JP2008054478A

JP2008054478A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2008054478A
Application number: JP2006230868A
Authority: JP
Inventors: Masaaki Shimada; 雅章嶋田; Masaru Nakamura; 勝中村; Akihiro Uchida; 昭広内田
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2006-08-28
Filing date: 2006-08-28
Publication date: 2008-03-06
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Abstract

【課題】スイッチング素子のオン／オフ動作が断続しているときでも起動回路及びスイッチング素子の損失を低減できるスイッチング電源装置。
【解決手段】トランスＴの一次巻線Ｐ１を介して直流電源Ｅに接続されたスイッチング素子Ｑ１０と、Ｑ１０のオンオフを制御する制御回路３と、制御回路に電源電圧を供給して制御回路を起動するための起動電流を供給する起動回路１ａと、二次巻線Ｓの電圧を整流及び平滑して負荷５に供給する整流平滑回路Ｃ１１，Ｄ１１と、三次巻線Ｐ２の電圧を整流及び平滑して制御回路に供給する整流平滑回路Ｃ１０，Ｄ１０とを備え、起動回路は、起動時には直流電源から生成された第１起動電流を流し、起動後には第１起動電流を遮断し、起動後に、制御回路の電源電圧が停止電圧まで低下したときは第１起動電流より小さい第２起動電流を流し、制御回路の電源電圧が停止電圧より低い所定の電圧まで低下したときは第１起動電流を流す。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に起動回路の起動時間の短縮と損失低減を図る技術に関する。

図７に従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す。図７に示すスイッチング電源装置は、直流電源Ｅと、コンデンサＣ１２と、起動回路１と、一次巻線Ｐ１、二次巻線Ｓ及び三次巻線Ｐ２を有するトランスＴと、例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１０と、スイッチング素子Ｑ１０に流れる電流を検出する抵抗Ｒ１０と、スイッチング素子Ｑ１０のオンオフを制御する制御回路３と、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１からなる第１整流平滑回路と、ダイオードＤ１０及びコンデンサＣ１０からなる第２整流平滑回路と、検出回路７とを備える。

コンデンサＣ１２は、交流電源を整流平滑してスイッチング電源に入力する場合の平滑コンデンサなどで、スイッチング電源の入力部に付けられるコンデンサを等価的に表し、スイッチング電源に入力された直流電源Ｅが遮断されても直ちに電圧がゼロにならない。起動回路１は、コンデンサＣ１２の正側端子と制御回路３の電源入力端子との間に接続されるとともに、トランスＴの一次巻線Ｐ１の一端に接続され、直流電源Ｅが常時又は断続的に印加される。制御回路３は、起動電圧Ｖｏｎ（例えば１８Ｖ）で起動し、停止電圧Ｖｏｆｆ（例えば９Ｖ）で停止する。制御回路３は、検出回路７で検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてスイッチング素子Ｑ１０をオン／オフさせることにより出力電圧を所定電圧に制御する。

起動回路１は、トランスＴの一次巻線Ｐ１の一端と制御回路３の一端側との間に、抵抗Ｒ１と定電流回路ＣＣ１とスイッチＳＷ１とダイオードＤ１とからなる直列回路が接続されるとともに、比較器ＣＰを有する。比較器ＣＰは、反転入力端子がダイオードＤ１のカソードと制御回路３の一端との接続点に接続され、非反転入力端子に基準電源Ｖｒ１が接続され、出力端子がスイッチＳＷ１の接点に接続され、ヒステリシス特性を有し、反転入力端子が例えば１８ＶになるとＬレベルを出力し、出力がＬレベルの状態から９Ｖ以下になるとＨレベルを出力する。

このように構成されたスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、スイッチング電源装置に直流電源Ｅが入力されると、起動回路１では抵抗Ｒ１を介して定電流回路ＣＣ１に電圧が印加される。このとき、スイッチＳＷ１はオンしているので、定電流回路ＣＣ１により所定の定電流Ｉst（例えば２．５ｍＡ）が流れ、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１０が充電される。コンデンサＣ１０の電圧は制御回路３の電源端子に供給され、制御回路３の電圧Ｖｃｃとなる。

最初、制御回路３の電圧Ｖｃｃは１８Ｖ以下であるので、比較器ＣＰの出力はＨレベルであり、スイッチＳＷ１はオンを継続する。制御回路３の電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎに達すると、制御回路３から駆動信号が送出され、スイッチング素子Ｑ１０がオンオフを開始する。このため、トランスＴの一次巻線Ｐ１に断続的に直流電源Ｅが印加され、二次巻線Ｓに電圧が誘起する。二次巻線Ｓに発生した電圧はダイオードＤ１１、コンデンサＣ１１で整流平滑され、負荷５に出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。負荷５に供給される出力電圧Ｖｏｕｔは、検出回路７で基準電圧と比較され、その誤差信号が制御回路３に入力される。制御回路３は、誤差信号に基づいたデューティの駆動信号を生成し、スイッチング素子Ｑ１０をオン／オフさせる。

また、制御回路３の電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになると同時に、比較器ＣＰの出力がＨレベルからＬレベルになり、スイッチＳＷ１がオフする。これにより、起動回路１はコンデンサＣ１０の充電を停止するが、トランスＴの三次巻線Ｐ２に発生した電圧をダイオードＤ１０、コンデンサＣ１０で整流平滑した直流電圧が制御回路３に供給されるので、制御回路３は動作を継続する。起動後は起動電流を遮断し効率を向上させる。

図８は従来のスイッチング電源装置の電源再投入時における各部の信号のタイミングチャートである。図８では、直流電源Ｅが印加されスイッチング電源が動作を開始してから、直流電源Ｅを遮断し、再び直流電源Ｅを印加した場合のタイミングチャートを示している。

まず、時刻ｔ１で、直流電源Ｅがスイッチング電源に印加され、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１への電圧Ｖｓｔが上昇する。時刻ｔ２で、電圧Ｖｓｔが定電流回路ＣＣ１を駆動できる電圧になると、定電流回路ＣＣ１から定電流Ｉｓｔが流れ、コンデンサＣ１０が充電され、制御回路３の電圧Ｖｃｃが上昇する。時刻ｔ３で、電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになると、制御回路３から駆動信号Ｄｒｖが出力され、スイッチング素子Ｑ１０がオンオフを開始すると共に、起動回路１の比較器ＣＰの出力がＬレベルになり、スイッチＳＷ１がオフする。

時刻ｔ４で、直流電源Ｅが遮断されると、電圧Ｖｓｔが低下し始め、時刻ｔ５で、制御回路３が出力電圧を制御できなくなると、出力電圧Ｖｏｕｔ、制御回路３の電圧Ｖｃｃが低下し始める。時刻ｔ６で、制御回路３の電圧Ｖｃｃが停止電圧Ｖｏｆｆになると、起動回路１の比較器ＣＰの出力がＨレベルになり、スイッチＳＷ１がオンする。このため、定電流回路ＣＣ１から起動電流Ｉｓｔが流れ、コンデンサＣ１０が充電される。直流電源Ｅの遮断が継続していると、起動回路１に印加される電圧Ｖｓｔが低下し、定電流回路ＣＣ１が起動電流Ｉｓｔを流すことができなくなる。このため、制御回路３の電圧Ｖｃｃは起動電圧Ｖｏｎまで上昇することはなく、スイッチング電源は停止する。

図８では、時刻ｔ６で、定電流回路ＣＣ１から起動電流Ｉｓｔが流れ始め、起動電流が流れている間（時刻ｔ７）に再び直流電源Ｅを印加した場合である。電圧Ｖｓｔは、再び上昇し定電流回路ＣＣ１から起動電流Ｉｓｔが流れ続け、コンデンサＣ１０が充電される。時刻ｔ８で、電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになると制御回路３からスイッチング素子Ｑ１０の駆動信号Ｄｒｖが出力され、スイッチング素子Ｑ１０がオン／オフを開始する。

次に、図７に示すスイッチング電源装置が、オートリスタート動作（負荷が過負荷又は負荷短絡になりスイッチング電源が動作を停止しても、過負荷又は負荷短絡から開放されるとスイッチング電源が再起動し正常な動作に戻る）を行う場合に、過負荷時の各部の信号のタイミングチャートを図９に示す。

過負荷になると、スイッチング素子Ｑ１０に流れる電流が増加し、電流検出抵抗Ｒ１０に発生する電圧が大きくなるので、この電圧を時刻ｔ１において制御回路３が検出する。制御回路３は、電圧検出時から所定の遅延時間が経過しても過負荷状態である場合には、時刻ｔ２でスイッチング素子Ｑ１０への駆動信号Ｄｒｖを停止する。出力電圧Ｖｏｕｔ、制御回路３の電圧Ｖｃｃが低下し、時刻ｔ３で電圧Ｖｃｃが停止電圧Ｖｏｆｆになると、起動回路１のスイッチＳＷ１がオンする。定電流回路ＣＣ１の電流ＩｓｔがコンデンサＣ１０を充電し、電圧Ｖｃｃが上昇する。時刻ｔ４で電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになると、再び制御回路３から駆動信号Ｄｒｖが出力される。

しかし、所定の時間、過負荷状態が継続していると、時刻ｔ５で、スイッチング素子Ｑ１０への駆動信号Ｄｒｖが再び停止される。過負荷が解除されるまで以上の動作が繰り返され、過負荷が解除されると、正常の動作に戻る。過負荷状態では、起動回路１に起動電流が断続的に流れ、スイッチング素子Ｑ１０は過負荷状態でオン／オフ動作を断続する。

図１０は従来のスイッチング電源装置の短絡負荷時における各部の信号のタイミングチャートである。負荷短絡では、遅延時間なしに直ちにスイッチング素子Ｑ１０が停止するが、負荷短絡している間、図９に示す過負荷時の場合と同じように、オン／オフ動作が断続する。スイッチング電源に直流電源Ｅが印加されてから、スイッチング素子Ｑ１０がオン／オフ動作を開始して出力電圧が発生するまでの起動時間は、定電流回路ＣＣ１の起動電流ＩｓｔとコンデンサＣ１０との容量で決定される。起動時間を早くするためには起動電流を大きくする必要があるが、起動回路１での損失が増加する。オートリスタート動作をさせるために、過負荷、負荷短絡時にスイッチング素子Ｑ１０のオン／オフ動作を断続させる場合などは特に、起動回路１、スイッチング素子Ｑ１０の損失が増大し、発熱が大きくなり素子を破壊させることがあった。

この問題を解決するため、特許文献１のスイッチング電源装置は、起動電流を電流制限抵抗、第１ＮＰＮトランジスタ、電流検出用抵抗を介して制御回路の電源端子に供給し、電流検出用抵抗の両端電圧を第２ＮＰＮトランジスタで検出し、第１ＮＰＮトランジスタのベースに抵抗を介して流れる電流を制御する定電流回路で起動回路を構成し、電流検出用抵抗を介して一定に起動電流を流す。また、電流検出用抵抗とコンデンサとを並列に接続し、起動時にコンデンサが充電されるまでは大きい起動電流を流し、コンデンサが充電された後は電流検出用抵抗と第２ＮＰＮトランジスタで決定される電流で起動電流を流すことで、定電流回路の電流値を起動時と定常時で異なる電流に制御し、起動時間の短縮と起動回路の損失低減を図っている。
特開２００３−３３３８４０号公報

しかし、特許文献１では、過負荷、負荷短絡が発生した時にオートリスタート動作させる場合、スイッチング素子のオン／オフ動作が断続しているときの起動回路１及びスイッチング素子Ｑ１０の損失を十分に低減できない。電流検出用抵抗に並列に接続したコンデンサの充電期間に定電流回路の電流値を増加させるので、入力電圧が変わると、コンデンサの充電期間が変化し、起動時間が変わる、などの問題があった。

本発明は、スイッチング素子のオン／オフ動作が断続しているときでも、起動回路及びスイッチング素子の損失を低減できるスイッチング電源装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、本発明は、トランスの一次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給することにより前記制御回路を起動するための起動電流を供給する起動回路と、前記トランスの二次巻線に発生された電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第１整流平滑回路と、前記トランスの三次巻線に発生された電圧を整流及び平滑して前記制御回路に電源として供給する第２整流平滑回路とを備えるスイッチング電源装置において、前記起動回路は、起動時には前記直流電源から生成された第１起動電流を流し、起動後には前記第１起動電流を遮断し、起動後に、前記制御回路の電源電圧が停止電圧まで低下したときは前記第１起動電流より小さい第２起動電流を流し、前記制御回路の電源電圧が前記停止電圧より低い所定の電圧まで低下したときは前記第１起動電流を流すことを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記起動回路に直列に接続されたツェナーダイオードを設けることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記ツェナーダイオードの降伏電圧は、前記直流電源オフ後で前記制御回路の電源電圧が前記停止電圧になったときに、前記ツェナーダイオードに印加される前記直流電源の電圧よりも大きいことを特徴とする。

本発明の請求項１によれば、起動回路は、起動時には直流電源から生成された第１起動電流を流し、起動後は第１起動電流を遮断し、起動後に、制御回路の電圧が停止電圧まで低下したときは第２起動電流を流し、制御回路の電圧が停止電圧より低い所定の電圧まで低下したときは第１起動電流を流す。

これにより、起動時には第１起動電流で起動し、オートリスタート動作で過負荷、負荷短絡した場合のようにスイッチング素子のオン／オフが断続動作する場合などは第１起動電流より少ない第２起動電流で起動するので、起動回路の損失が少なくなる。また、第２起動電流で起動するときは起動時間が長くなるので、断続周期が長くなり、起動回路、スイッチング素子などの平均損失を低減することができる。

本発明の請求項２によれば、起動回路と直列にツェナーダイオードを接続したので、再起動の際に第１起動電流で起動し起動時間が長くなることはない。

本発明の請求項３によれば、ツェナーダイオードの降伏電圧は、直流電源オフ後で制御回路の電源電圧が停止電圧になったときに、ツェナーダイオードに印加される直流電源の電圧よりも大きいので、再起動の際に第１起動電流で起動し起動時間が長くなることはない。

以下、本発明の実施例を、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、背景技術の欄で説明したスイッチング電源装置と同一又は相当する構成部分には、背景技術の欄で使用した符号と同一の符号を付して説明する。

図１は本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。図１に示すスイッチング電源装置は、図７に示す従来のスイッチング電源装置に対して、起動回路１ａの構成のみが異なるので、この起動回路１ａの構成についてのみ説明する。

起動回路１ａにおいて、トランスＴの一次巻線Ｐ１の一端と制御回路３の一端側との間に、ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ１と定電流回路ＣＣ２とスイッチＳＷ１とダイオードＤ１とからなる直列回路が接続される。定電流回路ＣＣ２の両端には、定電流回路ＣＣ１とスイッチＳＷ２とからなる直列回路が接続される。

比較器ＣＰは、反転入力端子がダイオードＤ１のカソードと制御回路３の一端との接続点に接続され、非反転入力端子に基準電源Ｖｒ１が接続され、出力端子がスイッチＳＷ１の接点に接続され、ヒステリシス特性を有し、反転入力端子が例えば１８ＶになるとＬレベルを出力し、出力がＬレベルの状態から１０Ｖ以下になるとＨレベルを出力する。

比較器ＩＣ１は、反転入力端子がダイオードＤ１のカソードと制御回路３の一端との接続点に接続され、非反転入力端子に基準電源Ｖｃｒｅ（例えば９．５Ｖ）が接続され、出力端子がＲＳフリップフロップＦＦのセット端子Ｓに接続される。インバータＩＣ２は、比較器ＣＰの出力を反転してＲＳフリップフロップＦＦのリセット端子Ｒに出力する。ＲＳフリップフロップＦＦは、出力端子Ｑの出力信号をスイッチＳＷ２に出力する。

以上の構成により、起動回路１ａは、起動時には直流電源Ｅから生成された第１起動電流（定電流回路ＣＣ１の定電流Ｉｓｔと定電流回路ＣＣ２の定電流Ｉｓｈとの合計電流）を流し、起動後には第１起動電流を遮断し、起動後に、制御回路３の電源電圧が停止電圧まで低下したときは第１起動電流より小さい第２起動電流（定電流回路ＣＣ２の定電流Ｉｓｈ）を流し、制御回路３の電源電圧が停止電圧より低い所定の電圧まで低下したときは第１起動電流を流す。

次にこのように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、スイッチング電源に直流電源Ｅが入力されると、起動回路１ａでは、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２はオンしているので、ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ１を介して定電流回路ＣＣ１及び定電流回路ＣＣ２に電圧が印加される。このため、定電流回路ＣＣ１は所定の定電流Ｉｓｔとして例えば２．５ｍＡを流し、定電流回路ＣＣ２は所定の定電流Ｉｓｈとして例えば０．５ｍＡを流し、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ１０が充電される。

最初、電圧Ｖｃｃは、基準電圧Ｖｃｒｅ（例えば９．５Ｖ）及び起動電圧Ｖｏｎ（例えば１８Ｖ）以下であるので、比較器ＣＰの出力はＨレベルとなり、スイッチＳＷ１はオンを継続する。インバータＩＣ２の出力はＬレベルとなり、比較器ＩＣ１の出力はＨレベルとなる。このため、ＲＳフリップフロップＦＦの出力ＱはＨレベルになり、スイッチＳＷ２はオンを継続する。

電圧Ｖｃｃが９．５Ｖになると、比較器ＩＣ１の出力はＬレベルになるが、ＲＳフリップフロップＦＦの出力Ｑは変化せず、スイッチＳＷ２はオンを継続する。電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになると、制御回路３から駆動信号Ｄｒｖが出力され、スイッチング素子Ｑ１０がオン／オフ動作を開始し、負荷５に直流電圧を供給する。同時に、比較器ＣＰの出力はＬレベルなるので、スイッチＳＷ１はオフし、インバータＩＣ２の出力はＨレベルになるので、ＲＳフリップフロップＦＦはリセットされ、その出力ＱがＬレベルになり、スイッチＳＷ２はオフする。

次に、スイッチング電源装置の過負荷時の動作を図２のタイミングチャートを参照しながら説明する。

過負荷になると、スイッチング素子Ｑ１０に流れる電流が増加し、電流検出抵抗Ｒ１０に発生する電圧が大きくなるので、この電圧を時刻ｔ１において制御回路３が検出する。制御回路３は、電圧検出時から所定の遅延時間が経過しても過負荷状態である場合には、時刻ｔ２でスイッチング素子Ｑ１０への駆動信号Ｄｒｖを停止する。出力電圧Ｖｏｕｔ、制御回路３の電圧Ｖｃｃが低下し、時刻ｔ３で電圧Ｖｃｃが停止電圧Ｖｏｆｆ（例えば１０Ｖ）になると、比較器ＣＰの出力がＨレベルになり、スイッチＳＷ１がオンする。

インバータＩＣ２の出力はＬレベルになるが、ＲＳフリップフロップＦＦの出力Ｑは変化せず、スイッチＳＷ２はオフを継続する。このため、定電流回路ＣＣ２の電流Ｉｓｈ（例えば０．５ｍＡ）によりコンデンサＣ１０が充電されて電圧Ｖｃｃが緩やかに上昇していく。そして、時刻ｔ４で電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになると、再び制御回路３から駆動信号Ｄｒｖが出力される。そして、スイッチＳＷ１がオフするので、定電流回路ＣＣ２の電流Ｉｓｈは流れなくなる。

時刻ｔ４から所定の遅延時間が経過しても過負荷の状態が継続していると、スイッチング素子Ｑ１０への駆動信号Ｄｒｖが再び停止される。すると、スイッチＳＷ１がオンして定電流回路ＣＣ２から電流Ｉｓｈが流れ、コンデンサＣ１０が充電され、時刻ｔ５で電圧Ｖｃｃが上昇し初める。比較器ＩＣ１の出力はＬレベルであるので、ＲＳフリップフロップＦＦの出力Ｑは変化せず、スイッチＳＷ２はオフを継続する。過負荷が解除されるまで以上の動作が繰り返され、過負荷が解除されると正常の動作に戻る。

実施例１においても、過負荷状態では起動回路１ａに起動電流が断続的に流れ、スイッチング素子Ｑ１０は過負荷状態でオン／オフ動作を断続するが、過負荷時には起動電流は電流Ｉｓｈのみであるので、起動回路１ａの損失が少なくなる。また、電圧Ｖｃｃが停止電圧Ｖｏｆｆから起動電圧Ｖｏｎになるまでの起動期間が長くなるので、断続周期が長くなり、起動回路１ａ、スイッチング素子Ｑ１０などの平均損失が低減する。

図３は本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の短絡負荷時における各部の信号のタイミングチャートである。この場合にも、従来例（図１０）と同様に負荷短絡では遅延時間なしに直ちにスイッチング素子Ｑ１０が停止し、負荷短絡している間、オン／オフ動作が断続するが、図２に示す過負荷の場合と同様に、負荷短絡の場合にも起動電流は電流Ｉｓｈのみであるので、損失が少なくなる。また、電圧Ｖｃｃが停止電圧Ｖｏｆｆから起動電圧Ｖｏｎになるまでの起動期間が長くなるので、断続周期が長くなり、起動回路１ａ、スイッチング素子Ｑ１０などの平均損失が低減する。

図４は本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の電源再投入時における各部の信号のタイミングチャートである。図５は図４に示すスイッチング電源装置における電源オフから電源オンまでの詳細を示す各部の信号のタイミングチャートである。図４及び図５を参照しながら、スイッチング電源装置の電源再投入時の動作を説明する。

まず、時刻ｔ４で直流電源Ｅを遮断すると、電圧Ｖｓｔが低下し、時刻ｔ５で、出力電圧Ｖｏｕｔが制御できなくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが低下し始める。トランスＴの三次巻線Ｐ２に発生する電圧も出力電圧Ｖｏｕｔに比例して低下するので、電圧Ｖｃｃも低下し始める。時刻ｔ６で、電圧ＶｓｔがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚｄ（例えば７０Ｖ）より低下すると、ツェナーダイオードＺＤ１がオフして、電圧Ｖｓｔから定電流回路ＣＣ１及び定電流回路ＣＣ２への電圧が停止されるが、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２はオフしているので、動作は変化しない。

さらに、電圧Ｖｓｔ、電圧Ｖｏｕｔ、電圧Ｖｃｃが低下していき、時刻ｔ７で、電圧Ｖｃｃが停止電圧Ｖｏｆｆ（例えば１０Ｖ）になると、制御回路３はスイッチング素子Ｑ１０への駆動信号Ｄｒｖを停止し待機状態になる。同時に、比較器ＣＰの出力がＨレベルになり、スイッチＳＷ１がオンするが、定電流回路ＣＣ１及びＣＣ２には電圧が印加されていないので、電流は流れない。さらに、電圧Ｖｃｃが低下し、時刻ｔ８で、電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｃｒｅ（例えば９．５Ｖ）になると、比較器ＩＣ１の出力がＨレベルになり、ＲＳフリップフロップＦＦがセットされる。出力ＱがＨレベルになり、スイッチＳＷ２がオンするが、定電流回路ＣＣ１には電圧が印加されていないので、電流は流れない。

時刻ｔ９で、直流電源Ｅが再投入されると、Ｖｓｔが上昇し、時刻ｔ１０で、ＶｓｔがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚｄより高くなり、定電流回路ＣＣ１及び定電流回路ＣＣ２に電圧が印加される。このとき、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２はオンしているので、定電流回路ＣＣ１及び定電流回路ＣＣ２の両方の定電流回路から起動電流（第１起動電流に対応）が供給される。時刻ｔ１１で、電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになると、制御回路３から駆動信号Ｄｒｖが出力され、スイッチング素子Ｑ１０がオン／オフする。起動電流が定電流回路ＣＣ１及び定電流回路ＣＣ２の両方から供給されるので、起動時間は短くなる。

また、時刻ｔ７で、電圧Ｖｃｃが停止電圧Ｖｏｆｆになり、制御回路３が待機状態になると、消費電力が極めて小さくなるので、電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｃｒｅまで低下するのに時間がかかる。このとき、ツェナーダイオードＺＤ１がない場合には、定電流回路ＣＣ２によりコンデンサＣ１０が充電されるので、電圧Ｖｃｃは低下せず、電圧Ｖｓｔの電圧によっては定電流回路ＣＣ２が正常な電流を流して電圧Ｖｃｃが上昇することもある。

このとき、電源を再投入すると、電圧Ｖｓｔが上昇して定電流回路ＣＣ２の電流ＩｓｈでコンデンサＣ１０が充電される。起動電流は定電流回路ＣＣ２の電流Ｉｓｈのみであるので、電圧ＶｃｃがＶｏｆｆになるまで時間がかかり、起動時間が長くなる。ツェナーダイオードＺＤ１が設けられる場合には、ツェナーダイオードＺＤ１（ツェナー電圧Ｖｚｄが例えば７０Ｖ）により電圧Ｖｃｃが停止電圧Ｖｏｆｆ（例えば１０Ｖ）になる前に定電流回路ＣＣ１及び定電流回路ＣＣ２に電圧を印加できなくなるので、時刻ｔ７から時刻ｔ８になる時間は極めて短くなり、電源再投入時に起動時間が長くなることは殆どなくなる。

即ち、ツェナーダイオードＺＤ１の降伏電圧（ツェナー電圧）Ｖｚｄは、直流電源オフ後で制御回路３の電源電圧が停止電圧Ｖｏｆｆになったときに、ツェナーダイオードＺＤ１に印加される直流電源Ｅの電圧よりも大きいので、再起動の際に第２起動電流で起動し起動時間が長くなることはない。

図６は本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の起動回路を示す図である。実施例２の起動回路１ｂでは、図１に示す第１の実施例に係るスイッチング電源装置に対して、定電流回路ＣＣ１及び定電流回路ＣＣ２の他の具体例を示したものである。

図６に示す起動回路１ｂにおいて、比較器ＣＰは、非反転入力端子がダイオードＤ１のカソードと制御回路３の一端との接続点に接続され、反転入力端子に基準電源Ｖｒ１が接続され、出力端子がインバータＩＣ２及びＦＥＴＱ５のゲートに接続される。

比較器ＩＣ１は、反転入力端子がダイオードＤ１のカソードと制御回路３の一端との接続点に接続され、非反転入力端子に基準電源Ｖｃｒｅが接続され、出力端子がＲＳフリップフロップＦＦのリセット端子Ｒに接続される。インバータＩＣ２は、比較器ＣＰの出力を反転してＲＳフリップフロップＦＦのセット端子Ｓに出力する。ＲＳフリップフロップＦＦは、出力端子Ｑの出力信号をＦＥＴＱ３のゲートに出力する。

トランスＴの一次巻線Ｐ１の一端と制御回路３の一端側との間には、ツェナーダイオードＺＤ１とＦＥＴＱ１と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とダイオードＤ１とからなる直列回路が接続される。ＦＥＴＱ１のゲートはツェナーダイオードＺＤ２を介して接地され、ＦＥＴＱ１のゲート−ドレイン間には抵抗Ｒ４が接続されている。トランジスタＴｒ１のベースは抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点に接続され、エミッタはダイオードＤ１のアノードと抵抗Ｒ３との接続点に接続され、コレクタはＦＥＴＱ１のゲートに接続されている。

トランジスタＴｒ２のベースはＦＥＴＱ１のソースと抵抗Ｒ２との接続点に接続され、エミッタはＦＥＴＱ２のドレインに接続され、コレクタはＦＥＴＱ１のゲートに接続されている。ＦＥＴＱ２のゲートは抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点に接続され、ソースはダイオードＤ１のアノードと抵抗Ｒ３との接続点に接続され、抵抗Ｒ６に直列に接続された抵抗Ｒ５の一端はＦＥＴＱ１のソースに接続されている。

ＦＥＴＱ３のゲートはＲＳフリップフロップＦＦの出力端子Ｑに接続され、ソースは接地され、ドレインは抵抗Ｒ７に接続されている。ＦＥＴＱ４のゲートは抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点に接続され、ドレインはＦＥＴＱ１のゲートに接続され、ソースはダイオードＤ１のアノードと抵抗Ｒ３との接続点に接続されている。ＦＥＴＱ５のゲートは比較器ＣＰの出力端子に接続され、ソースは接地され、ドレインは抵抗Ｒ９に接続されている。

ＦＥＴＱ４、ＦＥＴＱ５、抵抗Ｒ８、及び抵抗Ｒ９によりスイッチＳＷ１が構成され、このスイッチＳＷ１によりＦＥＴＱ１をオン／オフさせて、定電流回路の動作及び停止が行われる。

ＦＥＴＱ２、ＦＥＴＱ３、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６、及び抵抗Ｒ７によりスイッチＳＷ２が構成されている。スイッチＳＷ２がオフの時には、ＦＥＴＱ１、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４からなる第１定電流回路が第１起動電流（例えばＩｓｔ＝２．５ｍＡ）を生成する。

スイッチＳＷ２がオンの時には、ＦＥＴＱ１、トランジスタＴｒ２、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、及び抵抗Ｒ４からなる第２定電流回路が第２起動電流（例えばＩｓｈ＝０．５ｍＡ）を生成する。第２起動電流は、抵抗Ｒ２を流れるので、第１起動電流よりも小さくなる。スイッチＳＷ２は、オン／オフ切替えにより、第１定電流回路及び第２定電流回路に流れる電流の設定を変更する。

なお、このような定電流切り替え型の起動回路１ｂは、ＦＥＴやトランジスタを用いるので、集積回路（ＩＣ）化することができる。

このように、実施例２の起動回路１ｂの構成においても、起動時には第１起動電流を流し、起動後は第１起動電流を遮断し、起動後に、制御回路３の電圧が停止電圧まで低下したときは第１起動電流より小さい第２起動電流を流し、制御回路３の電圧が停止電圧より低い所定の電圧まで低下したときは第１起動電流を流すことができる。従って、実施例２のスイッチング電源装置においても、実施例１のスイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られる。

なお、本発明は、スイッチング電源装置の起動に関し、図１に示したスイッチング電源装置に限らず他の回路方式を用いたスイッチング電源装置においても同様な効果が得られる。

また、負荷が待機状態となり、負荷に流れる電流が微小になると、トランスＴの三次巻線Ｐ２に発生する電圧が低下して、制御回路３の電圧ＶｃｃがＶｏｆｆ以下になることがある。

このような場合、本発明では、制御回路３から駆動信号の出力がなくなり、スイッチング素子ＦＥＴＱ１０のオン／オフが停止すると、第１起動電流より少ない第２起動電流でコンデンサＣ１０が充電される。電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになり、起動と第２起動電流が停止すると、トランスＴの三次巻線Ｐ２に発生する電圧Ｖｏｆｆ以下である。

このため、制御回路３の電圧Ｖｃｃは低下して、停止電圧Ｖｏｆｆ以下になって、スイッチング素子Ｑ１０のオン／オフが停止する。以上の動作を繰り返して、スイッチング素子Ｑ１０はオン／オフを断続する。即ち、負荷が待機状態になってトランスＴの三次巻線Ｐ２に発生する電圧が不足すると、第２起動電流でスイッチング素子Ｑ１０のオン／オフを断続的に動作させることができる。第２起動電流は少ないので、起動回路１ａ，１ｂの損失は少なく、また、断続周期が長くなるので、起動回路１ａ，１ｂ、スイッチング素子Ｑ１０の損失が少なくなり、待機時の電力を低減させることができる。

本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の過負荷時における各部の信号のタイミングチャートである。本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の短絡負荷時における各部の信号のタイミングチャートである。本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の電源再投入時における各部の信号のタイミングチャートである。図４に示すスイッチング電源装置における電源オフから電源オンまでの詳細を示す各部の信号のタイミングチャートである。本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の起動回路を示す図である。従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。従来のスイッチング電源装置の電源再投入時における各部の信号のタイミングチャートである。従来のスイッチング電源装置の過負荷時における各部の信号のタイミングチャートである。従来のスイッチング電源装置の短絡負荷時における各部の信号のタイミングチャートである。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ起動回路
３制御回路
５負荷
７検出回路
Ｔトランス
Ｐ１一次巻線
Ｓ二次巻線
Ｑ１０スイッチング素子
Ｐ２三次巻線
Ｃ１０，Ｃ１１，Ｃ１２コンデンサ
Ｑ１０スイッチング素子
Ｒ１〜Ｒ１０抵抗
ＳＷ１，ＳＷ２スイッチ
Ｄ１，Ｄ１０，Ｄ１１ダイオード
ＺＤ１〜ＺＤ２ツェナーダイオード
Ｅ直流電源
ＣＰ，ＩＣ１比較器
ＩＣ２インバータ
Ｑ１〜Ｑ５ＦＥＴ
Ｔｒ１，Ｔｒ２トランジスタ
ＣＣ１，ＣＣ２定電流回路
ＦＦＲＳフリップフロップ

Claims

トランスの一次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
前記制御回路に電源電圧を供給することにより前記制御回路を起動するための起動電流を供給する起動回路と、
前記トランスの二次巻線に発生された電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第１整流平滑回路と、
前記トランスの三次巻線に発生された電圧を整流及び平滑して前記制御回路に電源として供給する第２整流平滑回路とを備えるスイッチング電源装置において、
前記起動回路は、起動時には前記直流電源から生成された第１起動電流を流し、起動後には前記第１起動電流を遮断し、起動後に、前記制御回路の電源電圧が停止電圧まで低下したときは前記第１起動電流より小さい第２起動電流を流し、前記制御回路の電源電圧が前記停止電圧より低い所定の電圧まで低下したときは前記第１起動電流を流すことを特徴とするスイッチング電源装置。
前記起動回路に直列に接続されたツェナーダイオードを設けることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記ツェナーダイオードの降伏電圧は、前記直流電源オフ後で前記制御回路の電源電圧が前記停止電圧になったときに、前記ツェナーダイオードに印加される前記直流電源の電圧よりも大きいことを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。