JP2008535455A - 共振コンバータの制御 - Google Patents

Abstract

発明は、共振ＬＬＣコンバータの制御に関しており、共振コンバータの状態パラメータの基準を設定することにより、コンバータを近接容量モードで動作できるようにする。共振タンクを流れる電流、および随意的に共振タンクにおける所定ポイントの電圧をモニタし、スイッチオンした後に最小時間が経過したことを保証する第１基準、電流の絶対値が所定電流レベルに達しするという第２基準、所定ポイントの電圧が所定電圧レベルに達するという第３基準において、第１基準が、第２基準または第３基準とともに満されたときにスイッチ（ハイサイドスイッチまたはローサイドスイッチ）をオフにする。

Description

本発明は、共振コンバータの制御に関する。とくには、共振コンバータにおける近接容量モードの制御に関する。

共振コンバータを満足に動作させるためには、交流電流を生成するスイッチのオン、オフのスイッチングを適切な瞬間に行うことが重要である。スイッチ動作の周波数は、コンバータの動作モードを規定する。この動作周波数が十分に大きい場合、エネルギーコンバータは通常誘導モードで動作する。

スイッチのスイッチング周波数、すなわち変成器の一次側を流れる交流電流の周波数が、交流電流が少なくともブリッジノードにおける交流電流とほぼ同位相となるポイントまで減少するとき、コンバータは近接容量モードで作動する。

一般的に、エネルギーコンバータは誘導モードで作動することが望ましい。この目的のためエ、非オーバーラップ時間を十分に長いものに選択して、スイッチング損失を生じさせるハードスイッチングを防止することが重要である。しかし、非オーバーラップ時間の最大値には限界がある。これは、すなわち、ハードスイッチングはオーバーラップ時間を長く取りすぎた場合にも起こり、これによりスイッチング損失が生ずるからである。

特許文献１（米国特許出願２００１／００３６０９０号）には、スイッチの制御アルゴリズムが開示されており、これによるとハーフブリッジスイッチングノードのトップに近づいた時にスイッチをオンにする（ハイサイドスイッチをオン状態にする）またはバレーに近づいた時にスイッチをオンにする（ローサイドスイッチをオン状態にする）ようにスイッチオン時点を決定する。このようにして、スイッチがオンになる瞬間に変成器の一次側を流れる所定電流でスイッチに加わる電圧降下が最小となり、スイッチング損失が最小になる。スイッチオフにする時点は、既知の方法により決定する。既知の方法としては、例えばスイッチング周波数を増加させることとしてもよい。この場合、ハードスイッチングの振幅を測定し、所望のハードスイッチング振幅にするのに適当な値となるようスイッチング周波数を調整するのに使用する。この方法の欠点としては、コンバータを安定化させるのが困難な点である。
米国特許出願２００１／００３６０９０号明細書

本発明は、改良した共振コンバータを得ることを目的とする。本発明は、特許請求の範囲の独立請求項により定義する。従属請求項は、好適な実施形態を定義する。

ある実施形態では、構成がより簡単で、より堅牢で、より安価な共振コンバータを提供できるようにするため、コンバータ（例えば近接容量モード共振コンバータ）を制御する改良した手段を得ることで本目的を達成する。好ましくは本発明によって、上述のまたは他の欠点の一つもしくは複数を緩和、軽減もしくは解決する。

ある実施形態においては、少なくとも１個の状態変数、および随意的に２個の状態変数をモニタし、誘導モードにおける動作を保証する、すなわち容量モードにおける動作を回避するための、制御アルゴリズムを実装する共振コンバータを提供する。容量モードの回避は、例えば共振タンクにおける電流の向きが逆転する前に導通側スイッチをオフにすることによって行うことができる。さらに、共振タンクを流れる電流は一次電流と称する。

共振コンバータをこのような方法で作動させることにより、多くの利点が得られる。一次電流および随意的にキャパシタ電圧をモニタし直接的にスイッチを操作することで、システムのより速い制御、およびより高い安定性を達成することができる。

さらなる利点は、回路内の各導通期間における一次電流および随意的にコンデンサ電圧を、基準値と比較することで、各スイッチをソフトスイッチングによりオンにし、スイッチをオンにする際のスイッチング損失を最小にすることができる点である。基準値は、例えばハーフブリッジポイントにおけるキャパシタを反対側供給レールに対して帯電させるための最小エネルギーを表すようにすることである。他の利点さえもあり、この利点は、サイクル毎に（cycle-by-cycle）近接容量モードのプロテクションができることである。サイクル毎の（cycle-by-cycle）近接容量モードプロテクションにより得られる可能な技術的効果としては、コンバータをもはや周波数によって制御しなくてよくなるために、周波数調整ループが不要となるという効果がある。その代わりにコンバータは、サイクル毎（cycle-by-cycle）に制御する。サイクル毎（cycle-by-cycle）のＮＣＭ（Near Capacitive Mode:近接容量モード）プロテクションによって、さらに、主制御ループのスピードに対して実際上制限することなく、瞬間容量モードプロテクションおよび／またはハイサイドスイッチ（ＨＳＳ）およびローサイドスイッチ（ＬＳＳ）用のＮＣＭ境界にいたるまでの動作で５０％異なるデューティサイクルに対して瞬間容量モードプロテクションが得られるという技術的効果がある。

従来技術と比較した際の本発明の重要な利点は、前もって必要となる作業を、コンバータが容量モードとならないように回避しながら、また電源電圧または負荷における過渡期中に行うことができる点である。

よりさらなる利点は、導通期間中において特定の電流の絶対値が、まず最大値に達した後にゼロまで減少したときにＨＳＳもしくはＬＳＳをオフにできるため、電流の値がゼロをまたぐことを防ぐことができ、結果としてハードスイッチングを回避できる点である。

請求項２〜４に記載の付加的な特徴は、一次電流および随意的にキャパシタ電圧の制御パラメータに関連した特定の基準を設定することに加え、基準が導通期間の初期に満たされていたとしても、これを無視することができることを保証できるという点である。最小時間が経過するという基準が満たされる状態は、必ずしもタイマ手段によって取得する必要がないと解されたい。これは、例えば特定の基準に関連した一次電流および／または所定ポイントにおける電圧の既知の展開によって、もしくは他の同等の手段によって取得してもよい。

請求項５〜７に記載の付加的な特徴は、異なる所定値は、異なるスイッチに関する導通期間用に特化したものとすることができるという利点がある。

本発明の付加的な態様によれば、共振コンバータを制御するための制御ロジック、共振コンバータを制御する方法、該方法の各ステップを実行するのに適用するコンピュータ可読コードを提供する。一般的に、本発明の様々な態様は、本発明の範囲内においてあらゆる可能な方法で組み合わせることができる。本発明のこれらおよび他の態様、特徴および／または利点は、以下の実施例を参照した記載により明確になるであろう。

図１は、共振ハーフブリッジコンバータとして形成した共振ＬＬＣコンバータ１の基本ブロック図を示す。このコンバータは、一次側４および二次側５を有する変成器を有する。コンバータ１は、変成器の一次側にある直流電源Ｖｓ２から変成器の二次側にあるＶｏｕｔ３に接続した負荷（図示せず）に電気エネルギーを供給するのに使用する。

さらにコンバータは、本明細書でハイサイド（ＨＳ）制御可能スイッチ６およびローサイド（ＬＳ）制御可能スイッチ７として記載した第１および第２の制御可能スイッチを有する。これらのスイッチは互いに直列となるよう配置する。ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチは、例えばトランジスタ、サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴとすることができる。

ＬＬＣコンバータの共振キャパシタＣｒ９は、回路のあるポイント８において特定の電圧Ｖ_ｃａｐ１を有している。共振タンク１５には、電流Ｉｐｒｉｍ１０が流れている。またこの電圧Ｖｃａｐ１はキャパシタ電圧と称することもでき、電圧Ｖｃａｐ１は所定ポイントにおける電圧である。この所定ポイントは、この実施例では、図１中にＶｃａｐ１に関連して示す。

ハイサイドスイッチ６に接続したハイサイドドライバ１２は、ハイサイドスイッチ（ＨＳＳ）を駆動し、ローサイドスイッチ７に接続したローサイドドライバ１３は、ローサイドスイッチを駆動することができるように示す。ハイサイドドライバおよびローサイドドライバは、制御ロジック１４に接続している。

このコンバータでは、共振キャパシタＣｒ９、インダクタンスＬ_１１６および磁化インダクタンスＬ２１７によって共振回路を形成する。ここで変成器および整流回路１８は、直流出力電圧の生成に使用する。直列インダクタンスＬ_３１９を追加することにより、出力電流を連続的に生成することができる。このコンバータには多くの変更例があり、例えば、ブリッジ整流器によって整流を行うもの、照明器具に使用するよう整流器を全く行なわないものとすることができる。さらに、変成器を省略する場合もある。

コンバータは多くの場合誘導領域で使用する。この領域において、共振コンデンサ（Ｃｒ）９における電流は、導通側スイッチをオフにした後、一定時間同一方向に流れ続ける。この導通時間は、共振キャパシタＣｒ９と並列キャパシタ（Ｃｐａｒ）２１の間にあるハーフブリッジノード２０を、反対側スイッチの導通期間の前に、反対側の電源供給レールを帯電させるのに十分な時間である。この場合、スイッチでＣｐａｒ２１に蓄積されたエネルギーを消失することによるスイッチにおける過剰消失を防止し、スイッチをソフトスイッチングでオン状態にすることができる。容量モードでは、ハーフブリッジポイント２０が反対側電源供給レールを帯電するまで、Ｃｒ９における電流の方向は逆転する。

共振コンバータが容量モード領域で動作するのを防止するにはいくつかの方法がある。

一つの既知の方法では、容量モードを検知したときに一時的に動作周波数を増加させる。この方法で欠点は、周波数をスイープさせる際に一定時間パワーが劇的に低下するために、通常の作動時に容量モードに近い状態で動作するようにコンバータを設計することができないことである。したがって、この方法はコンバータが故障状態にあるときしか使用することができない。

他の既知の方法では、ハーフブリッジポイントにおけるハードスイッチングの振幅を検出し、動作周波数をハードスイッチングの最大許容振幅に相当する値に制限する。この値は、しばしば近接容量モード境界（ＮＣＭボーダー）と称される。この従来技術の方法によると、コンバータを容量モードに近い状態に設計することができるが、この近接容量モードの調整ループは安定性に欠けるため、このループの帯域幅を小さく選択する必要がある。したがって、ループにはロード（負荷）ステップに関連する問題が生じ得る。

本発明によれば、上述の欠点を解決することができ、コンバータを近接容量モード境界にいたるまで安定性の問題なく、かつ迅速な応答時間で使用することができる。

ここで、ハイサイドスイッチ６の導通期間は、Ｖ_{ｓｕｐｐｌｙ}２とハーフブリッジノード２０の間に接続を生じてハイサイドスイッチがオン状態になるときに始まると定義する。ローサイドスイッチ７の導通期間は、ハーフブリッジノード２０とグラウンド２４の間に接続を生じてローサイドスイッチがオン状態になるときに始まると定義する。

ＨＳＳおよびＬＳＳのオン状態は、適応型非オーバーラップまたは固定オーバーラップまたは従来技術に基づく他の基準によって決定することができる。これは、導通側スイッチをオフにした後の一定時間後に、反対側スイッチをオンにすることを意味している。またハーフブリッジが整流されたことを検出した後に、反対側スイッチをオン状態にすることも可能である。これは適応型非オーバーラップと称することができ、例えばハーフブリッジポイントでｄＶ／ｄｔを感知することによって実現できる。本発明の範囲は特定のスイッチをオフにする基準に関連するが、上述したように、コンバータを駆動させるためにあるスイッチを再度オン状態にする。

並列コンデンサＣｐａｒ２１を反対側電源供給レールまで帯電するに十分な電流が共振コンデンサＣｒ９に依然として流れていれば、各導通期間のチェックを行うというのが基本的な考え方である。仮に電流が最小レベルよりも低下する場合、対応するスイッチをオフにする。

共振コンデンサの電圧Ｖ_ｃａｐ１８と近接容量モード境界における導通期間終了時の一次電流Ｉｐｒｉｍ１０との間には関連があることを示すことができる。したがって、Ｖ_ｃａｐ１８を使用して、コンバータを容量モード領域外に維持することができる。

一次電流Ｉｐｒｉｍ１０が減少過程でゼロになる場合にのみ導通期間を終了し、一次電流１０が依然として増加する導通期間の第１部分では終了しないからである。したがって、（ハイサイドスイッチ６：ＨＳＳ、もしくはローサイドスイッチ７：ＬＳＳの）導通期間に基づいてＩｐｒｉｍ１０に山（トップ）もしくは谷（バレー）が生じた後にのみ、導通期間を終了することができる。

本発明の実施例では、容量モードを以下の制御アルゴリズムを使用して回避し、この制御アルゴリズムは制御ロジック１４によって実行する。
ＨＳＳオフ：
１）［Ｉｐｒｉｍのトップに達する］ＡＮＤ
２）［Ｉｐｒｉｍ＜Ｉｅｎｄ＿ｐｏｓ］ＯＲ［Ｖｃａｐ１＜ＶｃａｐＨ］
ＬＳＳオフ：
１）［Ｉｐｒｉｍのバレーに達する］ＡＮＤ
２）［Ｉｐｒｉｍ＞Ｉｅｎｄ＿ｎｅｇ］ＯＲ［Ｖｃａｐ１＞ＶｃａｐＬ］

一次電流におけるトップおよびバレーの検出は、例えばノイズや外乱と相まって識別が難しいため、トップおよびバレーの検出は、以下のようにして置き換えることができる。

ＨＳＳをオフにする第１基準、[Ｉｐｒｉｍのトップに達する]は、以下のことに置き換えることができる。すなわち、
[（ＨＳスイッチがオン状態になる）ＡＮＤ（Ｉｐｒｉｍ＞０）が検出される]のイベントで導通期間がスタートするものとして、導通期間の終了を生じたこと。

ＬＳＳをオフにする第１基準、[Ｉｐｒｉｍのバレーに達する]は、以下のことに置き換えることができる。すなわち、
[（ＬＳスイッチがオンになる）ＡＮＤ（Ｉｐｒｉｍ＜０）が検出される]のイベントで導通期間がスタートするものとして、導通期間の終了を生じたこと。

これら双方の基準は実用上極めて重要であり、これは保護（プロテクション）を検出しなくてはならない大きな負荷のＮＣＭと、保護（プロテクション）が反応しなくともよい小電流しか流れない無負荷動作とをよりよく識別することができるからである。

これにより容量モードを防ぐために使用する制御変数は、Ｉｅｎｄ＿ｐｏｓ，Ｉｅｎｄ＿ｎｅｇ，ＶｃａｐＨおよびＶｃａｐＬの４個となり、これら制御変数は図２〜４につき説明する。

本発明の他の実施例は、制御アルゴリズムの代替案を含んでおり、例えばＩｐｒｉｍのトップもしくはバレーの検出を省く、または導通期間を開始した後のトップもしくはバレー検出を（所定の）時間経過時点に置換する、または他の互換性のある基準を使用する。

Ｉｅｎｄ＿ｐｏｓ，Ｉｅｎｄ＿ｎｅｇ，ＶｃａｐＨおよびＶｃａｐＬの値を生成する可能な方法は複数ある。本発明のある実施形態においては、これらの値を以下のように設定する。
‐Ｉｅｎｄ＿ｐｏｓ，Ｉｅｎｄ＿ｎｅｇは、最小電源電圧によって決まる固定値。
‐ＶｃａｐＨ，ＶｃａｐＬは、最小電源電圧と電源電圧補償の和によって決まる固定値。
‐ＩｅｎｄもしくはＶｃａｐを制御することによりハードスイッチング電圧を所定の最大値に制限する調整ループと組み合わせたハードスイッチングの振幅（このことは、ＨＳＳもしくはＬＳＳの一方の導通期間（１ループ）もしくは双方の導通期間（２ループ）の終了時に行う）。

Ｉｅｎｄ＿ｐｏｓ３１，Ｉｅｎｄ＿ｎｅｇ３２，ＶｃａｐＨ３３およびＶｃａｐＬ３４の値を設定する上述の方法は、ＨＳＳ６およびＬＳＳ７をオフにする上述の制御アルゴリズムとの組み合わせで実行することができる。

図２は、ＮＣＭ制限のための本発明による実施例によって得られたグラフであり、Ｉｐｒｉｍ１０による制御を示している。Ｖ_{ｓｕｐｐｌｙ} ２は４００Ｖに設定している。

図２において、各変数は以下のように選択する。すなわち、
ＩｐｅａｋＨ＝ｉｐｒｉｍｐｅａｋ，ＩｐｅａｋＬ＝ｉｐｒｉｍｄａｌ（バレー），ＶｃａｐＨ ３３＝ｖｃａｐｍａｘ，ＶｃａｐＬ３４＝ｖｃａｐｍｉｎ，Ｉｅｎｄｐｏｓ３１＝ｉｐｒｉｍｐｅａｋ，Ｉｅｎｄｎｅｇ３２＝ｉｐｒｉｍｄａｌ（バレー）Ｖ２＝Ｉｐｒｉｍ１０，ｖｎ（ＶＣＡＰ１）＝Ｖ_ｃａｐ１ ８，Ｖｎ（Ｖｈｂ１）＝ハーフブリッジノード（Ｃｒ／Ｃｐａｒ）２０における電圧。Ｉ（Ｅ＿２）＝Ｌ３における電流。

最上部のグラフは、電流Ｉｐｒｉｍ１０経時的変化を示している。第２のグラフは、ハーフブリッジノード２０における電圧４３の経時的変化を示している。第３のグラフは、共振コンデンサの電圧Ｖ_ｃａｐ１８の経時的変化を示す。第４のグラフは、Ｌ_３ ４４における電流の経時的変化を示す。全てのグラフにおいて３５で示した期間は、ハイサイドスイッチの導通期間であり、３６で示した期間は、ローサイドスイッチの導通期間である。

ＨＳＳがオンとなる第１の導通期間中のＩｐｒｉｍのトップは、Ｉｐｒｉｍ１０の経時変化を表す曲線のトップポイント３７で表してある。ポイント３８以降Ｉｐｒｉｍは、制御値Ｉｅｎｄ＿ｐｏｓ３１よりも小さくなっている。したがって、ＨＳＳ用の第１および第２の制御基準がポイント３８以降で満足され、結果としてＨＳＳはオフになる。

同様に、後続のＬＳＳの導通期間中、Ｉｐｒｉｍ１０を示す曲線はポイント３９でバレーとなり、ポイント４０でＩｅｎｄ＿ｎｅｇよりも大きくなる。したがって、ＬＳＳ用の第１および第２の制御基準がポイント４０以降で満足され、結果としてＬＳＳはオフになる。

Ｉｐｒｉｍの値が所定の正の値よりも小さく、所定の負の値よりも大きいことを保証する代替の方法としては、共振タンクを流れる電流Ｉｐｒｉｍ１０の絶対値が所定の値よりも小さくなるように保証する方法がある。同様に、正の方向に流れる電流を表す曲線のトップになる、または負の方向に流れる電流を表す曲線がバレーになること保証する方法は、絶対電流の絶対値が最大レベルに達したと記述する方法がある。

図３は、ＮＣＭ制限のための本発明の実施例によって得られたグラフであり、Ｖ_ｃａｐ１ ８による制御を示す。Ｖ_{ｓｕｐｐｌｙ}は２００Ｖに設定している。

最上部のグラフは、電流Ｉｐｒｉｍ１０の経時変化を示す。第２のグラフは、ハーフブリッジノード２０における電圧４３の経時変化を示す。第３のグラフは、共振コンデンサの電圧Ｖ_ｃａｐ１８の経時変化を示している。第４のグラフは、Ｌ_３ ４４における電流の経時変化を示している。全てのグラフにおいて３５で示した期間は、ハイサイドスイッチの導通期間であり、３６で示した期間は、ローサイドスイッチの導通期間である。

ＨＳＳがオンとなる第１の導通期間中におけるＩｐｒｉｍのトップは、Ｉｐｒｉｍ１０の経時変化を表す曲線のトップポイント３７で示す。ポイント４１以降、Ｖ_ｃａｐ１は、制御値ＶｃａｐＨ３３よりも小さくなる。したがって、ＨＳＳ用の第１および第２の制御基準が点４１以降で満足され、結果としてＨＳＳはオフになる。

同様に、後続のＬＳＳの導通期間中、Ｉｐｒｉｍ１０を示す曲線はポイント３９でバレーとなり、Ｖ_ｃａｐ１ ８はポイント４２でＶｃａｐＬよりも大きくなる。したがって、ＬＳＳ用の第１および第２の制御基準が点４２以降で満足され、結果としてＬＳＳはオフになる。

図４ａは、本発明の実施例を示す。この図４ａは、共振キャパシタＣｒ９の位置を２つのインダクタンスＬ_１ １６およびＬ_２ １７の後ろ側に変更した図１に記載のＬＬＣコンバータを示す。この回路の変更は、回路構成が図１に示したコンバータまたは図４ａに示したコンバータに限定されることはないことを示すために提示した。

図４ａにおいては、共振キャパシタの電圧を図１におけるポイントとは異なるポイントでＶｃａｐ１をモニタすることを示す。共振キャパシタＣｒ９に加わる電圧は、例えば、共振キャパシタをＬ１とＬ２の間、または電流検出抵抗Ｒｓ（図１参照）の反対側に配置しても測定することができる。ここで、望ましいパラメータ（９における電圧）は、Ｖｈｂ（２０）およびＶｃｒを測定し、これら２つを足し合わせることによって構成することができる。本発明の範囲は、ＣｒをＬ１とＬ２の間もしくはＲｓと接地（グラウンド）との間に配置する実施例、またはＲｓ省いた（電流を他の方法によって測定する場合）実施例であって、電圧９の換わりにＶｈｂ＋Ｖｃｒを使用する実施例もカバーする。Ｖｃｒは事実上共振タンクにおける電流の積分であるため（キャパシタＣｒが積分器として機能するため）、この電流を積分し、Ｖｈｂと積分した電流の和を９における測定した電圧の変わりに使用することもできる。この実施例もまた本発明によってカバーされる。

共振タンクにおける電流Ｉｐｒｉｍ１０は、電流検出抵抗Ｒsense１１を流れる電流としてモニタすることも示す。電流検出抵抗Ｒsense１１は、回路中のＣｒ９と接地（グラウンド）２４との間の点に配置する。回路中の電流は、回路における他の任意の点で、使用可能な任意の方法で取得することもできる。これは例えば、スイッチを流れる電流、または測定すべき電流と直接関連しない素子、例えば電流の磁界を測定する素子により測定した電流とすることができる。

モニタした電圧信号Ｖ_ｃａｐ１８および電流Ｉｐｒｉｍ１０を表すモニタ信号は、それぞれモニタライン２２および２３を経て制御ロジック１４にフィードバックする。

本発明は、フルブリッジコンバータと共に使用することも可能である。

図４ｂは、デバイスＣＬ（制御ロジックおよびアナログ制御関数）１４をより詳細に示す。ＣＬブロック１４は、本発明が提案する制御アルゴリズムを実現するための関数を示す。

図から、電流Ｉｐｒｉｍ１０を表すモニタしている電流信号２３を、制御ロジック１４に入力することが分かる。制御ロジック１４は、モニタしている電流信号に接続したバレーおよびトップ検出器Ｖ／Ｔｄｅｔ２５を有する。バレーおよびトップ検出器２５の出力は、制御ロジック１４内に設けた出力ロジックＯＬ３０に入力する。出力ロジックは、ＨＳＳおよびＬＳＳの状態を規定するためのラッチおよびセットリセット制御を有する。

Ｉｐｒｉｍを表すモニタしている電流信号２３は、さらに２個の比較器２６，２７に接続する。比較器２６，２７により、Ｉｐｒｉｍを表す電流信号２３をそれぞれ制御値Ｉｅｎｄ＿ｎｅｇ３２およびＩｅｎｄ＿ｐｏｓ３１の値と比較する。

図４ｂに示すように、電圧Ｖ_ｃａｐ１８を表すモニタしている電圧信号２２を、２個の比較器２８，２９に接続する。比較器２８，２９により、電圧Ｖ_ｃａｐ１８を表す電圧信号２２を、それぞれ制御値ＶｃａｐＬ３４およびＶｃａｐＨ３３の値と比較する。

比較器２６，２７，２８および２９による比較の結果を、比較器から出力し、出力制御ロジック３０に入力する。

出力ロジック３０の出力は、比較器２６，２７，２８および２９からの入力、およびバレーおよびトップ検出器２５からの入力に基づく。これらの入力に基づき、出力ロジックはＨＳＳ状態出力４５およびＬＳＳ状態出力４６をＨＳドライバ１２およびＬＳドライバ１３に出力する。

図１の基本ブロック図を使用するならば、ＶｃａｐＨ３３、ＶｃａｐＬ３４用に電源電圧補正を追加することができる。このような場合この補正は必須であり、すなわちハーフブリッジにおいてＶ_{ｓｕｐｐｌｙ}２に等しい電圧の揺れがＶ_ｃａｐ１８に加わるからである。

ある実施例においては、制御ロジックＣＬは、汎用コンピュータ手段、専用のプログラム可能なコンピュータ手段により設けることができ、この場合、モニタする信号をコンピュータ手段に入力し、コンピュータ手段は、例えば本発明の方法を実施するコンピュータコードを実行することによって、制御ロジックを動作させるよう実装する。

以上本発明の好適な実施例を説明したが、本発明はこれらの特定の実施例に限定するものではない。むしろ、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲によってのみ限定される。また２個のスイッチを有する実施例につき説明したが、２個以上のスイッチを持つ実施例を除外するものではない。

本明細書における、特定の実装方法、回路図などの実施例の開示に関する特定の詳細な説明は、本発明を明瞭にし、理解を確実にする説明のためのものであり、それらに限定するものではない。しかしながら、特許請求の範囲により規定された本発明の範囲を逸脱することのない範囲において、明細書で説明した詳細と完全には一致しない他の実施例も実施可能であると同業者には解されたい。さらに本文中では、記載を簡潔で明瞭なものにするために、既知の機器、回路、および手順の詳細な説明は、不要な詳細説明や混乱を避けるために割愛した。

参照番号が特許請求の範囲に含まれているが、これら参照番号は記載を明確にするためであって、特許請求の範囲を限定するものではないと解されたい。“comprising”の語は、請求項に列挙した要素や手順以外のものを除外するものではない。ある要素に付属した“a”や“an”の語は、それら要素が複数存在することを除外するものではない。本発明は、複数の異なる要素を備えたハードウェアによって、および／または適切にプログラミングされたプロセッサによって実行してもよい。装置に関しては特許請求の範囲で複数の手段を列挙しているが、ハードウェアの１つのおよび同じアイテムによってこれらの手段を実施してもよい。特定の測定が異なる独立項において別途に示されているが、これは発明をより都合のよいものにするためにこれら測定を同時に行うことができないということを示すものではない。

共振ＬＬＣコンバータの基本ブロック図である。 第１セットのパラメータを使用した使用状況シミュレーションにおける各変数の経時変化を示す波形図である。 第２セットのパラメータを使用した使用状況シミュレーションにおける各変数の経時変化を示す波形図である。 （ａ）および（ｂ）は、制御ロジックおよびアナログ制御関数を有する本発明の実施例の詳細を示す説明図である。

Claims (10)

1. 電源から負荷に電気エネルギーを供給する共振コンバータであって、
   直列に配列し、電源に接続した制御可能な第１スイッチおよび第２スイッチと、
   前記第１および第２のスイッチをオン、オフする制御信号（４５、４６）を生成する制御デバイスと、
   前記第１および第２のスイッチに電気的に接続し、共振コンデンサを有する共振タンクと
   を備えた該共振コンバータにおいて、
   前記第１および第２のスイッチの一方をオン状態にし、前記共振タンクを流れる電流、および随意的に前記共振タンクにおける所定ポイントで電圧をモニタし、第１基準が第２基準、または随意的に第３基準とともに満たされるときに前記一方のスイッチをオフ状態にし、前記第１基準は前記一方のスイッチがオン状態になった後に最小時間が経過したことを保証するものとし、前記第２基準は電流の絶対値が所定電流レベルに達していることを保証するものとし、前記第３基準は前記所定ポイントの電圧が所定電圧レベルに達したことを保証するものとした
   ことを特徴とする共振コンバータ。
2. 請求項１に記載の共振コンバータにおいて、前記第１基準は、前記電流の絶対値が最大値に達したときに満たされるものとした共振コンバータ。
3. 請求項１に記載の共振コンバータにおいて、前記第１基準は、所定時間が経過したときに満たされるものとした共振コンバータ。
4. 請求項１に記載の共振コンバータにおいて、前記最小時間は所定最小時間とし、前記第１の基準は、電流がゼロポイントをまたぎ、かつ電流がゼロポイントをまたいだ後に所定の最小時間が経過したときに満たされるものとした共振コンバータ。
5. 請求項２に記載の共振コンバータにおいて、前記電流がトップポイントもしくはバレーポイントとなる絶対最大値に達したか否かを決定し、また制御デバイスは、電流が前記トップポイントまたはバレーポイントにおける絶対最大値に達したか否かに応答して前記一方のスイッチを制御する共振コンバータ。
6. 請求項５に記載の共振コンバータにおいて、前記所定電流レベルを、電流が前記トップポイントまたはバレーポイントにおける絶対最大値に達したか否かに基づいて選択する共振コンバータ。
7. 請求項５に記載の共振コンバータにおいて、前記所定電圧レベルを、電流がトップポイントまたはバレーポイントとなる絶対最大値に達したか否かに基づいて選択する共振コンバータ。
8. 共振コンバータを制御するための制御ロジックであって、
   直列に配列した第１スイッチおよび第２スイッチを制御する出力ロジックと、
   前記共振コンバータの共振タンクにおける電流、および随意的に共振タンクにおける所定ポイントの電圧を受け取るよう接続した比較器であって、前記電流および前記随意的な電圧を所定レベルと比較し、スイッチがオン状態になった後に最小時間が経過したことを保証する第１基準、前記電流の絶対値が所定電流レベルに達したことを保証する第２基準、前記所定ポイントの電圧が所定電圧レベルに達したことを保証する第３基準として、第１基準が第２基準または第３基準とともに満たされたときに、前記スイッチをオフ状態にするよう前記出力ロジックに出力を送る該比較器と、
   を備えたことを特徴とする制御ロジック。
9. 電源から負荷に電気エネルギーを供給する共振コンバータの制御方法であって、共振コンバータが、
   直列に配列し、動作にあたり前記電源に接続すべき第１および第２スイッチと、
   前記第１および第２スイッチをオン、オフする制御信号を生成する制御デバイスと、
   前記第１および第２スイッチに電気的に接続し、共振キャパシタを有する共振タンクと
   を有する該共振コンバータの制御方法において、
   前記共振タンクを流れる電流および前記共振タンクにおける所定ポイントの電圧をモニタするステップと、
   前記電流および随意的に前記電圧を所定レベルと比較するステップと、
   前記スイッチがオンになった後に最小時間が経過したことを保証する第１基準、前記電流の絶対値が所定電流レベルに達したことを保証する第２基準、前記所定ポイントの電圧が所定電圧レベルに達したことを保証する第３基準において、第１基準が第２基準または第３基準とともに満たされたときに前記スイッチをオフにするステップと、
   を備えたことを特徴とする共振コンバータの制御方法。
10. 請求項９に記載の方法を実行するためのプログラム可能なデバイスを動作可能にするコンピュータ可読コード。

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