、位相シフタ１０′−１，１０′−２に対して位相シフト量を制御するための制御信号に周波数信号ｆ０を重畳し、位相制御部５ｈ′で、ＲＺ変調部３の出力のモニタ光から抽出した周波数信号ｆ０の成分を用いて遅延差が最適となるように位相シフタ１０′−１，１０′−２を制御する。尚、図１０中、図１と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

しかしながら、上述の図１０に示す構成においては、遅延を制御する位相シフタ１０′−１，１０′−２として電圧による駆動が可能な電気回路式の位相シフタが適用される。この電気回路式の位相シフタは、一般的に損失が大きい（＞４ｄＢ）ため、その損失を補うためにアンプ等の追加が必要になり、結果として、回路の部品点数が増大し、消費電力やコストの増加に繋がる。

これに対し、第１実施形態にかかる光変調装置１においては、上述の図１０に示すような電気回路による位相シフタを用いずに信号間の遅延差を補償制御することが可能となり、回路の部品点数の増大、ひいては、消費電力やコスト増加を抑制させることができる。
〔Ｂ〕第２実施形態の説明
図１１は本発明の第２実施形態にかかる光変調装置１Ａを示す図である。この図１１に示す光変調装置１Ａは、前述の第１実施形態の場合と異なり、ＲＺ変調部３ＡとＤＱＰＳＫ変調部２Ａの光伝搬方向についての配列順序が第１実施形態の場合と逆になっている。即ち、ＲＺ変調部３Ａは、クロック信号源６からのクロック信号に基づいてＲＺ変調された第２ＲＺ光信号を生成し出力する第２ＲＺ変調部であり、光源７に接続されたマッハツェンダ干渉計３ａとともに、マッハツェンダ干渉計３ａ上にＲＺ光変調のための図示しない電極が形成されて構成される。又、ＤＱＰＳＫ変調部２Ａは、ＲＺ変調部３Ａからの第２ＲＺ光信号から、ＤＱＰＳＫ変調された光信号（ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光信号）を生成し出力する。

この場合においては、光カプラ５ｄ，フォトダイオード５ｅ，ＴＩＡ５ｆおよび同期検波部５ｇにより、ＤＱＰＳＫ変調部２Ａから出力された光信号から所定周波数ｆ０の成分を抽出する抽出部を構成する。尚、上記構成以外の構成については、前述の図１に示すものと基本的に同様であり、図１１中、図１と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。
したがって、第２実施形態にかかる光変調装置１Ａにおいても、前述の第１実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。

〔Ｃ〕第３実施形態の説明
図１２は本発明の第３実施形態にかかる光変調装置１Ｂを示す図である。この図１２に示す光変調装置１Ｂは、前述の第１実施形態における光変調装置１に比して、レベル比制御部５Ｂとしての構成が異なっている。尚、その他の構成については前述の第１実施形態の場合と基本的に同様であり、図１２中、図１と同一の符号は、ほぼ同様の部分を示している。

ここで、光変調装置１Ｂにおけるレベル比制御部５Ｂは、前述の第１実施形態の場合と異なる波形整形部４Ｂ−１，４Ｂ−２，乗算器５ｊ−１，５ｊ−２および遅延制御回路５ｋをそなえるとともに、バイアスＴ回路５ｍ−１，５ｍ−２および抵抗５ｎ−１，５ｎ−２をそなえている。
波形整形部４Ｂ−１，４Ｂ−２は、前述の第１実施形態におけるもの（図１の符号４−１，４−２参照）と同様に、入力されるクロック信号の基準レベル（リファレンスレベル）との大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形されたデータ信号を出力するものであるが、第１実施形態の場合と異なり、リファレンスレベルとしては固定的に「０」とし、切片値が調整されたクロック信号を入力されるようになっている。即ち、第３実施形態における波形整形部４Ｂ−１，４Ｂ−２においては、切片値が調整されたクロック信号を受けることによって、クロック信号の振幅レベルに対する基準レベルの相対的レベル比を可変制御することができるようになる。

このため、遅延制御回路５ｋは、前述の第１実施形態の場合と同様の切り替え部５ｈ−１をそなえるとともに、調整部５ｋ−２をそなえている。調整部５ｋ−２は、抽出部をなす同期検波部５ｇで抽出される周波数ｆ０の成分が最小となるように、各波形整形部４Ｂ−１，４Ｂ−２へのクロック信号の切片成分（直流成分）の調整値を出力するものである。

また、乗算器５ｊ−１は、発振回路５ａからの周波数信号ｆ０と、調整部５ｋ−２からの波形整形部４Ｂ−１への切片成分調整値と、を乗算するものである。更に、乗算器５ｊ−２は、切り替え部５ｈ−１で動作状態が切り替え制御された論理反転回路５ｂからの周波数信号ｆ０と、調整部５ｋ−２からの波形整形部４Ｂ−２への切片成分調整値と、を乗算し、切片成分信号として出力するものである。

さらに、抵抗５ｎ−１，５ｎ−２はそれぞれ、クロック信号源６からのクロック信号について直流成分を除去するものである。バイアスＴ回路５ｍ−１，５ｍ−２は、クロック信号源６から抵抗５ｎ−１，５ｎ−２を介して入力されたクロック信号について、乗算器５ｊ−１，５ｊ−２からの切片成分信号を重畳するものである。
波形整形部４Ｂ−１，４Ｂ−２においては、入力されるクロック信号ＣＬＫの立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングに合わせてデータ信号の識別を行なう。具体的には、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりまたは立ち下がりを判断するため、「０」に固定されたリファレンス電位を用いる。このとき、例えば図１３に示すように、乗算器５ｊ−１，５ｊ−２およびバイアスＴ回路５ｍ−１，５ｍ−２を通じて入力されるクロック信号の切片成分信号により、クロック信号波形が上下するので、リファレンス電位に対する立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングについては、クロック信号波形における切片成分に応じて、時間軸上前後に調整させることができるようになる。

たとえば、図１３に示すように、切片成分電位（直流成分、Ｓ１）を０よりも大きい上限値とすることにより、リファレンス電位「０」に基づくクロック信号ａ１の立ち上がりタイミングを時点ｔ１、ｔ２とすることができる。一方、切片成分電位を０よりも小さい下限値とすることにより（Ｓ２）、リファレンス電位「０」に基づくクロック信号ａ２の立ち上がりタイミングを時点ｔ１１、ｔ１２とすることができる。この図１３に示すように、切片成分電位をＳ１とＳ２との間で変動させることとすれば、波形整形部４Ｂ−１，４Ｂ−２からのデータ信号の出力タイミングを図中Ｇの範囲内で可変することができる。

第３実施形態においても、発振回路５ａにて発生する周波数信号ｆ０に基づいて、クロック信号の切片成分を周波数ｆ０で上下させることができるようになる。従って、上述の発振回路５ａ，論理反転回路５ｂ，乗算器５ｊ−１，５ｊ−２，バイアスＴ回路５ｍ−１，５ｍ−２および抵抗５ｎ−１，５ｎ−２により、クロック信号の振幅レベルに対する基準レベル（リファレンス電位）の相対的レベル比を所定周波数ｆ０で変動させる変動部を構成する。

また、調整部５ｋ−２において、同期検波部５ｇで抽出される周波数ｆ０の成分が最小（０）となるように、各波形整形部４Ｂ−１，４Ｂ−２へのクロック信号の切片成分（直流成分）の調整値を出力する。換言すれば、調整部５ｈ−２で出力する切片成分の調整値は、周波数ｆ０で周期的に変動される相対的レベル比の中心を定めるものである。
上述のごとく構成される光変調装置１Ｂにおいても、ＩＱアーム間位相差を補償する場合においては、切り替え部５ｈ−１による切り替え制御を通じて、論理反転回路５ｂにより波形整形部（ＤＥＣ）４Ｂ−２に重畳する周波数信号ｆ０の位相を、波形整形部（ＤＥＣ）４Ｂ−１への周波数信号ｆ０の位相と反転させる。又、データ信号−クロック信号間位相差を補償する場合においては、切り替え部５ｈ−１による切り替え制御を通じて、論理反転回路５ｂにより波形整形部（ＤＥＣ）４−２に重畳する周波数信号ｆ０の位相を、波形整形部（ＤＥＣ）４−１への周波数信号ｆ０の位相と同位相とする。

そして、調整部５ｊ−２により、同期検波部５ｇで抽出される周波数ｆ０の成分が最小（０）となるように、各波形整形部４Ｂ−１，４Ｂ−２へのクロック信号の切片成分（直流成分）を調整することにより、ＩＱアーム間位相差又はデータ信号−クロック信号間位相差を最適に補償することができるようになる。
このように、本発明の第３実施形態においても、前述の第１実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。

なお、第３実施形態にかかるレベル比制御部５Ｂは、クロック信号の切片成分を調整することにより、周波数ｆ０で変動する相対的レベル比の中心を調整しているが、このような相対的レベル比の中心を調整する態様としては、上述の図１２に示す態様に限定されるものではない。
たとえば、図１４に示す波形整形部４Ｂ′−１（４Ｂ′−２）のように、識別タイミングを定めるクロック信号の立ち上がり又は立ち下がりを判断するためのリファレンス電位としては図１２の場合と同様に電位「０」を用いる一方、クロック信号入力を正転（ＣＬＫＰ）および反転（ＣＬＫＮ）の差動入力とするとともに、クロック信号の正転入力としてクロック信号源６からのクロック信号（交流成分）を入力されるとともに、反転入力として上述の乗算器５ｊ−１（５ｊ−２）からの切片成分信号を入力されるようにすることにより、例えば図１５に示すように、波形整形部４Ｂ′−１（４Ｂ′−２）としてのデータ信号の出力タイミングを調整することができるようになる。

すなわち、この図１５に示すように、反転入力される切片成分電位（直流成分、ＣＬＫＮ１）を上限値とすることにより、リファレンス電位「０」に基づくクロック信号（ＣＬＫＰ−ＣＬＫＮ１）の立ち上がりタイミングを時点ｔ１、ｔ２とすることができる。一方、切片成分電位を０よりも小さい下限値（ＣＬＫＮ２）とすることにより、リファレンス電位「０」に基づくクロック信号（ＣＬＫＰ−ＣＬＫＮ２）の立ち上がりタイミングを時点ｔ１１、ｔ１２とすることができる。この図１４に示すように、反転入力される切片成分電位をＣＬＫＮ１およびＣＬＫＮ２の範囲で変動させると、波形整形部４Ｂ′−１，４Ｂ′−２からのデータ信号の出力タイミングを図中Ｇの範囲内で可変することができる。

また、上述の第２実施形態の場合と同様に、ＲＺ変調部とＤＱＰＳＫ変調部との光伝搬方向についての配列順序を逆にすることとしてもよい。
〔Ｄ〕その他
上述した実施形態にかかわらず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することができる。

たとえば、上述の各実施形態においては、クロック信号源６から入力されるクロック信号を正弦波信号としているが、本発明によればこれに限定されず、例えば図１６に示すような三角波信号としたり、図１７に示すような鋸波信号としたりすることができる。クロック信号を、図１６に示す三角波信号として２０ＧＨｚの周波数を有するものとする場合には、波形整形部４−１，４−２（４Ｂ−１，４Ｂ−２）で識別可能なリファレンス信号電位を振幅値に対する１０〜９０パーセントとすると、２０ｐｓの遅延可変幅を得ることができる。又、図１７に示す鋸波信号として２０ＧＨｚの周波数を有するものとする場合には、波形整形部４−１，４−２（４Ｂ−１，４Ｂ−２）で識別可能なリファレンス信号電位を振幅値に対する１０〜９０パーセントとすると、４０ｐｓの遅延可変幅を得ることができる。従って、クロック信号として三角波信号又は鋸波信号とすると、２０ＧＨｚの正弦波信号の遅延可変幅（１５ｐｓ）と比べて、遅延可変幅を大きくすることが可能である。

また、上述の本実施形態においては、多値位相変調部としてＤＱＰＳＫ変調部を適用しているが、本発明によればこれに限定されるものではなく、４値よりも多値の位相変調を行なう構成に適用したり、又はＱＰＳＫ変調等の差動位相偏移変調以外の位相変調を行なう構成に適用したりすることも、もちろん可能である。
さらに、上述の実施形態においては多値位相変調部としてのＤＱＰＳＫ変調部２（２Ａ）とＲＺ変調部３（３Ａ）とがそなえられた装置構成において、位相差を補償する構成について詳述したが、少なくとも多値位相変調部がそなえられたものにおいて、上述のＩＱアーム間位相差のごとき位相差を補償するため、本発明を適用することが可能である。

また、上述の第１実施形態においては、リファレンス信号に周波数信号ｆ０を重畳するとともに、調整部５ｈ−２では、同期検波部５ｇで検出する周波数ｆ０の成分が最小（０）となるように、リファレンス信号の直流成分をリファレンス調整値により調整して相対的レベル比を調整しているが、本発明によれば、第１実施形態の調整部５ｈ−２を第３実施形態の調整部５ｋ−２に置き換えて、クロック信号の切片成分（直流成分）を調整するようにしてもよい。

さらに、第３実施形態においては、クロック信号の切片成分に周波数信号ｆ０を重畳するとともに、調整部５ｋ−２では、同期検波部５ｇで検出する周波数ｆ０の成分が最小（０）となるように、クロック信号の切片成分を調整して相対的レベル比を調整しているが、本発明によれば、第３実施形態の調整部５ｋ−２を第１実施形態の調整部５ｈ−２に置き換えて、リファレンス信号の電位を調整するようにしてもよい。

また、上述した実施形態の開示により、当業者であれば本発明の装置を製造することは可能である。
〔Ｅ〕付記
（付記１）
入力される複数のデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形する複数の波形整形部と、
該複数の波形整形部にて波形整形された前記複数のデータ信号によって、多値位相変調された光信号を生成し出力する多値位相変調部と、
該多値位相変調部から出力された光信号に基づいて、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を可変制御するレベル比制御部と、をそなえたことを特徴とする、光変調装置。

（付記２）
該レベル比制御部は、
前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を所定周波数で変動させる変動部と、
該多値位相変調部から出力された光信号から前記所定周波数成分を抽出する抽出部と、
該抽出部で抽出された前記所定周波数成分に基づいて、該変動部で周期的に変動させる前記相対的レベル比の中心を調整する調整部と、をそなえたことを特徴とする、付記１記載の光変調装置。

（付記３）
該変動部は、
前記所定周波数の信号を発生する発振回路と、
該発振回路から出力される前記所定周波数の信号を、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号か、又は、前記基準レベルを該複数の波形整形部に与える基準レベル信号に重畳して、前記複数の波形整形部に供給する周波数成分重畳部と、をそなえたことを特徴とする、付記２記載の光変調装置。

（付記４）
該調整部においては、該抽出部で抽出される前記所定周波数成分が最小となるように、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号波形の切片成分を調整することにより、前記相対的レベル比の中心を調整することを特徴とする、付記３記載の光変調装置。
（付記５）
該調整部においては、該抽出部で抽出される前記所定周波数成分が最小となるように、前記基準レベル信号を調整して該複数の波形整形部に供給することにより、該波形整形部に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比の中心を調整することを特徴とする、付記３記載の光変調装置。

（付記６）
該複数の波形整形部は、入力される２つのデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形する２つの波形整形部として構成されるとともに、
前記クロック信号か又は前記基準レベル信号への重畳を通じて該複数の波形整形部へ供給される前記所定周波数の信号の一方について反転させる信号反転部を更にそなえたことを特徴とする、付記３記載の光変調装置。

（付記７）
該抽出部は、該発振回路から出力される前記所定周波数の信号に基づいて、前記光信号から前記所定周波数成分を抽出することを特徴とする、付記２記載の光変調装置。
（付記８）
該多値位相変調部から出力された光信号を、前記クロック信号に基づいてＲＺ（Return to Zero）変調を行なう第１ＲＺ変調部を更にそなえ、
該レベル比制御部は、該第１ＲＺ変調部から出力された第１ＲＺ光信号に基づいて、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を可変制御することを特徴とする、付記１記載の光変調装置。

（付記９）
前記クロック信号に基づいてＲＺ変調された第２ＲＺ光信号を生成し出力する第２ＲＺ変調部を更にそなえ、
該多値位相変調部は、該第２ＲＺ変調部からの第２ＲＺ光信号から、前記多値位相変調された光信号を生成し出力するように構成されたことを特徴とする、付記１記載の光変調装置。

（付記１０）
該複数の波形整形部は、入力される２つのデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形する２つの波形整形部として構成されるとともに、
該レベル比制御部は、
前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を所定周波数で変動させる変動部と、
該第１ＲＺ変調部又は該多値位相変調部から出力された光信号から前記所定周波数成分を抽出する抽出部と、
該抽出部で抽出された前記所定周波数成分に基づいて、該変動部で周期的に変動させる前記相対的レベル比の中心を調整する調整部と、をそなえ、
該変動部は、
前記所定周波数の信号を発生する発振回路と、
該発振回路から出力される前記所定周波数の信号を、該２つの波形整形部に入力される前記クロック信号か、又は、前記基準レベルを該複数の波形整形部に与える基準レベル信号に重畳して、該２つの波形整形部に供給する周波数成分重畳部と、をそなえ、
かつ、該発振回路にて発振され、該周波数成分重畳部による前記クロック信号か又は前記基準レベル信号への重畳を通じて該複数の波形整形部へ供給される前記所定周波数の信号の一方について反転させる信号反転部を更にそなえたことを特徴とする、付記８又は９記載の光変調装置。

（付記１１）
該信号反転部の前記所定周波数の信号の反転／非反転を切り替える切り替え部を更にそなえたことを特徴とする、付記１０記載の光変調装置。
（付記１２）
該抽出部は、
該第１ＲＺ変調部又は該多値位相変調部から出力された光信号の一部を分岐する分岐部と、
該分岐部で分岐された前記一部の光信号を受光して電気信号に変換する受光部と、
該受光部からの前記電気信号に含まれる前記所定周波数成分を、該発振回路からの前記所定周波数の信号に基づいて同期検波により抽出する同期検波部と、をそなえたことを特徴とする、付記１０記載の光変調装置。

（付記１３）
該複数の波形整形部は、入力される２つのデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形する２つの波形整形部として構成されるとともに、
該多値位相変調部は、該２つの波形整形部にて波形整形された前記２つのデータ信号によって、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）変調を行なうことを特徴とする、付記１〜１２のいずれか１項記載の光変調装置。

（付記１４）
該複数の波形整形部の少なくとも１つに供給される前記クロック信号に固定的な位相シフトを与える位相シフタをそなえたことを特徴とする、付記１〜１３のいずれか１項記載の光変調装置。
（付記１５）
該複数の波形整形部および該第１ＲＺ変調部の少なくとも１つに供給される前記クロック信号に固定的な位相シフトを与える位相シフタをそなえたことを特徴とする、付記８記載の光変調装置。

（付記１６）
該複数の波形整形部および該第２ＲＺ変調部の少なくとも１つに供給される前記クロック信号に固定的な位相シフトを与える位相シフタをそなえたことを特徴とする、付記９記載の光変調装置。
（付記１７）
前記クロック信号を発生するクロック信号源を更にそなえたことを特徴とする、付記１〜１４のいずれか１項記載の光変調装置。

（付記１８）
該クロック信号源は、前記クロック信号として正弦波信号を出力することを特徴とする、付記１７記載の光変調装置。
（付記１９）
該クロック信号源は、前記クロック信号として三角波信号を出力することを特徴とする、付記１７記載の光変調装置。

（付記２０）
該クロック信号源は、前記クロック信号として鋸波信号を出力することを特徴とする、付記１７記載の光変調装置。
（付記２１）
付記１〜２０のいずれか１項記載の光変調装置が搭載された光送信装置。

（付記２２）
入力される複数のデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形し、
前記波形整形された前記複数のデータ信号によって、多値位相変調された光信号を生成し出力する一方、
前記複数のデータ信号について波形整形を行なうタイミングを定める基準となる、前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を、前記多値位相変調された光信号に基づいて可変制御することを特徴とする、光変調方法。

（付記２３）
前記相対的レベル比を可変制御する際に、
前記波形整形を行なう際の前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を所定周波数で変動させ、
該多値位相変調された光信号から前記所定周波数成分を抽出し、
前記抽出した前記所定周波数成分に基づいて、前記周期的に変動させる前記相対的レベル比の中心を調整することを特徴とする、付記２２記載の光変調方法。

本発明の第１実施形態にかかる光変調装置を示す図である。 本発明の第１実施形態における波形整形部の構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態における波形整形部の動作について説明するための図である。 （ａ）〜（ｄ）は、本発明の第１実施形態における波形整形部の動作について説明するための図である。 （ａ）〜（ｃ）は、第１実施形態にかかる光変調装置の作用機能について説明するための図である。 （ａ）〜（ｃ）は、第１実施形態にかかる光変調装置の作用機能について説明するための図である。 （ａ）〜（ｃ）は、第１実施形態にかかる光変調装置の作用機能について説明するための図である。 第１実施形態にかかる光変調装置１において、ＩＱアーム間位相差を補償する場合の動作を説明するためのフローチャートである。 第１実施形態にかかる光変調装置１において、データ信号−クロック信号間位相差を補償する場合の動作を説明するためのフローチャートである。 第１実施形態にかかる光変調装置の作用機能について説明するための対比構成例を示す図である。 本発明の第２実施形態にかかる光変調装置を示す図である。 本発明の第３実施形態にかかる光変調装置を示す図である。 第３実施形態にかかる光変調装置の作用機能について説明するための図である。 第３実施形態の変形例における波形整形部の構成例を示す図である。 第３実施形態の変形例における光変調装置の作用機能について説明するための図である。 本実施形態の変形例を説明するための図である。 本実施形態の変形例を説明するための図である。 ４０ＧｂｐｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式を採用した光変調装置の構成例を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）は、ＩＱアーム間の位相差がそれぞれ０ｐｓ，−１０ｐｓ，＋１０ｐｓの場合におけるＤＱＰＳＫ変調器の出力波形を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）は、ＩＱアーム間の位相差がそれぞれ０ｐｓ，−１０ｐｓ，＋１０ｐｓの場合におけるＲＺ変調器の出力波形を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）は、ＩＱアーム間の位相差が０ｐｓである場合において、Ｄａｔａ−Ｃｌｋ間の位相差がそれぞれ０ｐｓ，−５ｐｓ，＋５ｐｓの場合におけるＲＺ変調器の出力波形を示す図である。 光変調装置におけるＩＱアーム間位相差とＱ値ペナルティとの関係とともに、Ｄａｔａ−Ｃｌｋ間位相差とＱ値ペナルティとの関係について示す図である。

符号の説明

１，１Ａ，１Ｂ 光変調装置
２，２Ａ ＤＱＰＳＫ変調部
２ａ 親マッハツェンダ干渉計
２ａｉ，２ａｑ アーム部
２ｂｉ，２ｂｑ 子マッハツェンダ干渉計
２ｃ 移相器
２ａｍ 合波導波路部
３，３Ａ ＲＺ変調部
４−１，４−２，４′−１，４′−２，４Ｂ′−１，４Ｂ′−２ 波形整形部
５，５Ｂ レベル比制御部
５ａ 発振回路
５ｂ 論理反転回路
５ｃ−１，５ｃ−２，５ｊ−１，５ｊ−２ 乗算器
５ｄ 光カプラ
５ｅ フォトダイオード
５ｆ トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）
５ｇ 同期検波部
５ｈ，５ｋ 遅延制御回路
５ｈ−１ 切り替え部
５ｈ−２ 調整部
５ｉ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
５ｍ−１，５ｍ−２ バイアスＴ回路
５ｎ−１，５ｎ−２ 抵抗
６ クロック信号源
７ 光源
８−１，８−２，９ ドライバアンプ
１０，１０′−１，１０′−２，１１ 位相シフタ
１００ 光変調装置
１０１ ＤＱＰＳＫ変調器
１０２ ＲＺ変調器
１０３ 親マッハツェンダ干渉計
１０４ｉ，１０４ｑ 子マッハツェンダ干渉計
１０５ ＬＤ
１０６ｉ，１０６ｑ ＤＦＦ
１０７ｉ，１０７ｑ，１０９ ドライバアンプ
１０８ｑ 移相器
１１０ クロック信号源

Claims (10)

1. 入力される複数のデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形する複数の波形整形部と、
   該複数の波形整形部にて波形整形された前記複数のデータ信号によって、多値位相変調された光信号を生成し出力する多値位相変調部と、
   該多値位相変調部から出力された光信号に基づいて、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を可変制御するレベル比制御部と、をそなえたことを特徴とする、光変調装置。
2. 該レベル比制御部は、
   前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を所定周波数で変動させる変動部と、
   該多値位相変調部から出力された光信号から前記所定周波数成分を抽出する抽出部と、
   該抽出部で抽出された前記所定周波数成分に基づいて、該変動部で周期的に変動させる前記相対的レベル比の中心を調整する調整部と、をそなえたことを特徴とする、請求項１記載の光変調装置。
3. 該変動部は、
   前記所定周波数の信号を発生する発振回路と、
   該発振回路から出力される前記所定周波数の信号を、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号か、又は、前記基準レベルを該複数の波形整形部に与える基準レベル信号に重畳して、前記複数の波形整形部に供給する周波数成分重畳部と、をそなえたことを特徴とする、請求項２記載の光変調装置。
4. 該多値位相変調部から出力された光信号を、前記クロック信号に基づいてＲＺ（Return to Zero）変調を行なう第１ＲＺ変調部を更にそなえ、
   該レベル比制御部は、該第１ＲＺ変調部から出力された第１ＲＺ光信号に基づいて、該複数の波形整形部に入力される前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を可変制御することを特徴とする、請求項１記載の光変調装置。
5. 前記クロック信号に基づいてＲＺ変調された第２ＲＺ光信号を生成し出力する第２ＲＺ変調部を更にそなえ、
   該多値位相変調部は、該第２ＲＺ変調部からの第２ＲＺ光信号から、前記多値位相変調された光信号を生成し出力するように構成されたことを特徴とする、請求項１記載の光変調装置。
6. 該複数の波形整形部は、入力される２つのデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形する２つの波形整形部として構成されるとともに、
   該レベル比制御部は、
   前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を所定周波数で変動させる変動部と、
   該第１ＲＺ変調部又は該多値位相変調部から出力された光信号から前記所定周波数成分を抽出する抽出部と、
   該抽出部で抽出された前記所定周波数成分に基づいて、該変動部で周期的に変動させる前記相対的レベル比の中心を調整する調整部と、をそなえ、
   該変動部は、
   前記所定周波数の信号を発生する発振回路と、
   該発振回路から出力される前記所定周波数の信号を、該２つの波形整形部に入力される前記クロック信号か、又は、前記基準レベルを該複数の波形整形部に与える基準レベル信号に重畳して、該２つの波形整形部に供給する周波数成分重畳部と、をそなえ、
   かつ、該発振回路にて発振され、該周波数成分重畳部による前記クロック信号か又は前記基準レベル信号への重畳を通じて該複数の波形整形部へ供給される前記所定周波数の信号の一方について反転させる信号反転部を更にそなえたことを特徴とする、請求項４又は５記載の光変調装置。
7. 該信号反転部の前記所定周波数の信号の反転／非反転を切り替える切り替え部を更にそなえたことを特徴とする、請求項６記載の光変調装置。
8. 該抽出部は、
   該第１ＲＺ変調部又は該多値位相変調部から出力された光信号の一部を分岐する分岐部と、
   該分岐部で分岐された前記一部の光信号を受光して電気信号に変換する受光部と、
   該受光部からの前記電気信号に含まれる前記所定周波数成分を、該発振回路からの前記所定周波数の信号に基づいて同期検波により抽出する同期検波部と、をそなえたことを特徴とする、請求項６記載の光変調装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項記載の光変調装置が搭載された光送信装置。
10. 入力される複数のデータ信号を、それぞれ、入力されるクロック信号の基準レベルとの大小に基づく立ち上がり又は立ち下がりタイミングに同期して波形整形し、
    前記波形整形された前記複数のデータ信号によって、多値位相変調された光信号を生成し出力する一方、
    前記複数のデータ信号について波形整形を行なうタイミングを定める基準となる、前記クロック信号の振幅レベルに対する前記基準レベルの相対的レベル比を、前記多値位相変調された光信号に基づいて可変制御することを特徴とする、光変調方法。

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