JP2008048053A - 保護回路及び負荷電流検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 コイルが直列に接続されている保護対象を過電流から保護できる小形、安価な保護回路や、このような保護回路に好適な負荷電流検出回路を提供する。
【解決手段】 本発明の負荷電流検出回路は、コイルが直列に接続されている負荷の負荷電流を検出するものである。そして、抵抗及びコンデンサの直列回路を上記コイルに並列に接続し、コンデンサの両端電圧を検出電圧とすると共に、コイルのインダクタンスをＬ１、コイルの抵抗成分の抵抗値をＲ１、直列回路における抵抗及びコンデンサの抵抗値及びキャパシタンスをＲ２、Ｃ２としたとき、Ｌ１／Ｒ１＝Ｃ２・Ｒ２となるように各素子の値を選定していることを特徴とする。本発明の保護回路は、本発明の負荷電流検出回路を利用したものである。
【選択図】 図１

Description

本発明は保護回路及び負荷電流検出回路に関し、例えば、デジタルオーディオアンプの過電流保護回路などに適用し得るものである。

従来、オーディオアンプなどの過電流保護回路として、特許文献１に記載のものがある。この特許文献１の記載技術は、スピーカなどの負荷への過電流を検出したときに、負荷への信号を増幅する信号増幅部へ供給している電源を切断することにより、負荷を過電流から保護するものである。また、負荷電流を、負荷よりも小さな検出抵抗を負荷と直列に入れ、その両端にかかる電圧を負荷電流の比例定数倍の電圧として検出していた。
特開平９−２７０６５２号公報

しかしながら、特許文献１の保護回路の場合、負荷への信号を増幅する信号増幅部の電源を落とすため、過電流時には、負荷への信号が皆無となる。例えば、オーディオ信号を負荷に供給する場合であれば、発音出力が遮断され、聴取者に違和感を与えるものであった。

また例えば、交流電源を異なる直流電源に変換するコンバータや、直流電源を交流電源に変換するインバータなどに対して、上述した過電流保護回路を適用した場合にも、負荷への電流が過電流になると、負荷への電源供給が遮断し、負荷（例えば処理回路）がなんらの処理も実行できないということが生じる。

さらに、負荷（スピーカ）への電流を抵抗で電圧変換して取り出しているが、電流が大きく、検出用抵抗で発生する熱も大きい。そのため、例えば、小型化が進んでいるデジタル電力増幅器の中に上記構成の保護回路を適用した場合、どうしても検出用抵抗素子のサイズは大きくなり、コストも高くなってしまう。また、ローパスフィルタを介して負荷に入力電圧を供給するような回路もあるが、そのような回路では、負荷にローパスフィルタを構成するコイルが直列に接続されている。このような場合、ローパスフィルタに影響を与えずにどのように負荷電流を取り出すかが問題となり、保護回路が複雑になると考えられる。

本発明は、上述のような課題に鑑みなされたものであり、保護対象を過電流などから保護できる小形、安価な保護回路や、このような保護回路に好適な負荷電流検出回路を提供しようとしたものである。

第１の本発明は、コイルが直列に接続されている負荷の負荷電流を検出する負荷電流検出回路において、抵抗及びコンデンサの直列回路を上記コイルに並列に接続し、上記コンデンサの両端電圧を上記負荷の負荷電流を検出した検出電圧とすると共に、上記コイルのインダクタンスをＬ１、上記コイルにおける抵抗成分の抵抗値をＲ１、上記直列回路における抵抗の抵抗値をＲ２、上記直列回路におけるコンデンサのキャパシタンスをＣ２としたとき、Ｌ１／Ｒ１＝Ｃ２・Ｒ２となるように上記各素子の値を選定していることを特徴とする。

第２の本発明は、コイルが直列に接続されている負荷を少なくとも保護対象回路とし、上記保護対象回路を過電流から保護する保護回路において、上記保護対象回路を流れる電流を電圧として検出する電流検出部として、第１の本発明の負荷電流検出回路を有することを特徴とする。

本発明によれば、保護対象を過電流などから保護できる小形、安価な保護回路や負荷電流検出回路を提供できる。

（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明による保護回路及び負荷電流検出回路の第１の実施形態を説明する。第１実施形態の保護回路は、デジタルオーディオアンプの出力が供給される負荷（例えばスピーカ）を過電流から保護しようとしたものである。

図１は、第１の実施形態の保護回路及び負荷電流検出回路の構成を示すブロック図である。

図１において、第１の実施形態の保護回路１０は、入力電圧信号Ｖｉを増幅した電圧信号Ｖｏを負荷（例えばスピーカ）２に供給するデジタルオーディオアンプ１に関連して設けられている。ここで、デジタルオーディオアンプ１からの出力はＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）であるため、負荷２に並列なコンデンサＣ１と負荷２に直列なコイルＬ１とでなるローパスフィルタ（ＬＰＦ）が設けられている。なお、抵抗Ｒ１は、コイルＬ１の抵抗成分を表している。

第１の実施形態の保護回路１０は、負荷電流検出回路１１、比較部１２、基準電圧部１３及び加算部１４を有する。

負荷電流検出回路１１は、負荷２に流れる電流を反映した電圧（検出電圧）Ｖｓを得て、比較部１２に入力させるものである。負荷電流検出回路１１は、上述したローパスフィルタの構成要素であるコイルＬ１及び抵抗Ｒ１の直列回路と、この直列回路に並列に設けられた抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の直列回路とから構成されている。ここで、負荷電流検出回路１１を構成する各素子の値間には、Ｌ１／Ｒ１＝Ｃ２・Ｒ２（以下、（１）式と呼ぶ）との関係があり、負荷電流検出回路１１は、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の接続点の電圧を、負荷２に流れる電流を反映した検出電圧Ｖｓとして比較部１３に入力させる。

図２を参照しながら、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の接続点の電圧を負荷電流の検出電圧Ｖｓとして利用できることを説明する。

コイルＬ１の抵抗成分である抵抗Ｒ１における両端電圧（電圧降下）Ｖ１は、負荷２を流れる電流を反映したものとなっている。しかし、抵抗Ｒ１は、コイルＬ１の抵抗成分であるため、その電圧Ｖ１を得ることはできない。そこで、この電圧Ｖ１と同じ電圧Ｖ２（＝Ｖ１）を取り出すことができるように、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の直列回路を設けている。

今、コイルＬ１及び抵抗Ｒ１の直列回路と、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の直列回路との並列回路への印加電圧をＶとする。この場合、抵抗Ｒ１における両端電圧（電圧降下）Ｖ１は、Ｖ１＝Ｖ／（１＋ｊ・ω・（Ｌ１／Ｒ１））（以下、（２）式と呼ぶ）で表され、一方、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の接続点の電圧Ｖ２は、Ｖ２＝Ｖ／（１＋ｊ・ω・Ｃ２・Ｒ２）（以下、（３）式と呼ぶ）で表される。ここで、負荷電流検出回路１１を構成する各素子の値間に上述した（１）式の関係を成立させておくと、（２）式及び（３）式で表される２つの電圧Ｖ１及びＶ２は等しくなり、これにより、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の接続点の電圧Ｖ２を負荷電流の検出電圧Ｖｓとして利用できるようになる。

基準電圧部１３は、比較部１２に基準電圧Ｖｂを与えるものである。この基準電圧Ｖｂは、過電流か否かを弁別できる値に選定されている。

比較部１２は、検出電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｂとを比較し、検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｂより大きいときには、その差電圧Ｖｓ−Ｖｂ、又は、差電圧に対して単調増加関数を適用した電圧である保護用電圧Ｖｒを出力し、検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｂ以下のときには０を出力するものである。

加算部１４は、入力電圧信号Ｖｉから、比較部１２が出力した保護用電圧Ｖｒ又は０を減算し、アンプ１に供給するものである。

負荷２に流れる電流が過電流でないときには、負荷電流を検出した検出電圧Ｖｓも基準電圧Ｖｂより小さく、比較部１２は０を出力する。そのため、加算部１４が、入力電圧信号Ｖｉから比較部１２の出力を減算したとしても、加算部１４からの出力は入力電圧信号Ｖｉそのものであり、過電流保護動作を行うことなく、各部が動作する。

これに対して、負荷２に過電流が流れると、負荷電流を電圧に変換した検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｂより大きくなり、比較部１２からは、検出電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｂとの差分に応じた保護用電圧Ｖｒが出力される。そのため、加算部１４は、入力電圧信号Ｖｉから比較部１２の出力電圧Ｖｒを減算し、減算後の電圧信号Ｖｉ−Ｖｒをアンプ１に入力させる。これにより、アンプ１や負荷２を保護する。

ここで、入力電圧信号Ｖｉが大きいほど過電流の度合いも大きく、検出電圧Ｖｓは入力電圧信号Ｖｉにほぼリニアである。また、保護用電圧Ｖｒは、検出電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｂとの差電圧Ｖｓ−Ｖｂ、又は、差電圧Ｖｓ−Ｖｂに対して単調増加関数を適用した電圧である。その結果、過電流保護が機能している際の上述した減算後の電圧信号Ｖｉ−Ｖｒは、ほぼ一定の値をとるものとなる。言い換えると、過電流が生じるような入力電圧信号Ｖｉの過電圧に対して、所定レベル以上の電圧部分をクリップしたものが、減算後の電圧信号Ｖｉ−Ｖｒとなっている。

上記第１の実施形態によれば、抵抗成分を考慮するとコイルＬ１及び抵抗Ｒ１でなるローパスフィルタのコイルに対し、素子の値を（１）式に示すように選定した抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の直列回路を設け、負荷電流の検出電圧を得るようにしたので、ローパスフィルタが存在しても、負荷電流を反映させた検出電圧を得ることができ、過電流保護を実行することができる。

また、抵抗Ｒ１はコイルＬ１の抵抗成分であるので、負荷電流の検出のために余分に発生する熱を大幅に排除でき、また、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の直列回路においてはインピーダンスが高いので、発生する熱を抑えながらも、負荷２に流れる電流を、負荷２と直列のコイルＬ１に流れる電流の、定数倍の電圧としてＣ２の両端から検出することができる。これにより、保護回路１０を小形、安価なものとして構成し得る。

ここで、（３）式から明らかなように、コンデンサＣ２の値を小さくすれば、検出電圧Ｖｓ（＝Ｖ２）を拡大して取り出すことができ（ダイナミックレンジを大きくでき）、その結果、基準電圧Ｖｂも大きくなって、一般的にオペアンプで構成される比較部１２を作り易く、誤差の少ないものにし得る。

また、上記第１の実施形態によれば、入力電圧信号のクリップにより過電流保護を実行でき、しかも、負荷２には継続して電圧信号を供給することができる。

入力電圧信号がオーディオ信号の場合に過電流が生じても、従来の保護回路のような発音出力が切断されることはなく、上記第１の実施形態によれば、過電流を保護しつつ発音出力を継続させることができる。

（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明による保護回路の第２の実施形態を、図面を参照しながら説明する。第２の実施形態の保護回路は、第１の実施形態より具体的な構成で示したものである。図３は、第２の実施形態の保護回路の構成を示す回路図である。

第２の実施形態の保護回路１０Ａは、入力電圧信号Ｖｉが正のときに機能する第１の保護回路と、入力電圧信号Ｖｉが負のときに機能する第２の保護回路とでなっている。図３では、負荷電流検出回路１１を除き、第１の保護回路の要素には符号末尾に「Ｐ」を付与し、第２の保護回路の要素には符号末尾に「Ｎ」を付与して示している。第２の保護回路も極性を除けば、第１の保護回路と同様なものである。

図３において、デジタルオーディオアンプ１から出力され、ローパスフィルタによってフィルタリングされて得られた電圧信号Ｖｏが印加される負荷２は、負荷電流検出回路１１を介してアースされている。

負荷２への電圧信号Ｖｏの供給ライン上の点Ｂと、負荷電流検出回路１１における抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２との接続点Ｃとの間、点Ｂ側から、抵抗Ｒ１Ｐ、ダイオードＤ１Ｐ（向きはカソードが抵抗Ｒ１Ｐ側）、抵抗Ｒ２Ｐが順次接続されている。ダイオードＤ１Ｐのアノードと抵抗Ｒ２Ｐとの接続点Ｄは、オペアンプＯＰＰの非反転入力端子（＋入力端子）に接続されている。オペアンプＯＰＰの反転入力端子（−入力端子）には基準負電圧−Ｖｂが接続されている。

オペアンプＯＰＰの出力端子は、ダイオードＤ２Ｐのカソードに接続されており、このダイオードＤ２Ｐのアノードは、信号源からデジタルオーディオアンプ１の非反転入力端子への経路上の接続点Ａに接続されている。

また、上述した点Ｂと点Ｃとの間には、点Ｂ側から、抵抗Ｒ１Ｎ、ダイオードＤ１Ｎ（向きはアノードが抵抗Ｒ１Ｎ側）、抵抗Ｒ２Ｎが順次接続されている。ダイオードＤ１Ｎのカソードと抵抗Ｒ２Ｎとの接続点Ｅは、オペアンプＯＰＮの非反転入力端子（＋入力端子）に接続されている。オペアンプＯＰＮの反転入力端子（−入力端子）には基準正電圧Ｖｂが接続されている。オペアンプＯＰＮの出力端子は、ダイオードＤ２Ｎのアノードに接続されており、このダイオードＤ２Ｎのカソードも、信号源からデジタルオーディオアンプ１の非反転入力端子への経路上の接続点Ａに接続されている。

次に、以上の構成を有する、第３の実施形態の保護回路１０Ａにおける動作を、図４の信号波形図を参照しながら説明する。

信号発生源からの図４（Ａ）に示すような入力電圧信号Ｖｉは、デジタルオーディオアンプ１によって増幅され、ローパスフィルタによってフィルタリングされ、図４（Ｂ）に示すような負荷２への出力電圧信号Ｖｏとなる。この出力電圧信号Ｖｏの印加により、負荷２に流れる電流は、負荷電流検出回路１１により、図４（Ｃ）に示すような検出電圧信号Ｖｓに変換される。この第２の実施形態は、出力電圧信号Ｖｏに対して負荷２に流れる電流が逆位相の関係になる場合のものであり、そのため、検出電圧信号Ｖｓも、出力電圧信号Ｖｏに対して逆位相の関係になっている。

点Ｂが抵抗Ｒ１Ｐ及びダイオードＤ１Ｐを介してオペアンプＯＰＰの非反転入力端子に接続され、点Ｃが抵抗Ｒ２Ｐを介してオペアンプＯＰＰの非反転入力端子に接続されているため、オペアンプＯＰＰの非反転入力端子には、出力電圧信号Ｖｏと検出電圧信号Ｖｓとの加算値Ｖｏ＋Ｖｓが入力される。しかし、上述したように、検出電圧信号Ｖｓが出力電圧信号Ｖｏに対して逆位相の関係になっており、また、過電流が生じるような状況では、｜Ｖｏ｜＜｜Ｖｓ｜の関係になるので、出力電圧信号Ｖｏが正の範囲では、加算値Ｖｏ＋Ｖｓは図４（Ｄ）に示すような｜Ｖｏ｜−｜Ｖｓ｜の大きさをとり、負の値になる。

なお、オペアンプＯＰＰの非反転入力端子に、出力電圧信号Ｖｏと検出電圧信号Ｖｓとの加算値Ｖｏ＋Ｖｓを入力することにより、負荷電圧と負荷電流との間に後述するような「フの字特性」が呈するようになっている。

オペアンプＯＰＰの反転入力端子には、基準負電圧−Ｖｂが入力されているので、オペアンプＯＰＰの出力電圧は、Ｖｏ＋Ｖｓ−（−Ｖｂ）＝｜Ｖｏ｜−｜Ｖｓ｜＋Ｖｂとなる。過電流が生じている状況では、この値｜Ｖｏ｜−｜Ｖｓ｜＋Ｖｂも図４（ＥＰ）に示すように、負の値をとる。なお、過電流が生じていない状況では、この値｜Ｖｏ｜−｜Ｖｓ｜＋Ｖｂも正の値をとる。

オペアンプＯＰＰからの出力電圧が正のときには、ダイオードＤ２Ｐの存在により、接続点Ａには、オペアンプＯＰＰからの出力電圧は伝達されない。

一方、オペアンプＯＰＰからの負の出力電圧が、接続点Ａにおいて、正の入力電圧信号Ｖｉに重畳されるため、正の入力電圧信号Ｖｉの大きな値はクリップされる。

以上では、入力電圧信号Ｖｉが正のときに機能する第１の保護回路の動作を説明したが、入力電圧信号Ｖｉが負のときに機能する第２の保護回路は、第１の保護回路の動作と対称的な動作を行う。図４（ＥＮ）には、過電流時のオペアンプＯＰＮからの出力｜Ｖｓ｜−｜Ｖｏ｜−Ｖｂを示しており、これが、負の入力電圧信号Ｖｉに重畳されるため、負の入力電圧信号Ｖｉの負に大きな値はクリップされる。

図４（Ｆ）は、過電流を引き起こすような入力電圧信号Ｖｉの正負の大きな値がクリップされた後の入力電圧信号Ｖｉを示しており、このクリップされた入力電圧信号Ｖｉがデジタルオーディオアンプ１に入力されるため、負荷２への電圧信号Ｖｏも、図４（Ｇ）に示すように大きな値がクリップされたようなものとなり、負荷２への電流も、図４（Ｈ）に示すように大きな値がクリップされたようなものとなる。すなわち、過電流が抑圧され、負荷２が過電流や印加電圧Ｖｏから保護される。

図５は、オペアンプＯＰＰのゲインが２０ｄＢの場合と６０ｄＢの場合とにおける、オペアンプＯＰＰからの出力電圧波形｜Ｖｏ｜−｜Ｖｓ｜＋Ｖｂと、クリップされた入力電圧信号Ｖｉの信号波形図である。この図５から明らかなように、オペアンプＯＰＰのゲインを変化させると、オペアンプＯＰＰからの出力電圧波形｜Ｖｏ｜−｜Ｖｓ｜＋Ｖｂの丸みが変化し、オペアンプＯＰＰへの引き込み量も変化し、クリップ後の入力電圧信号Ｖｉの丸みも変化する。すなわち、オペアンプＯＰＰ（及びＯＰＮ）のゲイン選定によって、クリップ機能を調整することができる。

また、第２の実施形態の保護回路において、負荷２が短絡したときには、オペアンプＯＰＰの非反転入力端子への入力電圧はＶｓだけに変化するので、短絡電流の小さな値で、クリップ機能が作用し、これにより短絡機能が一段と小さくなり、これによりクリップ機能がより働くという状態が繰り返される。図６は、この負荷短絡時の、負荷への印加電圧Ｖｏと負荷電流Ｉｏとの「フの字特性」を示している。このようなフの字特性とすることにより、最終的な短絡電流をＩ_２に抑えることができ、負荷短絡時のデジタルオーディオアンプ１にかかる負担を軽減することができる。

第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様な効果に加え、負荷短絡時における短絡電流を小さく抑え、負荷の前段に設けられているアンプの負担を軽減することができる。

（Ｃ）他の実施形態
本発明の技術思想は、上述した各実施形態の構成のものに限定されず、以下に例示するような変形実施形態を挙げることができる。

上記第２の実施形態においては、基準電圧をオペアンプＯＰＰ及びＯＰＮの反転入力端子に入力するものを示したが、図７に示すように、オペアンプＯＰＰ及びＯＰＮの反転入力端子をアースし、第２の実施形態とは正負が逆の基準電圧をオペアンプＯＰＰ及びＯＰＮの非反転入力端子に入力するようにしても良い。

また、上記第２の実施形態は、デジタルオーディオアンプ１への入力電圧信号Ｖｉ及び負荷２への電圧信号Ｖｏが同相の場合のものであったが、図８（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、アンプ１への入力電圧信号Ｖｉ及び負荷２への出力電圧信号Ｖｏが逆相の場合にも、本発明を適用することができる。図９は、上述した逆相の場合の保護回路の構成例を示しており、オペアンプＯＰＰやＯＰＮへの信号の入力端子が第２の実施形態とは逆になっていると共に、基準電圧の正負も第２の実施形態とは逆になっている。

上記各実施形態は、オーディオアンプからスピーカにオーディオ信号（電圧信号）を与えるシステムに適用することを意図した保護回路を示したが、本発明の保護回路は、電源回路からの電源を負荷に供給する際にも適用することができる。

また、上記各実施形態で説明した負荷電流検出回路は、負荷への電流経路を遮断する形式の保護回路に対しても適用することができる。

第１の実施形態に係る保護回路の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る負荷電流検出回路の検出原理を説明するための回路図である。 第２の実施形態の保護回路の構成を示す回路図である。 第２の実施形態の保護回路の各部信号波形図である。 第２の実施形態の保護回路におけるオペアンプのゲインの影響の説明図である。 第２の実施形態の保護回路における負荷短絡のフの字特性を示す説明図である。 第２の実施形態の変形実施形態（その１）を示す回路図である。 第２の実施形態の変形実施形態（その２）が前提とするアンプの入出力信号の位相関係を示す説明図である。 第２の実施形態の変形実施形態（その２）を示す回路図である。

符号の説明

１…デジタルオーディオアンプ、２…負荷、１０、１０Ａ…保護回路、１１…負荷電流検出回路、１２…比較部、１３…基準電圧部、１４…加算部、Ｒ１、Ｒ２…抵抗、Ｌ１…コイル、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ。

Claims (5)

1. コイルが直列に接続されている負荷の負荷電流を検出する負荷電流検出回路において、
   抵抗及びコンデンサの直列回路を上記コイルに並列に接続し、上記コンデンサの両端電圧を上記負荷の負荷電流を検出した検出電圧とすると共に、
   上記コイルのインダクタンスをＬ１、上記コイルにおける抵抗成分の抵抗値をＲ１、上記直列回路における抵抗の抵抗値をＲ２、上記直列回路におけるコンデンサのキャパシタンスをＣ２としたとき、Ｌ１／Ｒ１＝Ｃ２・Ｒ２となるように上記各素子の値を選定している
   ことを特徴とする負荷電流検出回路。
2. コイルが直列に接続されている負荷を少なくとも保護対象回路とし、上記保護対象回路を過電流から保護する保護回路において、
   上記保護対象回路を流れる電流を電圧として検出する電流検出部として、請求項１に記載の負荷電流検出回路を有することを特徴とする保護回路。
3. 上記電流検出部による検出電圧、又は、検出電圧と上記保護対象回路への入力電圧との差分を、基準電圧と比較し、比較結果を出力する比較手段と、
   上記比較結果が、上記保護対象回路を流れる電流が過電流を表しているときに、上記保護対象回路への直接の入力電圧、又は、増幅することにより上記保護対象回路への入力電圧となる増幅前の電圧をクリップするクリップ手段とをさらに有する
   ことを特徴とする請求項２に記載の保護回路。
4. 上記比較手段が、上記検出電圧と上記保護対象回路への入力電圧との差分を基準電圧と比較するものであり、上記保護対象回路の短絡時に、上記基準電圧との比較対象を上記検出電圧とし、上記保護対象回路の短絡時における回路電流及び入力電圧の特性をフの字特性としたことを特徴とする請求項３に記載の保護回路。
5. 上記負荷に直列に接続されているコイルは、上記負荷に並列に接続されたコンデンサと共に、ローパスフィルタを構成しているものであることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の保護回路。
   

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