JP2008263701A - 絶縁型dc−dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】駆動電源用のコンデンサに印加される電圧の高周波リプルを低減し、コンデンサ及び装置全体の小型化を可能にした絶縁型DC−DCコンバータを提供する。
【解決手段】直流入力電圧を1次巻線5a及び2次巻線5bを有する絶縁トランス5Aにより所定の大きさの直流電圧に変換し、主巻線11a及び補助巻線11bを有する平滑用のチョークコイル11Aを介して出力する絶縁型DC−DCコンバータに関する。直流電源1の両端に接続された1次巻線5aとMOSFET4との直列回路と、2次巻線5bの両端に接続されたダイオード7と主巻線11aと負荷6との直列回路と、MOSFET4をオン・オフ制御する制御回路2と、を備えた絶縁型DC−DCコンバータにおいて、補助巻線11bの両端に接続された全波整流回路20とその出力側の両端子間に接続されたコンデンサ12と定電圧回路3とを備え、その出力電圧を制御回路2の駆動電源電圧として用いる。
【選択図】図1
【解決手段】直流入力電圧を1次巻線5a及び2次巻線5bを有する絶縁トランス5Aにより所定の大きさの直流電圧に変換し、主巻線11a及び補助巻線11bを有する平滑用のチョークコイル11Aを介して出力する絶縁型DC−DCコンバータに関する。直流電源1の両端に接続された1次巻線5aとMOSFET4との直列回路と、2次巻線5bの両端に接続されたダイオード7と主巻線11aと負荷6との直列回路と、MOSFET4をオン・オフ制御する制御回路2と、を備えた絶縁型DC−DCコンバータにおいて、補助巻線11bの両端に接続された全波整流回路20とその出力側の両端子間に接続されたコンデンサ12と定電圧回路3とを備え、その出力電圧を制御回路2の駆動電源電圧として用いる。
【選択図】図1
Description
本発明は、直流入力電圧を所望の大きさの直流出力電圧に変換する絶縁型DC−DCコンバータに関し、詳しくは、絶縁型DC−DCコンバータを制御する制御回路の駆動電源電圧を生成する技術に関するものである。
この種の絶縁型DC−DCコンバータは、従来からよく知られており、一般的な方式として、例えば非特許文献1に記載されている1石フォワードコンバータがある。
図4は、上記1石フォワードコンバータの実用回路の構成を示している。図4において、1は入力端子に接続された直流電源、2は制御回路、3は制御回路2に一定の電圧を供給する定電圧回路、4はスイッチング素子としての電界効果トランジスタ(MOSFET)、5は1次巻線5a(巻数をN1とする)、2次巻線5b(巻数をN2とする)及び補助巻線5cを備えたトランス、6は出力端子に接続された負荷、7〜10はダイオード、11は出力平滑用のチョークコイル、12は定電圧回路3を介して制御回路2に電源電圧を供給するためのコンデンサ、13は出力平滑用のコンデンサ、14は限流抵抗である。
この回路の動作について、図5を用いて説明する。
図4の回路では、例えばPWM制御される制御回路2の動作によってMOSFET4が所定の周期でオン・オフする。いま、MOSFET4がオンすると、トランス5の1次巻線5aに直流電源1の電圧Vinが印加され、トランス5の2次巻線5bには、巻数比(N2/N1)に比例した電圧Vt2(=Vin×(N2/N1))が発生する。また、このときのチョークコイル11の両端電圧VLは、Vin×(N2/N1)−Voutとなっている。
ここで、トランス5の2次巻線5bの電圧Vt2が出力電圧Voutより高いとダイオード7がオンし、チョークコイル11を介して負荷6にエネルギーが供給される。
図4の回路では、例えばPWM制御される制御回路2の動作によってMOSFET4が所定の周期でオン・オフする。いま、MOSFET4がオンすると、トランス5の1次巻線5aに直流電源1の電圧Vinが印加され、トランス5の2次巻線5bには、巻数比(N2/N1)に比例した電圧Vt2(=Vin×(N2/N1))が発生する。また、このときのチョークコイル11の両端電圧VLは、Vin×(N2/N1)−Voutとなっている。
ここで、トランス5の2次巻線5bの電圧Vt2が出力電圧Voutより高いとダイオード7がオンし、チョークコイル11を介して負荷6にエネルギーが供給される。
一方、MOSFET4がオフすると、トランス5の2次巻線5bには、チョークコイル11に蓄えられたエネルギーによりそれまでと逆極性の電圧Vt2が発生し、整流素子としてのダイオード7がオフ、還流素子としてのダイオード8がオンとなり、負荷6に引き続きエネルギーが供給される。
また、前記トランス5に設けられた補助巻線5cにより、ダイオード10を介してコンデンサ12が充電され、定電圧回路3を介して制御回路2へ電源電圧を供給する。
また、前記トランス5に設けられた補助巻線5cにより、ダイオード10を介してコンデンサ12が充電され、定電圧回路3を介して制御回路2へ電源電圧を供給する。
この際、スイッチング素子4がオンしたときに発生するトランス5の補助巻線5cの電圧がコンデンサ12に印加される。なお、起動時のように、トランス5にエネルギーが蓄積されていない場合には、直流電源1から限流抵抗14、ダイオード9を介してコンデンサ12が充電される。
コンデンサ12の両端電圧VCは、定電圧回路3を介することにより、安定した電源電圧として制御回路2に供給されることになる。
コンデンサ12の両端電圧VCは、定電圧回路3を介することにより、安定した電源電圧として制御回路2に供給されることになる。
次に、図6は、特許文献1に開示されている別の1石フォワードコンバータの回路構成図である。
図4との主な相違点は、補助巻線を有しないトランス5Aと、主巻線11a及び絶縁された補助巻線11bを有するチョークコイル11Aとを用いた点である。そして、上記補助巻線11bの両端にダイオード10とコンデンサ12とが直列に接続され、直流電源1の両端に定電圧回路3とダイオード9とコンデンサ12とが直列に接続されている。
この従来技術では、MOSFET4がオフしたときにチョークコイル11Aの補助巻線11bに発生する電圧によりコンデンサ12を充電し、この電圧を制御回路2に電源電圧として供給している。
図4との主な相違点は、補助巻線を有しないトランス5Aと、主巻線11a及び絶縁された補助巻線11bを有するチョークコイル11Aとを用いた点である。そして、上記補助巻線11bの両端にダイオード10とコンデンサ12とが直列に接続され、直流電源1の両端に定電圧回路3とダイオード9とコンデンサ12とが直列に接続されている。
この従来技術では、MOSFET4がオフしたときにチョークコイル11Aの補助巻線11bに発生する電圧によりコンデンサ12を充電し、この電圧を制御回路2に電源電圧として供給している。
図6の動作を、図7を用いて更に説明する。
MOSFET4がオフしたときには、前述したようにダイオード7がオフ、ダイオード8がオンしているため、チョークコイル11Aの主巻線11aにはコンデンサ13の両端電圧つまり、負荷6の電圧Voutが印加されていることになる。ここで、チョークコイル11Aの補助巻線11bには、主巻線11aと補助巻線11bとの巻数比に比例した電圧が発生し、ダイオード10がオンする。
MOSFET4がオフしたときには、前述したようにダイオード7がオフ、ダイオード8がオンしているため、チョークコイル11Aの主巻線11aにはコンデンサ13の両端電圧つまり、負荷6の電圧Voutが印加されていることになる。ここで、チョークコイル11Aの補助巻線11bには、主巻線11aと補助巻線11bとの巻数比に比例した電圧が発生し、ダイオード10がオンする。
その結果、図7からも明らかなように、数式1に示す充電電圧Vcが発生するので、この電圧Vcが制御回路2に電源電圧として供給される。
[数式1]
Vc=Vout×(N12/N11)−Vf
なお、数式1において、N11はチョークコイル11Aの主巻線11aの巻数、N12は同じく補助巻線11bの巻数、Vfはダイオード10の順方向電圧降下である。
[数式1]
Vc=Vout×(N12/N11)−Vf
なお、数式1において、N11はチョークコイル11Aの主巻線11aの巻数、N12は同じく補助巻線11bの巻数、Vfはダイオード10の順方向電圧降下である。
また、起動時のように、トランス5Aにエネルギーが蓄積されていない場合には、直流電源1から定電圧回路(起動回路)3及びダイオード9を介してコンデンサ12を充電し、コンデンサ12の電圧が所定値に達した後は、定電圧回路3の動作を停止して前記補助巻線11bからの充電に切り替えるようになっている。
「パワーエレクトロニクス回路」,株式会社オーム社,P267〜P269,平成12年11月30日発行
特開平6−284714号公報(段落[0012]、図5等)
図4、図6に示した従来技術において、制御回路2に電源電圧を供給するためのコンデンサ12には、MOSFET4のオンまたはオフに同期したパルス状の高周波電圧(数10〜数100〔kHz〕オーダの周波数の電圧)が印加される。
図4の従来技術では、MOSFET4がオンした時間に、トランス5の1次巻線5aと補助巻線5cとの巻数比に比例した入力電圧がコンデンサ12に印加される。
また、図6の従来技術では、MOSFET4がオフした時間に、チョークコイル11の主巻線11aと補助巻線11bとの巻数比(N12/N11)に比例した負荷電圧がコンデンサ12に印加されて電源電圧として利用される。この電圧は、図7の波形からもわかるように大きなリプルを発生させる原因となる。
図4の従来技術では、MOSFET4がオンした時間に、トランス5の1次巻線5aと補助巻線5cとの巻数比に比例した入力電圧がコンデンサ12に印加される。
また、図6の従来技術では、MOSFET4がオフした時間に、チョークコイル11の主巻線11aと補助巻線11bとの巻数比(N12/N11)に比例した負荷電圧がコンデンサ12に印加されて電源電圧として利用される。この電圧は、図7の波形からもわかるように大きなリプルを発生させる原因となる。
よって、コンデンサ12としてはリプル耐量のあるコンデンサが必要となり、制御回路2に供給する電圧が高くなれば高くなるほど、大きなリプル耐量をもつコンデンサを選択しなければならない。
例えば、制御回路2に10〔V〕の電源電圧を供給する場合、10〔V〕かつ数100〔kHz〕のリプルに対応したコンデンサ12を選択する必要がある。このため、従来技術では、コンデンサの容量が増加して部品や装置が大型化するおそれがあり、複数のコンデンサを並列接続して対応しようとすると、部品点数が増加することになる。
また、対応策として、平滑用のチョークコイルを追加してコンデンサのリプルを低減することも考えられるが、この場合にも大型化や部品数の増加を招くという問題があった。
また、対応策として、平滑用のチョークコイルを追加してコンデンサのリプルを低減することも考えられるが、この場合にも大型化や部品数の増加を招くという問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、駆動電源用のコンデンサに印加される電圧の高周波リプルを低減し、コンデンサ及び装置全体の小型化を可能にした絶縁型DC−DCコンバータを提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項1に記載した発明は、直流電源から入力される電圧を、1次巻線及び2次巻線を有する絶縁トランスにより所定の大きさの直流電圧に変換し、この直流電圧を、主巻線及び補助巻線を有する平滑用のチョークコイルを介して負荷に供給する絶縁型DC−DCコンバータであって、
前記直流電源の両端に接続された前記1次巻線とスイッチング素子との直列回路と、前記2次巻線の両端に接続された整流素子と前記主巻線と前記負荷との直列回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせるための制御回路と、を備えた絶縁型DC−DCコンバータにおいて、
前記スイッチング素子のオン・オフにより前記補助巻線に発生する電圧を全波整流してなる直流電圧を用いて、前記制御回路の駆動電源電圧を得るものである。
前記直流電源の両端に接続された前記1次巻線とスイッチング素子との直列回路と、前記2次巻線の両端に接続された整流素子と前記主巻線と前記負荷との直列回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせるための制御回路と、を備えた絶縁型DC−DCコンバータにおいて、
前記スイッチング素子のオン・オフにより前記補助巻線に発生する電圧を全波整流してなる直流電圧を用いて、前記制御回路の駆動電源電圧を得るものである。
請求項2に記載した発明では、請求項1に記載した絶縁型DC−DCコンバータにおいて、
前記補助巻線の両端に接続されたダイオードブリッジからなる全波整流回路と、この全波整流回路の出力側の両端子間に接続されたコンデンサと、このコンデンサの電圧を定電圧化する定電圧回路と、を備え、
前記定電圧回路の出力電圧を前記制御回路の駆動電源電圧として用いたものである。
前記補助巻線の両端に接続されたダイオードブリッジからなる全波整流回路と、この全波整流回路の出力側の両端子間に接続されたコンデンサと、このコンデンサの電圧を定電圧化する定電圧回路と、を備え、
前記定電圧回路の出力電圧を前記制御回路の駆動電源電圧として用いたものである。
本発明においては、チョークコイルの補助巻線に発生する電圧を全波整流して駆動電源用のコンデンサを充電することにより、トランスの1次巻線に直列接続されたスイッチング素子のオン・オフ全期間の電圧を利用して駆動電源電圧を生成している。このような作用により、従来技術に比べてコンデンサに印加される電圧の高周波リプルを低減させ、コンデンサの容量を小さく抑えることができる。従って、小型かつ単一のコンデンサを使用可能とし、コンデンサ及び装置全体の小型化を実現することができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図1は、この実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータの回路構成図である。図6と同一の構成要素については同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図1は、この実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータの回路構成図である。図6と同一の構成要素については同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図1の実施形態では、チョークコイル11Aの補助巻線11bの両端に全波整流回路20が接続されており、その出力側の両端子間にコンデンサ12が接続されている。
また、直流電源1の両端には、図4と同様に、限流抵抗14とダイオード9とコンデンサ12とが直列に接続されており、ダイオード9とコンデンサ12との接続点は、定電圧回路3を介して制御回路2に接続されている。この制御回路2は、例えばPWM制御によりMOSFET4をオン・オフする駆動信号を生成するものである。
また、直流電源1の両端には、図4と同様に、限流抵抗14とダイオード9とコンデンサ12とが直列に接続されており、ダイオード9とコンデンサ12との接続点は、定電圧回路3を介して制御回路2に接続されている。この制御回路2は、例えばPWM制御によりMOSFET4をオン・オフする駆動信号を生成するものである。
上記全波整流回路20は、図2に示す如く、ダイオード21〜24により構成された周知のダイオードブリッジ回路であり、入力の正負の電圧を正側の電圧に変換する。このようなダイオードブリッジ回路は、モジュール単位でチップ状のICとして部品化されているため、全波整流回路20の存在が大型化を招くおそれはない。
次に、この実施形態の動作を、図3を参照しつつ説明する。なお、図3と図7とは、コンデンサ12の両端電圧の波形のみが異なっている。
図1において、まず、MOSFET4がオフしたときには、前述のように整流素子としてのダイオード7がオフ、還流素子としてのダイオード8がオンしているため、チョークコイル11Aの主巻線11aにはコンデンサ13の両端電圧、つまり負荷6の電圧Voutが印加されていることになる。
図1において、まず、MOSFET4がオフしたときには、前述のように整流素子としてのダイオード7がオフ、還流素子としてのダイオード8がオンしているため、チョークコイル11Aの主巻線11aにはコンデンサ13の両端電圧、つまり負荷6の電圧Voutが印加されていることになる。
ここで、チョークコイル11Aの補助巻線11bには、主巻線11aと補助巻線11bとの巻数比(N12/N11)に比例した電圧が発生し、この電圧は、全波整流回路20を介してコンデンサ12の両端に数式2の充電電圧VC2を発生させる。
[数式2]
VC2=Vout×(N12/N11)−Vf2 (MOSFET4のオフ時)
[数式2]
VC2=Vout×(N12/N11)−Vf2 (MOSFET4のオフ時)
一方、MOSFET4がオンしたときには、前述したようにトランス5Aの1次巻線5aに直流電源1の電圧Vinが印加され、トランス5Aの2次巻線5bには1次巻線5aと2次巻線5bとの巻数比(N2/N1)に比例した電圧Vt2が発生する。
ここで、チョークコイル11Aの補助巻線11bには、主巻線11aと補助巻線11bとの巻数比(N12/N11)に比例した電圧が発生し、この電圧は、全波整流回路20を介してコンデンサ12の両端に数式3の充電電圧VC2 ’を発生させる。
[数式3]
VC2 ’={Vin×(N2/N1)−Vout}×(N12/N11)−Vf2 (MOSFET4のオン時)
ここで、チョークコイル11Aの補助巻線11bには、主巻線11aと補助巻線11bとの巻数比(N12/N11)に比例した電圧が発生し、この電圧は、全波整流回路20を介してコンデンサ12の両端に数式3の充電電圧VC2 ’を発生させる。
[数式3]
VC2 ’={Vin×(N2/N1)−Vout}×(N12/N11)−Vf2 (MOSFET4のオン時)
なお、数式2,数式3において、Vinは入力電圧、N1はトランス5Aの1次巻線5aの巻数、N2は同じく2次巻線5bの巻数、N11はチョークコイル11Aの主巻線11aの巻数、N12は同じく補助巻線11bの巻数、Vf2は全波整流回路20内のダイオードの順方向電圧降下である。
上述した本実施形態を従来技術と比較すると、図3と図7との比較からも明らかなように、本実施形態ではMOSFET4のオン・オフに関わらず、大きさの変動が少ない直流電圧がコンデンサ12に印加されるため、よりリプルの少ない直流電圧を、定電圧回路3を介して制御回路2に供給することができる。つまり、本実施形態では、MOSFET4のオン・オフ全期間の電圧を利用して制御回路2の電源電圧を生成しているので、図6に示した従来技術に比べてコンデンサ12に印加される電圧の高周波リプルを低減させ、コンデンサ12の容量を小さく抑えることができる。
また、トランス5Aの1次巻線5a、2次巻線5bの巻数、及び、チョークコイル11Aの主巻線11a、補助巻線11bの巻数を適宜調整することにより、MOSFET4のオン・オフ全期間にわたってほぼ一定の直流電圧をコンデンサ12に供給することも可能である。
また、トランス5Aの1次巻線5a、2次巻線5bの巻数、及び、チョークコイル11Aの主巻線11a、補助巻線11bの巻数を適宜調整することにより、MOSFET4のオン・オフ全期間にわたってほぼ一定の直流電圧をコンデンサ12に供給することも可能である。
上記のように、本実施形態によれば、駆動電源用に大容量のコンデンサや並列接続される複数のコンデンサ等を用いなくても、コンデンサ12に印加される電圧の高周波リプルを低減することができるため、コンデンサ12及び装置全体の小型化が可能である。また、前述した如く、新たに追加される全波整流回路20はチップ状部品として実現可能であるから、装置の小型化という観点からは特に問題にならない。
なお、本発明は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
例えば、上記実施形態では、トランス5Aの1次側に接続されるスイッチング素子としてMOSFETを例示したが、バイポーラトランジスタやIGBT等の各種のスイッチング素子を用いることもできる。
例えば、上記実施形態では、トランス5Aの1次側に接続されるスイッチング素子としてMOSFETを例示したが、バイポーラトランジスタやIGBT等の各種のスイッチング素子を用いることもできる。
また、ダイオード7,8をMOSFET等のスイッチング素子に置き換え、これらのスイッチング素子をMOSFET4(トランス5Aの1次側のスイッチング素子)に同期させて交互にオン・オフさせてもよい。その場合、ダイオード7,8と比較すると電圧降下が小さくなるので、損失を低減させることができる。
更に、全波整流回路20の出力端子間に別のスイッチング素子を設け、このスイッチング素子をオン・オフ(チョッパ動作)させてコンデンサ12の充電電圧を所定値に制御することも可能である。
更に、全波整流回路20の出力端子間に別のスイッチング素子を設け、このスイッチング素子をオン・オフ(チョッパ動作)させてコンデンサ12の充電電圧を所定値に制御することも可能である。
1:直流入力電源
2:制御回路
3:定電圧回路
4:MOSFET(スイッチング素子)
5,5A:トランス
5a:1次巻線
5b:2次巻線
5c:補助巻線
6:負荷
7〜10:ダイオード
11,11A:チョークコイル
11a:主巻線
11b:補助巻線
12,13:コンデンサ
14:限流抵抗
20:全波整流回路
21〜24:ダイオード
2:制御回路
3:定電圧回路
4:MOSFET(スイッチング素子)
5,5A:トランス
5a:1次巻線
5b:2次巻線
5c:補助巻線
6:負荷
7〜10:ダイオード
11,11A:チョークコイル
11a:主巻線
11b:補助巻線
12,13:コンデンサ
14:限流抵抗
20:全波整流回路
21〜24:ダイオード
Claims (2)
- 直流電源から入力される電圧を、1次巻線及び2次巻線を有する絶縁トランスにより所定の大きさの直流電圧に変換し、この直流電圧を、主巻線及び補助巻線を有する平滑用のチョークコイルを介して負荷に供給する絶縁型DC−DCコンバータであって、
前記直流電源の両端に接続された前記1次巻線とスイッチング素子との直列回路と、前記2次巻線の両端に接続された整流素子と前記主巻線と前記負荷との直列回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせるための制御回路と、を備えた絶縁型DC−DCコンバータにおいて、
前記スイッチング素子のオン・オフにより前記補助巻線に発生する電圧を全波整流してなる直流電圧を用いて、前記制御回路の駆動電源電圧を得ることを特徴とする絶縁型DC−DCコンバータ。 - 請求項1に記載した絶縁型DC−DCコンバータにおいて、
前記補助巻線の両端に接続されたダイオードブリッジからなる全波整流回路と、この全波整流回路の出力側の両端子間に接続されたコンデンサと、このコンデンサの電圧を定電圧化する定電圧回路と、を備え、
前記定電圧回路の出力電圧を前記制御回路の駆動電源電圧として用いたことを特徴とする絶縁型DC−DCコンバータ。
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